JPH09236637A

JPH09236637A - 電圧印加電流測定回路

Info

Publication number: JPH09236637A
Application number: JP8043435A
Authority: JP
Inventors: Kenji Izawa; 憲治伊澤; Yoshihiro Hashimoto; 好弘橋本
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1996-02-29
Filing date: 1996-02-29
Publication date: 1997-09-09
Anticipated expiration: 2016-02-29
Also published as: JP3599256B2

Abstract

(57)【要約】【課題】定常時の電流が微小であり、反転動作時に尖
頭値が大きい動作電流を消費する負荷の定常時の電流
を、高速繰返し周期でも正確に測定できる電圧印加電流
測定回路を提供する。【解決手段】演算増幅器に負帰還を掛け一定電圧を出
力する構成とした電圧供給回路の電圧出力端子に、この
電圧出力端子の電圧が所定値より低下したことを検知し
てこの電圧出力端子に電流を供給する電流出力回路と、
電圧出力端子の電圧が所定値より高くなったことを検知
して、電圧出力端子から電流を吸引する電流吸引回路を
接続した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は例えばＣＭＯＳ型
ＩＣのように能動素子が反転動作するときだけ大きな負
荷電流を消費し、定常状態では微小電流しか消費しない
ＩＣの、特に電源電圧供給端子に定常時の電圧を与えた
状態で流れる微小電流を測定する電圧印加電流測定回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に従来から用いられている電圧印加
電流測定回路の概略の構成を示す。この電圧印加電流測
定回路は概略、電圧供給回路１０と電流測定手段２０と
によって構成される。電圧供給回路１０は非反転入力端
子に一定電圧Ｖ_inが与えられた演算増幅器１１と、この
演算増幅器１１から出力される電圧Ｖ₀を出力し、この
出力電圧Ｖ₀を負荷２５に供給する電圧出力端子ＴＯ
と、電圧出力端子ＴＯに出力される電圧Ｖ₀を演算増幅
器１１の反転入力端子に負帰還させる負帰還回路１２
と、演算増幅器１１の出力端子と電圧出力端子ＴＯとの
間に直列に接続された電流測定用抵抗器１３と、この電
流測定用抵抗器１３と並列に接続されたダイオードの逆
並列回路１４と、電流測定用抵抗器１３及び逆並列接続
されたダイオードとの並列接続回路に更に並列接続した
位相補償コンデンサ１５と、電圧出力端子ＴＯと共通電
位点に接続されたバイパスコンデンサ１６とによって構
成される。

【０００３】電流測定手段２０は電流測定用抵抗器１３
に発生する電圧を取出す差動増幅器２１と、この差動増
幅器２１で検出した電圧値をＡＤ変換して取出すＡＤ変
換器２２とによって構成することができる。尚、演算増
幅器１１の非反転入力端子に一定電圧Ｖ_inを供給する電
圧源１８は一般にＤＡ変換器が用いられ、ＤＡ変換器に
与えるディジタル値によって演算増幅器１１の非反転入
力端子に与える電圧値Ｖ_inを任意の電圧に設定できるよ
うに構成される。

【０００４】電圧出力端子ＴＯと共通電位間に負荷２５
が接続される。負荷２５はここではＣＭＯＳ型ＩＣであ
るものとし、そのＣＭＯＳ型ＩＣの定常状態における消
費電流値を測定する。つまり、負荷２５がＣＭＯＳ型Ｉ
Ｃである場合、ＣＭＯＳ型ＩＣ内の能動素子（ＦＥＴ）
が反転動作する毎に、図６Ａに示すような動作電流ＩＰ
が流れ、反転動作が終了すると、電流消費量は極端に少
なくなり、定常電流ΔＩが流れる。動作電流ＩＰと定常
電流ΔＩとの比は例えば１０００：１程度の大きな比率
を持つ。よって定常電流ΔＩを正確に測定するには動作
電流ＩＰが流れた後、定常電流ΔＩに切替わった時点か
ら充分に時間が経過し、電圧出力端子ＴＯの電圧Ｖ₀が
安定した時点（以下この電圧Ｖ₀が安定するまでの時間
をセットリングタイムと称す）で電流測定手段２０でＡ
Ｄ変換動作を実行すればよい。

【０００５】負荷２５となる被試験ＩＣの動作速度が遅
く、動作電流ＩＰが流れる周期が充分長ければセットリ
ングタイムが長くても定常電流ΔＩを正確に測定するこ
とはできる。然し乍ら、ＩＣには高速化が要求されてお
り、動作電流ＩＰが流れる周期は年々短かくなる傾向に
ある。従って従来より、この種の電圧印加電流測定回路
ではセットリングタイムを短かくする工夫を種々施して
いる。

【０００６】その１つとしては電圧出力端子ＴＯにバイ
パスコンデンサ１６を接続し、このバイパスコンデンサ
１６に常時定常電圧Ｖ₀を充電しておき、動作電流ＩＰ
が負荷２５に流れるとき、負荷２５に流れる動作電流Ｉ
Ｐの大部分をこのバイパスコンデンサ１６から放出さ
せ、負荷２５で必要とする動作電流ＩＰを過不足なく供
給できるようにしている。

【０００７】更に、電流測定用抵抗器１３に対してダイ
オードの逆並列回路１４を接続し、動作電流ＩＰが流れ
ている最中に、電流測定用抵抗器１３に大きな電圧降下
を発生させない工夫。動作電流ＩＰが流れた際に、電圧
出力端子ＴＯの電圧変動を小さくするためには、バイパ
スコンデンサ１６の容量値を大きく設定するとよい。バ
イパスコンデンサ１６の容量値を大きく設定すると、演
算増幅器１１から成る負帰還回路の動作が不安定（発振
現象が見られる）になる。この現象を除去するために位
置補償コンデンサの容量値を大きく設定し、不安定現象
を除去している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、位相補償コ
ンデンサ１５の容量値を大きく採ると、電流測定用抵抗
器１３の抵抗値も大きいことから、電流測定用抵抗器１
３と位相補償コンデンサ１５の時定数が大きくなり、こ
の時定数に従って電圧出力端子ＴＯの電圧が元の定常電
圧に復帰するから、時定数が大きい分だけセットリング
タイムが長くなり高速動作型のＩＣの定常電流を測定で
きないことになる。

【０００９】以下にセットリングタイムの一例を数値を
掲げて説明する。高速の負荷変動特性を得るためには演
算増幅器１１を含む回路全体の周波数特性を高くするこ
とが要求される。また、微小の定常電流ΔＩを測定する
ためには電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒ_mを大きなも
のが必要となる。ＣＭＯＳ型ＩＣの動作時に流れる動作
電流ＩＰはその流れている時間は通常数ｎｓ〜数１０ｎ
ｓであり、演算増幅器１１を用いた負帰還型の電圧供給
回路１０では動作電流ＩＰが流れている期間内は負荷変
動を補償できない。従って従来よりバイパスコンデンサ
１６を設け、動作電流ＩＰが流れている期間はこのバイ
パスコンデンサ１６から負荷２５に電流を供給し、動作
電流ＩＰの終了後、演算増幅器１１側から消費した電荷
をバイパスコンデンサ１６に供給している。

【００１０】動作電流ＩＰが流れている時間ＴＰが短か
く、動作電流ＩＰが定電流であるものとすると、バイパ
スコンデンサ１６に蓄えられる電荷Ｑは一般にＱ＝Ｃ※
Ｖ＝Ｉ※Ｔであるから、電圧出力端子ＴＯの電圧変動Δ
Ｖ₀はΔＶ₀≒ＩＰ※ＴＰ／Ｃ₁₆となり、バイパスコン
デンサ１６に必要な容量値Ｃ₁₆はＣ₁₆≒ＩＰ※ＴＰ／Δ
Ｖ₀となる。

【００１１】一般的な例としてＩＰ＝５００ｍＡ，ＴＰ
＝１００ｎｓ，ΔＶ₀＝２００ｍＶとすると、Ｃ₁₆≒ＩＰ※ＴＰ／ΔＶ＝ 500ｍＡ※ 100ｎｓ／ 200ｍ
Ｖ＝0.25μＦとなる。電圧出力端子ＴＯを流れる電流が定常状態にな
ったときの電流測定分解能を１００ｎＡ、電流測定手段
２０に設けた差動増幅器２１の利得を１０倍、Ａ／Ｄ変
換器２２の測定分解能を１ｍＶとすると、電流測定用抵
抗器１３の抵抗値Ｒ_mは、Ｒ_m＝１ｍＶ／（１００ｎＡ※１０）＝１ＫΩ となる。

【００１２】演算増幅器１１の周波数応答特性を図７に
示す。図中曲線Ａはオクターブ当り−６ｄＢの減衰特
性、曲線Ｂはオクターブ当り−１２ｄＢの減衰特性を示
す。図示する周波数ｆ１〜ｆ２の間はオクターブ当り−
１２ｄＢの減衰特性を呈し、このオクターブ−１２ｄＢ
の減衰特性のまま０ｄＢに達すると周知のように系は不
安定な動作となる。この周波数応答特性において、周波
数ｆ１は、ｆ１≒１／（２π※Ｒ_m※Ｃ₁₆）＝６３６Ｈｚｆ_nを１００ＭＨｚとして回路を安定に動作させるため
の周波数ｆ２を１００ＫＨｚに採ると、この周波数ｆ２
を与える位相補償コンデンサ１５の容量値Ｃ_mは、ｆ２＝１／（２π※Ｒ_m※Ｃ_m）から、Ｃ_m＝１／（２π※Ｒ_m※ｆ２）＝１６００ＰＦとなる。

【００１３】電流測定時のセットリングタイムは電流測
定用抵抗器１３の抵抗値Ｒ_mと位相補償コンデンサ１５
の容量値Ｃ_mの時定数で決まる。動作電流ＩＰが流れて
いる期間に電流測定用抵抗器１３の両端に発生する電圧
はダイオードの逆並列回路１４の順方向電圧にクランプ
される。動作電流ＩＰが流れている期間の電流測定用抵
抗器１３に発生する電圧を７００ｍＶとすると、時定数
τ＝Ｒ_m※Ｃ_mで決まる電流測定用抵抗器１３の両端電
圧が１ｍＶに回復するまでの放電時間ＴＳ（セットリン
グタイム）は、 logｅ（１ｍＶ／７００ｍＶ）＝−６．５５から、ＴＳ＝６．５５（Ｒ_m※Ｃ_m）＝６．５５※１ＫΩ×１６００ＰＦ＝１０．４μｓとなる。

【００１４】結局、図６Ｂに示した電圧出力端子ＴＯの
電圧変動ΔＶ_oが定常値Ｖ₀＝Ｖ_inに復帰するまでに約
１０．４μｓのセットリングタイムＴＳを要し、このセ
ットリングタイムＴＳを経過した時点でなければ電流測
定手段２０は電流測定しても誤差値の大きい電流値を測
定してしまう不都合が生じる。セットリングタイムＴＳ
が１０．４μｓであるとすると、１／１０．４μｓ≒
０．１×１０⁶＝１００ＫＨｚとなり、動作電流ＩＰの
繰返し周波数が１００ＫＨｚより低い周波数のＩＣしか
定常電流ΔＩを測定することができないことになる。

【００１５】この発明の目的は、セットリングタイムＴ
Ｓを短かくし、高速動作型のＩＣの定常電流ΔＩを正確
に測定することができる電圧印加電流測定回路を提供し
ようとするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】この発明では非反転入力
端子に一定電圧が与えられた演算増幅器及びこの演算増
幅器の出力電圧が与えられ、周期的に定常時の電流より
尖頭値が大きい動作電流を消費する負荷にその出力電圧
を供給する電圧出力端子、この電圧出力端子の電圧を上
記演算増幅器の反転入力端子に帰還する帰還回路によっ
て構成した電圧供給回路と、この電圧供給回路を構成す
る演算増幅器の出力端子と電圧出力端子との間に接続し
た電流測定用抵抗器と、上記電圧出力端子と上記演算増
幅器の反転入力端子との間を接続した帰還回路と、上記
電圧出力端子と共通電位点との間に接続したバイパスコ
ンデンサと、上記電流測定用抵抗器に並列接続したダイ
オードの逆並列接続回路と、上記電流測定用抵抗器に並
列接続した位相補償コンデンサと、上記電流測定用抵抗
器に発生する電圧を測定し、上記演算増幅器から電圧出
力端子に出力される電流値を測定する電流測定手段とを
具備して構成される電圧印加電流測定回路において、電
圧出力端子にこの電圧出力端子の電圧が規定値より低下
したことを検出して電圧出力端子に電流を流し込む電流
供給回路と、電圧供給端子の電圧が定常値より高くなっ
たことを検出して電圧供給端子より電流を吸引する電流
吸引回路とを付加した電圧印加電流測定回路を提供す
る。

【００１７】この出願の請求項２では請求項１で提案し
た電圧印加電流測定回路において、周期的に流れる動作
電流が断になった時点から所定時間経過後に電流供給回
路及び電流吸引回路を電圧供給端子から切離す切替回路
を付加した電圧印加電流測定回路を提供する。この出願
の請求項３では請求項１で提案した電圧印加電流測定回
路において、電流供給回路は電圧供給端子に出力される
定常時の電圧値よりわずかに低い電圧を出力する電圧源
と、この電圧源の電圧がアノードに与えられ、カソード
が電圧供給端子に接続されたダイオードと、このダイオ
ードのアノードに電流出力端子を接続した電流源とによ
って構成した電圧印加電流測定回路を提供する。

【００１８】この出願の請求項４では、請求項１で提案
した電圧印加電流測定回路において、電流吸引回路は電
圧出力端子の定常時の電圧よりわずかに高い電圧を出力
する電圧源と、この電圧源の電圧がカソードに与えら
れ、アノードが電圧出力端子に接続されたダイオード
と、このダイオードのカソードと電圧源との接続点に接
続され、電圧供給端子の電圧が電圧源の電圧より高くな
った時点でダイオードを通じて電圧供給端子から電流を
吸引する電流源とによって構成した電圧印加電流測定回
路を提供する。

【００１９】

【作用】この出願の請求項１で提案した電圧印加電流測
定回路によれば、負荷となる被試験ＩＣに尖頭値が大き
い動作電流ＩＰが流れたために、電圧出力端子の電圧が
低下方向に変動すると、その電圧の低下を負帰還ループ
で構成される電圧供給回路とは別に設けた電流供給回路
が検出し、電圧出力端子に電流を供給する。この電流の
供給により、従来は電圧供給回路だけから供給されてい
た電流が、この発明では電流供給回路からも供給されて
補足するから、電圧出力端子の電圧変動幅を小さく抑え
ることができる。

【００２０】電圧出力回路の電圧変動幅を小さくできる
ことから、バイパスコンデンサの容量値を小さい値に設
定することが可能となり、これがために電圧供給回路の
電圧が定常時の電圧に復帰するまでの時間（セットリン
グタイム）を短かくすることができる。この発明では更
に電圧供給回路の電圧出力端子に、この電圧出力端子の
電圧が上昇した場合には、その電圧の上昇を検知して電
流を吸引する電流吸引回路を設けた構成を提案する。こ
の電流吸引回路を設けたことにより、負荷に動作電流が
流れ、その動作電流が断になって定常電流に戻るとき、
電圧出力端子の電圧にオーバーシュートが発生したとす
ると、そのオーバーシュートを検出して電流を吸引す
る。この電流の吸引によりオーバーシュートを制限す
る。この電圧制限動作により電圧出力端子の電圧は早期
に定常電圧に復帰し、オーバーシュートが発生してもセ
ットリングタイムを短かくすることができる。

【００２１】請求項２で提案した電圧印加電流測定回路
によれば動作電流が断になった時点から所定の時間が経
過した時点で電流供給回路及び電流吸引回路を電圧出力
端子から切離す切替回路を設けた構成を提案したから、
電流供給回路及び電流吸引回路を流れる電流によって電
流測定値に誤差が発生しない電圧印加電流測定回路を提
供することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】図１にこの発明による電圧印加電
流測定回路の一実施例を示す。図１において、図５と対
応する部分には同一符号を付けて示す。つまり、１０は
電圧供給回路、ＴＯは電圧出力端子、２５は被試験ＩＣ
で構成される負荷、３０はこの発明で付加する電流供給
回路、４０は電流吸引回路を示す。

【００２３】電圧供給回路１０の構成及びその動作は図
５で説明したと同じであるからここではその重複説明は
省略する。この発明の特徴とする構成は、電圧出力端子
ＴＯに電流供給回路３０と電流吸引回路４０も合わせて
接続した点である。電流供給回路３０は電圧出力端子Ｔ
Ｏの定常状態における電圧Ｖ₀＝Ｖ_inに安定した状態の
電圧によりわずかに低い電圧ＶＬを発生する電圧源３１
と、この電圧源３１の電圧がアノードに印加され、カソ
ードが電圧出力端子ＴＯに接続され、更にアノードに電
流源３２の電流出力端子が接続されたダイオード３３
と、このダイオード３３のアノードと電圧源３１との間
に接続したダイオード３４とによって構成することがで
きる。

【００２４】電流吸引回路４０は定常時の電圧出力端子
ＴＯの出力電圧Ｖ₀＝Ｖ_inよりわずかに高い電圧ＶＨを
出力する電圧源４１と、この電圧源４１の電圧ＶＨがカ
ソードに与えられアノードが電圧出力端子ＴＯに接続さ
れ、更にカソードに吸引電流源４２が接続されたダイオ
ード４３と、このダイオード４３のカソードと電圧源４
１との間に接続したダイオード４４とによって構成する
ことができる。

【００２５】電圧出力端子ＴＯの電圧がＶ₀＝Ｖ_inの状
態にある定常状態では電流供給回路３０のダイオード３
４と電流吸引回路４０のダイオード４４は図２ＣとＤに
示すようにオンの状態に保持され、ダイオード３３と４
３はオフの状態に維持される。従って電流源３２から供
給される電流Ｉ１はダイオード３４と電圧源３１を通じ
て共通電位点ＣＯＭに流れる。また電流源４２で吸引す
る電流Ｉ２は共通電位点ＣＯＭから電圧源４１とダイオ
ード４４を通じて電流源４２に吸引される。

【００２６】この状態で負荷２５に動作電流ＩＰ（図２
Ａ）が流れ、この動作電流ＩＰが流れたことにより、電
圧出力端子ＴＯの電圧Ｖ₀が図２Ｂに示すように低下
し、その電圧Ｖ₀が電圧源３１の電圧ＶＬより低くなる
とダイオード３４はオフに制御され、代わってダイオー
ド３３がオンになるため、電流源３２から供給される電
流Ｉ１は電圧出力端子ＴＯに注入される。

【００２７】電流供給回路３０から電圧出力端子ＴＯに
電流が注入されることにより、バイパスコンデンサ１６
はこの電流Ｉ１により充電され、電圧変動ΔＶ₀は電圧
ＶＬ以下には低下しないようにクランプされる。この結
果、電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶ₀の変動幅は電圧
源３１の電圧ＶＬによって決まる小さい変動幅に抑制さ
れる。電圧変動幅が小さい値に抑制されるために、電圧
出力端子ＴＯの電圧は動作電流ＩＰが断になった時点か
ら極く短かい時間内に定常値Ｖ₀＝Ｖ_inに復帰すること
ができる。

【００２８】ここで電圧出力端子ＴＯの電圧変動ΔＶ₀
の変動幅が小さくできることから、バイパスコンデンサ
１６の容量値Ｃ₁₆を小さくできる利点が得られる。バイ
パスコンデンサ１６の容量値Ｃ₁₆は、電流供給回路３０
のスイッチング時間（動作電流ＩＰが流れる時間）を２
ｎＳとすると、Ｃ₁₆≒ＩＰ※ＴＰ／ΔＶ₀ ≒５００ｍＡ※２ｎＳ／２００ｍＶ＝０．００５μＦとなる。

【００２９】電流測定用抵抗器１３の抵抗値Ｒ_mは変化
がなく１ＫΩである。バイパスコンデンサ１６の容量値
Ｃ₁₆が決まることにより図７に示した周波数特性の周波
数ｆ１は、ｆ１≒１／（２π※Ｒ_m※Ｃ₁₆）＝３１．８ｋＨｚｆ_nを１００ＭＨｚとして回路を安定に動作させるため
の周波数ｆ２を１ＭＨｚとすると、位相補償コンデンサ
１５の容量値Ｃ_mはＣ_m＝１／（２π※Ｒ_m※ｆ２）＝１６０ＰＦとなる。

【００３０】このように、位相補償コンデンサ１５の容
量値Ｃ_mが従来の約１／１０になるため、電流測定用抵
抗器１３の抵抗値Ｒ_mと位相補償コンデンサ１５の容量
値Ｃ _mによって決まる放電時間ＴＳ（セットリングタイ
ム）はＴＳ＝６．５５τ＝６．５５※１ＫΩ※１６０ＰＦ＝
１．０４μｓとなり、セットリングタイムＴＳを１／１０に短縮する
ことができる。

【００３１】一方、この発明では動作電流ＩＰが断にな
った時点で電流供給回路３０からの電流の注入量が大き
いと、電圧出力端子ＴＯの電圧が図２Ｂに実線で示すよ
うに過渡的に上昇するいわゆるオーバーシュートが発生
することが考えられる。このオーバーシュートが発生
し、オーバーシュートの電圧が電圧源４１の電圧ＶＨを
越えると電流吸引回路４０に設けたダイオード４３がオ
ンとなり、電圧出力端子ＴＯから電流源４２が電流Ｉ２
を吸引する。この電流の吸引によってオーバーシュート
の電圧は電圧源４１の電圧ＶＨにクランプされ、電圧Ｖ
Ｈ以上に上昇することを抑制する。この結果、オーバー
シュートの量は制限されるため、オーバーシュートが発
生してもセットリングタイムを短かくすることができ
る。

【００３２】図３はこの出願の請求項２で提案する切替
回路５０と６０を付加した実施例を示す。図３では電圧
供給回路１０を省略して示している。この実施例では負
荷２５に動作電流ＩＰが流れている時点では切替回路５
０と６０のダイオード５２と６２は、電圧源５１と６１
が出力する正電圧Ｖ_swpと負電圧Ｖ_swnによってオンの
状態に制御され、電流源３２と４２を電流供給回路３０
と電流吸引回路４０に接続した状態に保持される。従っ
て電流供給回路３０と電流吸引回路４０は図１で説明し
たと同様に電流の供給と、吸引動作を実行する。動作電
流ＩＰが断になった時点から所定の時間ＴＭ（図４Ｂ参
照）経過した時点で電圧源５１と６１から発生している
電圧Ｖ_swpとＶ_swnを０（ゼロ）に戻し、ダイオード５
２と６２をオフに制御する。この結果電流源３２と４２
は電流供給回路３０と電流吸引回路４０から切離され、
電流源３２と４２の電流が電圧出力端子ＴＯに漏れるこ
とを阻止する。よって電流源３２と４２が回路から切離
された後に電流測定手段２０で電流を測定することによ
り、電流源３２と４２の電流の影響を受けることなく、
電流を測定することができる。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
負帰還回路で構成される電圧供給回路１０の電流供給機
能を電流供給回路３０で補足し、尖頭値の大きい動作電
流ＩＰが流れても、電圧出力端子ＴＯの電圧変動量を低
減させる構成としたから、電圧供給回路１０の電流供給
容量を軽減させることができる。つまりバイパスコンデ
ンサ１６の容量値Ｃ₁₆を小さい値に設定することができ
る。バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ₁₆を小さい値に
設定することができることから、位相補償コンデンサ１
５の容量値Ｃ_mも小さい値に設定することができ、電流
測定用抵抗器１３との時定数Ｒ_m※Ｃ_mを小さくするこ
とができる。これによって尖頭値の大きい動作電流ＩＰ
が流れて直後の電圧出力端子ＴＯの電圧が定常時の電圧
に復帰するまでのセットリングタイムを短かくすること
ができ、この結果として動作電流ＩＰの繰返し周期が高
速繰返し周期でも定常時の電流ΔＩを正確に測定するこ
とができることになる。

【００３４】また、請求項２で提案した電圧印加電流測
定回路によれば電流測定時点では電流補足用の電流供給
回路３０及びオーバーシュート除去用の電流吸引回路４
０を構成する各電流源３１と４１を回路から切離す構成
としたから、スイッチ用のダイオード３３及び４３の漏
れ電流による影響を受けることがない。従って、電流供
給回路３０と電流吸引回路４０を設けたことにより電流
測定値の信頼性が損なわれることはない。

【００３５】更に、電流供給回路３０及び電流吸引回路
４０は動作電流ＩＰが流れている期間が終了し、定常状
態での微小電流測定時ではダイオード３３及び４３がオ
フの状態に制御され、電圧出力端子ＴＯ側に電流を出力
することがない。この結果、電流源３２，４２及び電圧
源３１，４１には高速応答性のみが要求され、低ノイズ
特性、高精度の出力電圧安定度は要求されないため、装
置を簡単に作成することができる。

【００３６】また、バイパスコンデンサ１６の容量値Ｃ
₁₆を小さい値に設定することができることから、ノイズ
による不確定電流の影響を小さくすることができる。つ
まり、電圧供給回路１０の出力にノイズが存在すると、
バイパスコンデンサ１６にノイズ電流が流れ、このノイ
ズ電流が微小電流測定時の不確定電流となる。因みに１
００ＫＨｚで１０μＶのノイズが発生していると、ノイ
ズ電流は、従来、Ｃ₁₆＝０．２５０μＦＺ_C＝１／（２π※ｆ※０．２５０μＦ）＝６．３Ω ノイズ電流＝１０μＶ／６．３Ω＝１．５８μＡ本発明、Ｃ₁₆＝０．００５μＦＺ_C＝１／（２π※ｆ※０．００５μＦ）＝３１８Ω ノイズ電流＝１０μＶ／３１８Ω＝０．０３μＡとなり、電圧供給回路１０に要求されるノイズ特性も大
幅に緩和させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例を説明するための接続図。

【図２】図１の動作を説明するための波形図。

【図３】この発明の請求項２で提案する要部の回路構成
を説明するための接続図。

【図４】図３の動作を説明するための波形図。

【図５】従来の技術を説明するための接続図。

【図６】図５の動作を説明するための波形図。

【図７】図５の動作を説明するための周波数特性曲線
図。

【符号の説明】

１０電圧供給回路１１演算増幅器１２負帰還回路１３電流測定用抵抗器１４ダイオードの逆並列回路１５位相補償コンデンサ１６バイパスコンデンサＴＯ電圧出力端子１８電圧源２０電流測定手段２５負荷３０電流供給回路４０電流吸引回路５０，６０切替回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力端子に一定電圧が与えられた演算増
幅器及びこの演算増幅器の出力電圧が与えられ、周期的
に定常時の電流より尖頭値が大きい動作電流を消費する
負荷にその出力電圧を供給する電圧出力端子、この電圧
出力端子の電圧を上記演算増幅器の反転入力端子に帰還
する帰還回路によって構成した電圧供給回路と、この電
圧供給回路を構成する演算増幅器の出力端子と電圧出力
端子との間に接続した電流測定用抵抗器と、上記電圧出
力端子と共通電位点との間に接続したバイパスコンデン
サと、上記電流測定用抵抗器に並列接続したダイオード
の逆並列接続回路と、上記電流測定用抵抗器に並列接続
した位相補償コンデンサと、上記電流測定用抵抗器に発
生する電圧を測定し、上記演算増幅器から電圧出力端子
に出力される電流値を測定する電流測定手段とを具備し
て構成される電圧印加電流測定回路において、上記電圧出力端子にこの電圧出力端子の電圧が規定値よ
り低下したことを検出して上記電位供給端子に電流を流
し込む電流供給回路と、上記電圧供給端子の電圧が定常
値より高くなったことを検出して上記電圧供給端子より
電流を吸引する電流吸引回路とを付加したことを特徴と
する電圧印加電流測定回路。
【請求項２】請求項１記載の電圧印加電流測定回路に
おいて、上記周期的に流れる動作電流が断になった時点
から所定時間経過後に上記電流供給回路及び電流吸引回
路を上記電圧供給端子から切離す切替回路を付加したこ
とを特徴とする電圧印加電流測定回路。
【請求項３】請求項１記載の電圧印加電流測定回路に
おいて、上記電流供給回路は上記電圧供給端子に出力さ
れる定常時の電圧値よりわずかに低い電圧を出力する電
圧源と、この電圧源の電圧がアノードに与えられ、カソ
ードが上記電圧供給回路の電圧出力端子に接続されたダ
イオードと、このダイオードのアノードに電流出力端子
を接続した電流源とによって構成したことを特徴とする
電圧印加電流測定回路。
【請求項４】請求項１記載の電圧印加電流測定回路に
おいて、上記電流吸引回路は上記電圧出力端子の定常時
の電圧よりわずかに高い電圧を出力する電圧源と、この
電圧源の電圧がカソードに与えられ、アノードが上記電
圧出力端子に接続されたダイオードと、上記ダイオード
のカソードと上記電圧源との接続点に接続され、上記電
圧供給端子の電圧が上記電圧源の電圧より高くなった時
点で上記ダイオードを通じて上記電圧出力端子から電流
を吸引する電流源とによって構成したことを特徴とする
電圧印加電流測定回路。