JPH089647A - 電力変換装置、交直変換装置および周波数変換装置 - Google Patents

電力変換装置、交直変換装置および周波数変換装置

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JPH089647A
JPH089647A JP6135775A JP13577594A JPH089647A JP H089647 A JPH089647 A JP H089647A JP 6135775 A JP6135775 A JP 6135775A JP 13577594 A JP13577594 A JP 13577594A JP H089647 A JPH089647 A JP H089647A
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 初期充電時にインバータ主回路の異常を検出
でき、健全な部分の損傷を防止し得る電力変換装置を得
る。 【構成】 インバータ主回路３の交流側にはリアクトル
５及び抵抗器７の直列回路を接続し、抵抗器７と並列に
開閉器８を接続する。インバータ主回路３の直流側には
コンデンサ６を接続する。直流電圧センサ９の検出値Ｖ
ｄを電圧制御手段１１に供給する。スイッチング制御手
段４は、直流電圧センサ９の検出値に応じた電圧制御手
段１１からの交流電流指令値と交流電流センサ１０の検
出値が一致するように電流制御手段１２の出力に基づい
てトランジスタ１のオンオフを制御する。直流電流セン
サ２０の検出値と基準設定器２２の設定値とを比較器２
１で比較し、この比較器２１の出力に基づいて直流電流
検出値が設定値より低い場合に異常と判定する異常検出
手段２３を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばインバータの
交流側を商用電源等に接続して交流電力を直流電力に変
換する交直変換器（コンバータ）や、無効電力および高
調波補償を行うアクティブフィルタ等に利用される電力
変換装置およびこの電力変換装置を使用した交直変換装
置並びに周波数変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１５は、例えば１９９３年１月３０日
発刊の電気学会半導体電力変換研究会資料、「大容量Ｉ
ＧＢＴモジュールを適用したアクティブフィルタ」（Ｓ
ＰＣ−９３−７）に示された従来の電力変換装置を示す
構成図であり、この電力変換装置を、電源系統に無効電
力や高調波を給電して電力補償を行うアクティブフィル
タに適用した例である。
【０００３】図において、１はスイッチング素子として
のトランジスタ、２はトランジスタ１に逆並列に接続さ
れた整流素子としてのダイオードである。これらトラン
ジスタ１とダイオード２の対がブリッジ接続されてイン
バータ主回路３が構成される。インバータ主回路３を構
成するトランジスタ１のオンオフはスイッチング制御手
段４によって制御される。インバータ主回路３の交流側
には、リアクトル５および抵抗器７が直列接続される。
そして、抵抗器７と並列に開閉器８が接続される。一
方、インバータ主回路３の直流側にはコンデンサ６が接
続される。
【０００４】９はインバータ主回路３の直流側のコンデ
ンサ６に充電される電圧すなわち直流電圧を検出する直
流電圧センサ、１０はインバータ主回路の交流側の電流
を検出する交流電流センサである。直流電圧センサ９の
検出値すなわち直流電圧Ｖｄは電圧制御手段１１に供給
され、この電圧制御手段１１からの交流電流の指令値お
よび交流電流センサ１０の検出値は電流制御手段１２に
供給される。上述したスイッチング制御手段４は、電圧
制御手段１１からの交流電流の指令値および交流電流セ
ンサ１０の検出値が一致するように電流制御手段１２に
よって制御される。これにより、インバータ主回路３の
交流出力電圧が制御される。
【０００５】次に動作について説明する。トランジスタ
１とこれに逆並列に接続されたダイオード２による素子
対はオンオフ制御が可能なスイッチとして作用し、これ
をブリッジ接続してなるインバータ主回路３は交流電力
と直流電力を変換する電力変換作用を行う。すなわち、
スイッチング制御手段４によりトランジスタ１のオンオ
フを高速に切り換え、かつその時間比率を制御するいわ
ゆるＰＷＭ制御を行うことによってインバータ主回路３
の交流出力電圧の大きさと位相を独立に制御できる。イ
ンバータ主回路３の交流出力電圧をＶｉ*（*はベクトル
表示であることを表す。以下同じ）として、これがイン
ダクタンス値がＬであるリアクトル５を介して電圧がＶ
ｓ*の交流電源に接続されたとき、交流電流Ｉ*は次式で
表される。ここに、ωは角周波数である。
【０００６】 Ｉ*＝（Ｖｓ*−Ｖｉ*）／ｊωＬ ・・・（１）
【０００７】ここで、交流電源電圧Ｖｓ*を基準ベクト
ルにとり、Ｖｓ*と同一方向を実軸にとって表記する
と、次式のようになる。ここに、Re（Ｖ*）、Im（Ｖ*）
は、それぞれＶ*の実軸方向成分、虚軸方向成分であ
る。
【０００８】 Ｉ*＝（Ｖｓ−（Re（Ｖｉ*）＋ｊIm（Ｖｉ*）））／ｊωＬ ＝｛−Im（Ｖｉ*）−ｊ（Ｖｓ−Re（Ｖｉ*））｝／ωＬ ・・・（２）
【０００９】この（２）式からわかるようにインバータ
主回路３の交流出力電圧の交流電源電圧Ｖｓと同一方向
成分Re（Ｖｉ*）をＶｓと一致させると、交流電流Ｉと
交流電源電圧Ｖｓは同一位相となり、有効電力のみが交
流電源とインバータ主回路３の間で授受される。また、
この有効電力の大きさと方向は、インバータ主回路３の
交流出力電圧の交流電源電圧Ｖｓと直交する成分Im（Ｖ
ｉ*）の大きさおよび極性を変化させることにより任意
に変化させることができる。また、インバータ主回路３
は、この電力を直流側と授受することになるため、交流
から直流への電力変換が行なわれる。
【００１０】一方、同様に、上記（２）式からインバー
タ主回路３の交流出力電圧の交流電源電圧Ｖｓと直交す
る成分Im（Ｖｉ*）を０とすると、交流電源電圧Ｖｓと
インバータ主回路３とは無効電力の授受のみを行い、そ
の電力量は交流電源電圧Ｖｓと同一位相の成分Re（Ｖｉ
*）で制御できる。図１５のアクティブフィルタは、こ
の無効電力の授受の機能を利用して系統電源の無効電力
量を補償する機能を有するものである。さらに、説明は
省略するが、インバータ主回路３の交流出力電圧に高調
波成分を発生することにより高調波電流を給電すること
も可能である。
【００１１】さて、以上のようにインバータ主回路３の
交流出力電圧を制御することにより、インバータ主回路
３の交流側に接続された交流電源間で電力の授受を制御
できるが、インバータ主回路３の交流出力電圧はこのイ
ンバータ主回路３の直流側の直流電圧Ｖｄによって制限
される。インバータ主回路３の交流出力電圧（線間電圧
値）は次式で表される。
【００１２】 ｜Ｖｉ*｜＝ｋ・Ｖｄ／√２ ・・・（３）
【００１３】ここに、ｋは変調率であり、０≦ｋ≦１で
ある。すなわち、インバータ主回路３の交流出力電圧の
大きさが直流側の直流電圧Ｖｄの値で制限される。上記
（２）式で示したように有効電力および無効電力を自在
に制御するためには交流電源電圧Ｖｓに対抗できる電圧
値が必要であるから、上記（３）式の直流電圧Ｖｄは少
なくとも√２Ｖｓ以上は必要であり、リアクトル５の電
圧降下分等の制御上の余裕を考慮し、通常Ｖｓの２倍程
度かそれ以上の電圧値に設定する。
【００１４】インバータ主回路３の直流側に接続された
コンデンサ６は直流電圧を保持するために設けられ、イ
ンバータ主回路３と交流電源間の電力授受の瞬時的な変
化を平滑して直流電圧が変化しないように作用する。こ
こで、直流側のコンデンサ６が放電している状態ではイ
ンバータ出力電圧を発生することができないため、この
状態からインバータ主回路３の直流側の直流電圧を確立
する必要がある。この動作は以下のように行なわれる。
【００１５】まず、インバータ主回路３の交流側の開閉
器８をオフとして抵抗器７を交流電源と直列に挿入する
と共に、スイッチング制御手段４によりインバータ主回
路３の全てのトランジスタ１をオフ状態とする。このよ
うにすると、インバータ主回路３ではダイオード２によ
る全波整流回路が形成されることになる。図１６はその
回路構成を示している。このとき、インバータ主回路３
の直流側のコンデンサ６は抵抗器７によって制限された
電流Ｉｄで充電され、コンデンサ６の容量Ｃと抵抗器７
の抵抗値Ｒで決まる一次遅れで直流電圧は上昇する。こ
の直流電圧の上昇に伴って充電電流、すなわち交流電流
は減少し、直流電圧が交流電源電圧のピーク値近辺、す
なわち√２Ｖｓ近辺まで上昇したとき充電電流は０とな
る。ついで、開閉器８をオンして抵抗器７をバイパスす
る。以上のようなインバータ主回路３を等価的にダイオ
ード整流器として直流側のコンデンサ６を充電すること
を、以下「初期充電」と称することとする。
【００１６】ついで、インバータ主回路３をスイッチン
グ制御手段４によりＰＷＭ制御して交流出力電圧Ｖｉを
発生させる。このときのインバータ主回路３の交流出力
電圧Ｖｉの波形はＰＷＭ波形となるが、これはリアクト
ル５でフィルタリングされるため、インバータ主回路３
の交流出力電流Ｉは正弦波状となる。このとき、インバ
ータ主回路３の交流出力電圧Ｖｉは、上述の有効電力の
授受の制御を行うように制御される。図１７は、この等
価回路を示している。この期間では、交流電源電圧Ｖｓ
と大きさおよび位相を同一とした成分と、交流電源電圧
Ｖｓと直交した成分を合成して出力して交流電源から有
効電力を受け、これをインバータ主回路３で直流電力に
変換してコンデンサ６をさらに充電して、交流電源電圧
Ｖｓの２倍程度まで昇圧する。以上のようなインバータ
主回路３をＰＷＭ制御して交流出力電圧を制御し、直流
側のコンデンサ６を充電することを、以下「予備充電」
と称する。
【００１７】電圧制御手段１１は予備充電において、イ
ンバータ主回路３の直流電圧Ｖｄを直流電圧センサ９に
より検出し、目標電圧との比較結果に応じてコンデンサ
６への充電電流を制御する。この充電電流の制御は、上
記（２）式で示したように交流電源電圧Ｖｓと同一位相
の交流電流を制御することであるから、電圧制御手段１
１より交流電流の指令値を電流制御手段１２に供給す
る。電流制御手段１２は、この指令値と交流電流センサ
１０による検出値が一致するように次段のスイッチング
制御手段４に指令値を送出する。そして、スイッチング
制御手段４はインバータ主回路３の各トランジスタ１を
制御することで、インバータ主回路３の交流出力電圧を
制御する。この閉ループ制御によってインバータ主回路
３の直流電圧Ｖｄは設定値に制御される。図１８は、イ
ンバータ主回路３の初期充電および予備充電に関する上
述の動作をタイムチャートで示したものである。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、初期充電および予備
充電の際の直流側にあるコンデンサ６の充電におけるイ
ンバータ主回路３の安定な動作に関し、以下のような問
題点があった。第１の問題点は、インバータ主回路３の
トランジスタ１をオフ状態としてダイオード２による整
流作用によってコンデンサ６を充電する初期充電時にお
いて、トランジスタ１やダイオード２に不良があった場
合でもコンデンサ６への充電ができることから、トラン
ジスタ１やダイオード２の不良を知ることができない。
そのため、初期充電終了後にインバータ主回路３のトラ
ンジスタ１を動作させる予備充電を開始した際に直流短
絡（ブリッジ接続されている同相のトランジスタ１が同
時にオンして直流側が短絡されること）や交流短絡（ブ
リッジ接続されている例えば上側の各相のトランジスタ
１が同時にオンして交流側が短絡されること）を生じ、
トランジスタ１に過大な電流が流れ、他の健全な部分を
損傷させるおそれがあることである。
【００１９】第２の問題点は、初期充電を完了して予備
充電を開始した際に、インバータ主回路３やスイッチン
グ制御手段４に異常があって直流短絡や交流短絡が生じ
た場合、直流電圧が系統線間電圧のピーク値付近まで上
昇していることから直流短絡電流が大きくなると共に、
また、トランジスタ１に印加される電圧値が高いため確
実な保護ができなくなり、他の健全な部分を損傷させる
おそれがあることである。
【００２０】第３の問題点は、初期充電を終了して予備
充電を開始するとき、系統線間電圧に対抗してインバー
タ主回路３の交流出力電圧を発生する必要があるが、こ
のときインバータ主回路３の交流出力電圧の制御遅れの
ために系統線間電圧とインバータ主回路３の交流出力電
圧が不一致となる期間が生じる。このために、突入電流
が生じ、インバータ主回路３を構成するトランジスタ１
等に過度の負担を与えるおそれがあることである。
【００２１】この発明はこのような問題点を解決するた
めになされたもので、インバータ主回路の初期充電およ
び予備充電において安定な動作ができ、信頼性の高い電
力変換装置およびこの電力変換装置を使用した交直変換
装置並びに周波数変換装置を得ることを目的とし、より
具体的には以下を目的とする。
【００２２】初期充電時にインバータ主回路の異常を検
出できると共に、この異常によって健全な部分の損傷を
引き起こすことのない電力変換装置およびこの電力変換
装置を使用した交直変換装置並びに周波数変換装置を得
ることを目的とする。また、インバータ主回路の異常を
検出した場合、その異常の部位を検出し、異常な部位の
復旧を容易に行い得る電力変換装置およびこの電力変換
装置を使用した交直変換装置並びに周波数変換装置を得
ることを目的とする。また、予備充電の開始において
は、スイッチング素子を制御する部分に不良がある場合
でも、確実に保護を行うことができる電力変換装置およ
びこの電力変換装置を使用した交直変換装置並びに周波
数変換装置を得ることを目的とする。また、予備充電時
に突入電流が発生せずスイッチング素子に負担を与えな
い電力変換装置およびこの電力変換装置を使用した交直
変換装置並びに周波数変換装置を得ることを目的とす
る。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
力変換装置は、スイッチング素子とこのスイッチング素
子に逆並列に接続される整流素子との対をブリッジ接続
してなるインバータ主回路と、このインバータ主回路の
交流側の電流と直流側の電圧に基づいてスイッチング素
子を制御するスイッチング制御手段と、インバータ主回
路の直流側の電流を検出する直流電流検出手段と、この
直流電流検出手段の検出値と所定値とを比較し、検出値
が所定値以下のときには少なくともインバータ主回路を
異常として検出する異常検出手段とを備えたものであ
る。
【００２４】請求項２の発明に係る電力変換装置は、請
求項１記載の発明において、インバータ主回路の交流側
の電流を検出する交流電流検出手段と、異常検出手段の
出力と交流電流検出手段の検出値とに基づいてインバー
タ主回路を構成する少なくともスイッチング素子または
整流素子の異常部位を特定する異常部位特定手段とを備
えたものである。
【００２５】請求項３の発明に係る電力変換装置は、ス
イッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列に接続
される整流素子との対をブリッジ接続してなるインバー
タ主回路と、このインバータ主回路の交流側の電流と直
流側の電圧に基づいてインバータ主回路のスイッチング
素子を制御するスイッチング制御手段と、インバータ主
回路の交流側に接続された電流制限手段と、インバータ
主回路の直流側の電圧の値がスイッチング素子をオフ状
態に制御した場合の最大電圧値以下であるときにスイッ
チング制御手段を付勢する付勢手段と備えたものであ
る。
【００２６】請求項４の発明に係る電力変換装置は、ス
イッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列に接続
される整流素子との対をブリッジ接続してなるインバー
タ主回路と、このインバータ主回路の交流側の電流と直
流側の電圧に基づいてインバータ主回路のスイッチング
素子を制御するスイッチング制御手段と、インバータ主
回路の交流側に接続された電流制限手段と、この電流制
限手段をバイパスする切換手段と、インバータ主回路の
交流側の電流または直流側の電圧に基づいて切換手段の
切換を制御する第１の切換制御手段とを備えたものであ
る。
【００２７】請求項５の発明に係る電力変換装置は、請
求項４記載の発明において、上記第１の切換制御手段に
代えて、インバータ主回路の直流側の電圧に基づいてイ
ンバータ主回路の交流出力電流を制御すると共に切換手
段の切換を制御する第２の切換制御手段を備えたもので
ある。
【００２８】請求項６の発明に係る電力変換装置は、ス
イッチング素子とこのスイッチング素子に逆並列に接続
される整流素子との対をブリッジ接続してなるインバー
タ主回路と、このインバータ主回路の交流側の電流と直
流側の電圧に基づいてスイッチング素子を制御するスイ
ッチング制御手段と、インバータ主回路の直流側の電流
を検出する直流電流検出手段と、この直流電流検出手段
の検出値と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて少
なくともインバータ主回路の異常を検出する異常検出手
段と、インバータ主回路の交流側の電流を検出する交流
電流検出手段と、記異常検出手段の出力と交流電流検出
手段の検出値とに基づいて上記インバータ主回路を構成
する少なくとも上記スイッチング素子または整流素子の
異常部位を特定する異常部位特定手段と、インバータ主
回路の交流側に接続された電流制限手段と、インバータ
主回路の直流側の電圧の値がスイッチング素子をオフ状
態に制御した場合の最大電圧値以下であるときにスイッ
チング制御手段を付勢する付勢手段と、電流制限手段を
バイパスする切換手段と、インバータ主回路の交流側の
電流または直流側の電圧に基づいて記切換手段の切換を
制御する第１の切換制御手段とを備えたものである。
【００２９】請求項７の発明に係る電力変換装置は、請
求項４または６記載の発明において、第１の切換制御手
段はインバータ主回路の直流側の電圧の大きさを検出す
る絶対値検出器と、この絶対値検出器の出力と所定の設
定値を比較する比較器とからなるものである。
【００３０】請求項８の発明に係る電力変換装置は、請
求項４または６記載の発明において、第１の切換制御手
段はインバータ主回路の交流側の電流を整流する全波整
流回路と、この全波整流回路の出力と所定の設定値を比
較する比較器とからなるものである。
【００３１】請求項９の発明に係る電力変換装置は、請
求項６記載の発明において、上記第１の切換制御手段に
代えて、インバータ主回路の直流側の電圧に基づいてイ
ンバータ主回路の交流出力電流を制御すると共に切換手
段の切換を制御する第２の切換制御手段を備えたもので
ある。
【００３２】請求項１０の発明に係る電力変換装置は、
請求項５または９記載の発明において、第２の切換制御
手段はインバータ主回路の直流側の電圧と所定の設定値
を比較する比較器と、この比較器の出力に基づいて所定
幅のパルスを発生するパルス発生器とからなるものであ
る。
【００３３】請求項１１の発明に係る交直変換装置は、
請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の発明における
電力変換装置を備えたものである。
【００３４】請求項１２の発明に係る周波数変換装置
は、請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の発明にお
ける電力変換装置を備えたものである。
【００３５】
【作用】請求項１の発明においては、インバータ主回路
を構成するスイッチング素子や整流素子等に不良があっ
た場合（直流電流の検出値が小さくなる）に、これを確
実、かつ簡単に検出することが可能となる。これによ
り、インバータ主回路に不良がある状態で予備充電を開
始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引き起こ
すことがなく、信頼性の高い装置を得ることが可能とな
る。
【００３６】請求項２の発明においては、インバータ主
回路を構成するスイッチング素子や整流素子等に不良が
あった場合（直流電流の検出値が小さくなる）に、これ
を確実、かつ簡単に検出することが可能となる。これに
より、インバータ主回路に不良がある状態で予備充電を
開始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引き起
こすことがなく、信頼性の高い装置を得ることが可能と
なる。また、異常が検出された際には、交流電流の検出
値との関係からインバータ主回路を構成するスイッチン
グ素子や整流素子等の異常部位を特定することが可能と
なる。これにより、修理時間の短縮や保守性の向上を図
ることが可能となる。
【００３７】請求項３の発明においては、初期充電中の
電圧が低くなった時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御
して交流電圧を発生させるため、スイッチング制御手段
に異常がある場合等インバータ主回路が直流短絡や交流
短絡を発生した場合でもスイッチング素子に印加される
電圧が低くなり、確実に保護することが可能となる。ま
た、インバータ主回路の交流側に接続された電流制限手
段により交流短絡時の電流が抑制されるため保護がより
確実となる。
【００３８】請求項４の発明においては、インバータ主
回路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制
限手段がバイパスされるため、突入電流が生じないよう
に切り換えを行うことが可能となる。
【００３９】請求項５の発明においては、インバータ主
回路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制
限手段がバイパスされるため、突入電流が生じないよう
に切り換えを行うことが可能となる。また、電力損失を
発生する電流制限手段が挿入されている時間を短縮する
ことができ、損失を軽減できると共に、予備充電期間を
短縮することが可能となる。
【００４０】請求項６の発明においては、インバータ主
回路を構成するスイッチング素子や整流素子等に不良が
あった場合（直流電流の検出値が小さくなる）に、これ
を確実、かつ簡単に検出することが可能となる。これに
より、インバータ主回路に不良がある状態で予備充電を
開始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引き起
こすことがなく、信頼性の高い装置を得ることが可能と
なる。また、異常が検出された際には、交流電流の検出
値との関係からインバータ主回路を構成するスイッチン
グ素子や整流素子の異常部位を特定することが可能とな
る。これにより、修理時間の短縮や保守性の向上を図る
ことが可能となる。また、初期充電中の電圧が低くなっ
た時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御して交流電圧を
発生させるため、スイッチング制御手段に異常がある場
合等インバータ主回路が直流短絡や交流短絡を発生した
場合でもスイッチング素子に印加される電圧が低くな
り、確実に保護することが可能となる。また、インバー
タ主回路の交流側に接続された電流制限手段により交流
短絡時の電流が抑制されるため保護がより確実となる。
また、インバータ主回路の交流出力電圧が交流電源と一
致した時点で電流制限手段がバイパスされるため、突入
電流が生じないように切り換えを行うことが可能とな
る。
【００４１】請求項７の発明においては、インバータ主
回路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制
限手段がバイパスされるため、突入電流が生じないよう
に切り換えを行うことが可能となる。
【００４２】請求項８の発明においては、インバータ主
回路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制
限手段がバイパスされるため、突入電流が生じないよう
に切り換えを行うことが可能となる。
【００４３】請求項９の発明においては、インバータ主
回路を構成するスイッチング素子や整流素子等に不良が
あった場合（直流電流の検出値が小さくなる）に、これ
を確実、かつ簡単に検出することが可能となる。これに
より、インバータ主回路に不良がある状態で予備充電を
開始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引き起
こすことがなく、信頼性の高い装置を得ることが可能と
なる。また、異常が検出された際には、交流電流の検出
値との関係からインバータ主回路を構成するスイッチン
グ素子や整流素子等の異常部位を特定することが可能と
なる。これにより、修理時間の短縮や保守性の向上を図
ることが可能となる。また、初期充電中の電圧が低くな
った時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御して交流電圧
を発生させるため、スイッチング制御手段に異常がある
場合等インバータ主回路が直流短絡や交流短絡を発生し
た場合でもスイッチング素子に印加される電圧が低くな
り、確実に保護することが可能となる。また、インバー
タ主回路の交流側に接続された電流制限手段により交流
短絡時の電流が抑制されるため保護がより確実となる。
また、インバータ主回路の交流出力電圧が交流電源と一
致した時点で電流制限手段がバイパスされるため、突入
電流が生じないように切り換えを行うことが可能とな
る。また、電力損失を発生する電流制限手段が挿入され
ている時間を短縮することができ、損失を軽減できると
共に、予備充電期間を短縮することが可能となる。
【００４４】請求項１０の発明においては、インバータ
主回路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流
制限手段がバイパスされるため、突入電流が生じないよ
うに切り換えを行うことが可能となる。また、電力損失
を発生する電流制限手段が挿入されている時間を短縮す
ることができ、損失を軽減できると共に、予備充電期間
を短縮することが可能となる。
【００４５】請求項１１および請求項１２の発明におい
ては、請求項１〜請求項１０の発明と同様の作用を奏す
るため、信頼性の向上を図ることが可能となる。
【００４６】
【実施例】
実施例１．以下、図１を参照しながら、この発明に係る
電力変換装置の実施例１に付いて説明する。この図１に
おいて、図１５と対応する部分には同一符号を付し、そ
の詳細説明は省略する。図において、２０はインバータ
主回路３の直流電流を検出する直流電流検出手段として
の直流電流センサであり、この直流電流センサ２０をコ
ンデンサ６と直列に接続する。
【００４７】２１は直流電流センサ２０の検出値Ｉｄと
後述の設定値を比較する比較器、２２は比較器２１に対
して設定値を設定するための基準設定器である。直流電
流センサ２０の検出値Ｉｄを比較器２１の反転入力端子
に供給し、この比較器２１の非反転入力端子には基準設
定器２２からの設定値を供給する。比較器２１からは検
出値Ｉｄが設定値より小さくなったときハイレベル
「Ｈ」の信号が出力される。２３は比較器２１の出力と
初期充電中を表す信号との論理積を演算するアンド回路
であって、比較器２１の出力をアンド回路２３の一方の
入力端子に供給し、このアンド回路２３の他方の入力端
子には初期充電中にはハイレベル「Ｈ」となる信号を供
給する。なお、構成要素２１〜２３は異常検出手段を構
成する。本実施例は以上のように構成し、その他は図１
５の例と同様に構成する。
【００４８】次に動作について説明する。図１５の例と
同一構成部分については動作も同一であるのでその説明
を省略し、本実施例で付加した部分を中心に説明する。
従来例の動作で述べたように、インバータ主回路３のコ
ンデンサ６の充電においては、インバータ主回路３の交
流側の切換手段としての開閉器８をオフとして電流制限
手段としての抵抗器７が直列に挿入された回路を構成す
ると共に、スイッチング制御手段４によりインバータ主
回路３のトランジスタ１をオフとしてインバータ主回路
３をダイオード整流器として動作させる初期充電を行
う。この初期充電におけるインバータ主回路３の交流電
流は抵抗器７の作用によりほぼ正弦波となり、インバー
タ主回路３の直流電流は３相全波整流波形となる。
【００４９】ここで、インバータ主回路３を構成するト
ランジスタ１やダイオード２等の素子の一部が短絡状態
で不良であったり、トランジスタ１やダイオード２等の
素子がオープン状態で不良であったりした場合の初期充
電について考える。図２（ａ）は、インバータ主回路３
を構成する素子であるトランジスタ１やダイオード２が
正常な場合、図２（ｂ）は、直流側にあるコンデンサ６
の正極側に一端が接続されたＲ相の素子に短絡不良があ
る場合、図２（ｃ）は、図２（ｂ）の場合と同一部分に
オープン不良がある場合のそれぞれインバータ主回路３
の直流電流、すなわちコンデンサ６への充電電流波形の
例を示している。
【００５０】この図からもわかるように、図２（ａ）の
インバータ主回路３の素子に異常がない場合では、直流
電流は３相全波整流波形となる。一方、図２（ｂ）のあ
る素子が短絡状態で不良の場合は交流電流が短絡状態の
素子でバイパスされて直流側のコンデンサ６を経由しな
いモードが生じるため、図示のように直流電流が０とな
る期間が発生する。また、図２（ｃ）のある素子がオー
プン状態で不良の場合も同様に直流電流が落込む期間が
生じる。なお、図２ではコンデンサ６の正極側に一端が
接続された素子の不良について示したものであるが、イ
ンバータ主回路３の対称性からその他の素子についても
同様となる。
【００５１】上述した３つの場合とも直流電流の平均値
によってコンデンサ６への充電が行なわれ、電流の落ち
込みがある図２（ｂ）、（ｃ）の場合では、正常な図２
（ａ）の場合に対して初期充電に要する時間が延びるだ
けである。一般に、初期充電時においては、充電時間を
監視して、ある所定の時間を越える場合を異常としてい
るが、この時間は交流出力電圧の変化等を考慮して長め
に設定する必要があり、上述した図２（ｂ）、（ｃ）の
ような場合では異常を確実に検出することができない。
【００５２】インバータ主回路３のトランジスタ１やダ
イオード２等に不良がある場合に、初期充電に引き続い
てスイッチング動作をさせる予備充電を開始すると、こ
のときにインバータ主回路３の直流短絡や交流短絡を発
生して素子に過大な電流が流れて損傷を引き起こした
り、インバータ主回路３の交流出力電圧の制御が正常に
行えず、安定な動作を行うことができない。
【００５３】ここで、図２からインバータ主回路３を構
成する素子に異常がある場合の直流電流波形は、正常時
に対して０近辺まで落ち込む期間を生じるから、これを
検出してインバータ主回路３の異常を検出することがで
き、予備充電への移行を停止し、図示しない保護回路等
によって故障警報を出力するなどの処置を行うことがで
きる。以上の動作は図１の構成において次のように行な
われる。直流電流センサ２０は上述した初期充電電流を
検出し、この検出値と基準設定器２２で設定した設定値
を比較器２１で比較する。
【００５４】この比較器２１の出力は直流電流センサ２
０により検出された直流電流すなわち検出値Ｉｄが設定
値より小となったときハイレベル「Ｈ」となる。次段の
アンド回路２３は、この比較器２１の出力と初期充電中
にハイレベル「Ｈ」となる信号の論理積をとることによ
り、異常時にはハイレベル「Ｈ」となる異常信号を出力
する。図示せずも、電力変換装置は、この異常信号に基
づいて保護回路等から故障警報を発生させたり、故障表
示をさせたりする等の適切な処置をする。なお、上述し
た基準設定器２２の設定値は、抵抗器７の抵抗値と交流
電源電圧値で決まる正常時の電流に基づき決めることが
できるが、図２からもわかるように直流電流はほぼ０近
辺まで落ち込むので容易に充分低い値に設定でき、誤検
出等のおそれのない確実な検出ができる。
【００５５】このように、本実施例においては、インバ
ータ主回路３を構成するトランジスタ１やダイオード２
等の素子に不良があった場合に簡単な方法で確実に検出
でき、その検出信号に基づいて適切な処置を取ることに
よりインバータ主回路３に不良がある状態で予備充電を
開始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引き起
こすことを防止できる。
【００５６】実施例２．次に、図３を参照しながら、こ
の発明に係る電力変換装置の実施例２について説明す
る。この図３において、図１と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。本実施例において
は、図１の実施例に異常部位特定手段３０を付加したも
のである。この異常部位特定手段３０は、インバータ主
回路３の交流出力電流を検出する交流電流検出手段とし
ての交流電流センサ１０の検出値と、アンド回路２３の
出力である異常信号とから、インバータ主回路３を構成
するトランジスタ１やダイオード２等の素子の不良部位
を異常部位特定情報として検出するものである。
【００５７】まず、不良部位の検出原理について説明す
る。図４および図５は、上述した図２と同様にインバー
タ主回路３を構成する素子に短絡およびオープンの不良
があった場合の直流電流Ｉｄと交流出力電流ｉR，ｉS，
ｉTの動作波形を示している。図４がインバータ主回路
３の直流側のコンデンサ６の正極側に一端が接続された
Ｒ相の素子が短絡状態で不良である場合を示し、図５は
同一部分にオープン状態の不良がある場合を示してい
る。
【００５８】図４において、直流電流Ｉｄは既に述べた
ように０まで落ち込む期間を生じるが、この期間とイン
バータ主回路３の交流出力電流ｉR，ｉS，ｉTとの間に
は相関がある。すなわち、短絡状態の素子においては、
本来ダイオードの整流作用により片方向の導電性を呈す
べきところが双方向の導電性を呈するため、短絡状態の
素子と同一相の他のダイオードに流れるべき電流がバイ
パスされて直流側に流れず、交流側で短絡された状態と
なる。したがって、図４のように直流側のコンデンサ６
の正極側に一端が接続されたＲ相の素子が短絡状態で不
良である場合には、コンデンサ６の負極側に一端が接続
されたＲ相のダイオードには電流が流れず、この電流は
短絡状態の正極側の素子を通じて交流側で短絡される。
【００５９】このとき、交流出力電流の波形は図４に示
すように電流制限用の抵抗器７の作用により正常時と殆
ど同じとなるが、この交流出力電流と上述した直流電流
とから以下のように不良部位を特定できる。すなわち、
ダイオードによる全波整流器の作用はいわゆる絶対値の
最大値出力回路と同等であるから、直流電流が流れてい
ない期間において、交流出力電流の絶対値が最大となっ
ている相に不良部位があり、かつそのときの交流出力電
流の極性から直流側のコンデンサ６の正極側、負極側の
いずれに一端が接続された素子に異常があるかを特定す
ることができる。
【００６０】例えば図４の例では、直流電流Ｉｄが０近
辺に落ち込んでいる期間において、絶対値が最大である
交流出力電流はＲ相の電流であり、またその極性は負で
あるから、負側の交流出力電流がダイオードを流れてお
らず、インバータ主回路３の交流側で短絡されているこ
とが判断でき、結局直流側のコンデンサ６の正極側に一
端が接続された素子の部位に短絡不良があることがわか
る。以上はＲ相の素子に不良がある場合について説明し
たが、インバータ主回路３の対称性から全ての素子に上
述したような交流出力電流との相関があることから、同
一原理でインバータ主回路３を構成する各素子のなかか
ら短絡不良となっているものを特定できる。
【００６１】ついで、素子がオープン不良となっている
場合を図５により説明すると、この場合は交流出力電流
に顕著に影響が現れ、図５のｉRのように不良が存在す
るＲ相の交流出力電流が流れない期間が発生する。さら
に、直流側のコンデンサ６の正極側に一端が接続された
素子の不良では図５のように交流出力電流の正側の電流
が流れることができない。このインバータ主回路３の不
良部位と交流出力電流の相と極性の相関は、上述した短
絡状態の不良と同様のインバータ主回路３の対称性によ
り全ての素子について有しており、同一の原理でインバ
ータ主回路３を構成する各素子のなかからオープン不良
となっているものを特定できる。
【００６２】なお、短絡状態の不良と、オープン状態の
不良は、インバータ主回路３の交流出力電流の波形に相
違があるため分離することができる。すなわち、既に述
べたように、短絡状態の不良においては極性により電流
が流れない期間というものがなく、一方オープン状態の
不良では交流出力電流の極性により電流が流れない期間
が発生することにより分離できる。
【００６３】次に、上述した検出原理に基づく具体的な
検出方法について説明する。図６は異常部位特定手段３
０の動作をマイクロプロセッサのソフトウェア処理によ
って実現した場合のフローチャートである。まず、アン
ド回路２３の出力である異常信号を図示しないＩ／Ｏよ
り入力し、異常検出データＦ１として取り込む（ステッ
プＳ１）。そして、この異常検出データＦ１が異常を示
す“１”（ハイレベル「Ｈ」）であるときは次の処理に
進み、“０”（ローレベル「Ｌ」）であるときは異常が
ないので処理を終了する（ステップＳ２）。
【００６４】異常がある場合、交流電流センサ１０によ
って検出したＲ相、Ｔ相の交流出力電流の電流値ｉR，
ｉTの瞬時値を図示しないＡ／Ｄ変換器等から読み込み
（ステップＳ３）、これから残るＳ相の電流値ｉSを演
算により求める（ステップＳ４）。この各相の電流値と
異常検出データＦ１を交流出力電流の１周期間の時間だ
けサンプルし、Ｎ個×４種類のデータ列として図示しな
いメモリにストアする（ステップＳ５）。ついで、この
データ列を分析する。まず、オープン不良の検出をす
る。最初に異常検出データＦ１のサンプル値が“１”で
あるか否かを判断し（ステップＳ６）、“１”でないと
きは、以下のステップＳ７〜Ｓ１０の処理をパスする。
一方、異常検出データＦ１のサンプル値が“１”であれ
ば、Ｒ相の電流値ｉRと正の比較値ＬＰ１を比較し（ス
テップＳ７）、電流値ｉRが比較値ＬＰ１より大きい場
合にはデータＦＰに“１”をセットし、それ以外では何
もしない（ステップＳ８）。
【００６５】次に、Ｒ相の電流値ｉRと負の比較値ＬＮ
１と比較し（ステップＳ９）、電流値ｉRが比較値ＬＮ
１より小さいときにはデータＦＮに“１”をセットし、
それ以外では何もしない（ステップＳ１０）。これをＮ
個のデータについて行い（ステップＳ１１）、その結果
ＬＰ１，ＬＮ１が共に“１”となっていない場合、電流
が流れていない期間があると判断でき（ステップＳ１
２）、電流が流れていない期間があると判断した場合、
ＦＰが“１”でなければ正側の電流が流れておらず、Ｆ
Ｎが“１”でなければ負側の電流が流れていないと判断
できるので、それぞれ対応する素子の部位のデータをセ
ットする（ステップＳ１３）。上述したステップＳ６〜
Ｓ１３と同様の処理をＳ相、Ｔ相の電流についても行う
（ステップＳ１４、Ｓ１５）。
【００６６】ついで、短絡不良の検出をする。短絡不良
の検出は、まずオープン不良の場合と同様に最初に異常
検出データＦ１のサンプル値が“１”であるか否かを判
断し（ステップＳ１６）、“１”でないときは、以下の
ステップＳ１７〜Ｓ１９の処理をパスする。一方、異常
検出データＦ１のサンプル値が“１”であれば、各相の
電流値ｉR，ｉS，ｉTの絶対値が最大である相を判定し
て、そのデータをセットし（ステップＳ１７）、その相
の電流値の極性を判別して（ステップＳ１８）、これら
から対応する素子の部位のデータをセットする（ステッ
プＳ１９）。これをＮ個のデータについて行い（ステッ
プＳ２０）、処理を終了する。
【００６７】このように、本実施例ではインバータ主回
路３の異常を検出できる実施例１の作用効果に加えて、
インバータ主回路３を構成する素子であるトランジスタ
１やダイオード２の不良部位を検出することができ、修
理時間の短縮や保守性の向上を図ることができる。
【００６８】実施例３．次に、図７を参照しながら、こ
の発明に係る電力変換装置の実施例３について説明す
る。この図７において、図１５と対応する部分には同一
符号を付し、その詳細説明は省略する。上述した実施例
１や実施例２が初期充電時においてインバータ主回路３
の異常を検出するものであるのに対し、本実施例は初期
充電から予備充電へ移る際の装置の信頼性の向上を図る
ものである。
【００６９】図において、４１は比較器であり、その非
反転入力端子には直流電圧センサ９の検出値Ｖｄを供給
すると共に、その反転入力端子には基準設定器４２より
設定値Ｖｄｓを供給する。そして、比較器４１の出力を
スイッチング制御手段４Ａに制御信号として供給する。
なお、構成要素４１および４２は付勢手段を構成する。
本実施例は以上のように構成し、その他は図１５の例と
同様に構成する。
【００７０】次に動作について説明する。初期充電にお
ける動作については図１５の例と同様であり、本実施例
の特徴的な動作について以下に説明する。直流電圧セン
サ９は初期充電におけるインバータ主回路３の直流電圧
を検出し、この検出値と基準設定器４２の設定値が比較
器４１で比較される。比較器４１の出力は直流電圧の検
出値が基準設定器４２の設定値より大となった場合にハ
イレベル「Ｈ」となる。スイッチング制御手段４Ａは、
比較器４１の出力がハイレベル「Ｈ」となった場合はイ
ンバータ主回路３のスイッチングを制御するＰＷＭを行
うと共に、比較器４１の出力がローレベル「Ｌ」となっ
た場合はインバータ主回路３の全てのトランジスタ１を
オフ状態にする初期充電を行う。
【００７１】ここで、基準設定器４２の設定値をＶｄｓ
としたとき、図８に示すようにＶｄｓ＜Ｖｄｍ＝ √２
・Ｖｓとして、従来の初期充電終了時における直流電圧
値に対して低い電圧に設定する。これにより、従来に比
して低い直流電圧からインバータ主回路３はＰＷＭによ
る交流出力電圧を発生し、かつインバータ主回路３の交
流側に抵抗器７が挿入された状態でＰＷＭを開始するよ
うに動作する。
【００７２】上述した抵抗器７には以下の２つの作用が
ある。第１に、インバータ主回路３のＰＷＭ制御を開始
する直流電圧が交流出力電圧と同一の電圧を発生できる
交流出力電圧のピーク値にまで充電されていないため
に、インバータ主回路３の交流出力電圧は交流電源電圧
より低い電圧しか発生できないが、交流電源側からイン
バータ主回路３側へ流れる電流による抵抗器７における
電圧降下分によりこの状態でもインバータ主回路３の出
力電流を安定に制御できる。第２に、インバータ主回路
３のスイッチングを開始した際に異常が生じて交流電源
を短絡することが発生した場合、この交流短絡電流を制
限できる。
【００７３】ここで、インバータ主回路３のスイッチン
グを低い電圧で行うようにした場合の作用について説明
する。この作用も以下の２つがある。第１に、インバー
タ主回路３のスイッチングを開始した際に動作に異常が
あり、直流短絡を生じた場合に、コンデンサ６に充電さ
れたエネルギーが低いために短絡電流が小さくなる。第
２に、インバータ主回路３の異常動作の際に生じた直流
短絡電流をトランジスタ１をオフさせて遮断する際に素
子に印加される電圧が低くなることである。一般にトラ
ンジスタ１のような半導体スイッチング素子では、遮断
する電流と電圧の関係において電圧が低い程遮断できる
電流が大きくなる特性を有しており、低い電圧で異常電
流を遮断する方が確実な保護ができる。
【００７４】このように、本実施例では、初期充電中の
電圧が従来より低い電圧となった時点でインバータをＰ
ＷＭ制御して交流出力電圧を発生させるように構成して
いるので、スイッチング制御手段４Ａに異常がある場合
などインバータ主回路３が直流短絡や交流短絡を発生し
た場合などでも、スイッチング素子に印加される電圧が
低いため確実に保護できる。また、インバータ主回路３
の交流側に接続された抵抗器７により交流短絡時の電流
は抑制され、スイッチング素子等の保護がより確実とな
る。
【００７５】実施例４．次に、図９を参照しながら、こ
の発明に係る電力変換装置の実施例４について説明す
る。本実施例では、インバータ主回路３の交流側に接続
された電流制限手段としての抵抗器７をバイパスする切
り換えを行う際に、突入電流が生じない切り換えを行う
ものである。この図９において、図１５と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
【００７６】図において、５０は絶対値検出器であっ
て、電圧制御手段１１からの出力すなわち交流出力電流
の指令値をこの絶対値検出器５０に供給する。この絶対
値検出器５０では、電圧制御手段１１からの交流出力電
流の指令値の大きさが検出される。絶対値検出器５０の
出力を比較器５１の反転入力端子に供給すると共に、そ
の非反転入力端子には基準設定器５２より設定値を供給
する。そして、比較器５１の出力を切換手段としての開
閉器８Ａに制御信号として供給する。なお、構成要素５
０〜５２は第１の切換制御手段を構成する。本実施例は
以上のように構成し、その他は図１５の例と同様に構成
する。
【００７７】次に動作について説明する。上述したよう
に、電圧制御手段１１は直流側のコンデンサ６の充電電
圧の検出値からコンデンサ６の充電電流を指令する。こ
の充電電流はインバータ主回路３の交流出力電流と一意
の関係があり、上記充電電流をインバータ主回路３の交
流出力電流の指令値とする。この交流出力電流の指令値
とインバータ主回路３の出力電流が一致するように、電
流制御手段１２およびスイッチング制御手段４によりイ
ンバータ主回路３の交流出力電圧を制御する。
【００７８】さて、ここでインバータ主回路３の交流出
力電流が０の場合を考えると、このときインバータ主回
路３の交流出力電圧と、交流電源電圧Ｖｓが一致するよ
うに制御されている。したがって、このときにインバー
タ主回路３の交流側に挿入された電流制限用の抵抗器７
をバイパスすれば、すでにインバータ主回路３の交流出
力電圧は交流電源電圧と一致しているので、突入電流を
生じることのない切り換えができる。インバータ主回路
３の交流出力電流は、直流電圧制御手段１１の出力によ
り制御されていることから、この直流電圧制御手段１１
の出力が０に近いときに抵抗器７をバイパスすればよ
い。なお、直流電圧制御手段１１の出力が０に近いとき
には、コンデンサ６の電圧は所定値に達し、直流電圧セ
ンサ９の出力も所定の値になっている。
【００７９】絶対値検出器５０が電圧制御手段１１の出
力の大きさを検出し、これを次段の比較器５１で基準設
定器５２により設定した設定値と比較する。比較器５１
は、絶対値検出器５１の出力が基準設定器５２で設定し
た設定値より小となった場合ハイレベル「Ｈ」の信号を
出力するものであり、比較器５１の出力がハイレベル
「Ｈ」となったとき切換手段である開閉器８Ａをオンに
して、抵抗器７をバイパスする。基準設定器５１の設定
値を充分に小さくすることで、インバータ主回路３の交
流出力電流が充分に小さくなったとき、すなわち交流電
源電圧とインバータ主回路３の交流出力電圧が一致した
ときに比較器５１の出力はハイレベル「Ｈ」となるよう
になされている。
【００８０】このように、本実施例では、インバータ主
回路３の交流出力電流を指令する直流電圧制御手段１１
の出力が０近辺となったとき開閉器８Ａをオンとして抵
抗器７をバイパスするようにしたので、インバータ主回
路３の交流出力電圧が交流電源電圧と一致しているとき
に開閉器８Ａがオンすることになり、突入電流が生じな
い切り換えができる。
【００８１】実施例５．次に、図１０を参照しながら、
この発明に係る電力変換装置の実施例５について説明す
る。本実施例も、実施例４と同様に、インバータ主回路
３の交流側に接続された電流制限手段としての抵抗器７
をバイパスする切り換えを行う際に突入電流が生じない
切り換えを行うものである。この図１０において、図１
５と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。
【００８２】図において、５３は演算器であって、交流
電流センサ１０で検出されるインバータ主回路３の交流
出力電流のＲ相、Ｔ相の電流ｉR，ｉTをこの演算器５３
に供給し、Ｒ相およびＴ相の電流ｉR，ｉTより残りのＳ
相の電流ｉSを演算する。演算器５３で演算されたＳ相
の電流ｉSと、上述したＲ相およびＴ相の電流ｉR，ｉT
を全波整流回路５４に供給して三相全波整流をする。次
に、全波整流器５４の出力を比較器５５の反転入力端子
に供給し、その非反転入力端子に基準設定器５６で設定
された設定値を供給して両者を比較する。そして、比較
器５５の出力を開閉器８Ａに制御信号として供給する。
なお、構成要素５３〜５６は第１の切換制御手段を構成
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図１５
の例と同様に構成する。
【００８３】次に動作について説明する。図９に示す実
施例４の動作説明で述べたように、電流制限用の抵抗器
７をバイパスする際には、交流電源電圧とインバータ主
回路３の交流出力電圧が一致したときにこれを行えば突
入電流の発生がない。また、交流電源電圧とインバータ
主回路３の交流出力電圧が一致しているということはイ
ンバータ主回路３の交流出力電流が０のときである。し
たがって、インバータ主回路３の交流出力電流が０近辺
のときに抵抗器７をバイパスすればよい。
【００８４】インバータ主回路３の交流出力電流は電流
センサ１０によりＲ相の電流ｉRとＴ相の電流ｉTが検出
される。インバータ主回路３への突入電流を防止するた
めには、３相の電流が全て０近辺であることが必要であ
るから、残りのＳ相の電流ｉSを演算により得る。これ
は、３相電流の和が０になるという関係から容易に演算
でき、演算器５３によりｉS＝−（ｉR＋ｉT）の演算を
行うことで得られる。上述した交流電流センサ１０によ
るＲ相，Ｔ相の電流ｉR，ｉTと、演算器５３により算出
された残りのＳ相の電流ｉSは全波整流回路５４によっ
て三相全波整流され、三相交流電流の振幅値が直流量と
して得られる。
【００８５】全波整流回路５４の出力は比較器５５で基
準設定器５６で設定した設定値と比較され、インバータ
主回路３の交流出力電流の大きさが０近辺となったとき
比較器５５の出力はハイレベル「Ｈ」となる。そして、
比較器５５の出力がハイレベル「Ｈ」となったときに開
閉器８Ａをオンとして抵抗器７をバイパスする。このよ
うに、本実施例では、インバータ主回路３の交流出力電
流を全波整流回路５４で全波整流してその大きさを検出
し、その検出値が０近辺となったとき開閉器８Ａをオン
として抵抗器７をバイパスするようにしたので、実施例
４と同様にインバータ主回路３の交流出力電圧が交流電
源電圧と一致しているときに開閉器８Ａがオンすること
になり、突入電流が生じないように切り換えを行うこと
ができる。
【００８６】実施例６．次に、図１１を参照しながら、
この発明に係る電力変換装置の実施例６について説明す
る。本実施例は、実施例４および実施例５と同様の動作
をすると共に、さらに予備充電時の損失を低減し、また
充電に必要な時間を短縮するものである。この図１１に
おいて、図１５と対応する部分には同一符号を付し、そ
の詳細説明は省略する。
【００８７】図において、６１は比較器であって、イン
バータ主回路３の直流側の電圧を検出する直流電圧セン
サ９の出力をこの比較器６１の非反転入力端子に供給
し、その反転入力端子に基準設定器６２で設定された設
定値を供給して両者を比較する。そして、比較器６１の
出力を開閉器８Ａに制御信号として供給する。また、６
３はパルス発生器であって、比較器６１の出力をこのパ
ルス発生器６３に供給する。パルス発生器６３は、比較
器６１の出力がハイレベル「Ｈ」となったときに所定時
間のパルス幅を有するパルスを発生し、電圧制御手段１
１Ａに供給する。なお、構成要素６１〜６３は第２の切
換制御手段を構成する。本実施例は以上のように構成
し、その他は図１５の例と同様に構成する。
【００８８】次に動作を説明する。上述したように、電
流制限用の抵抗器７を挿入した状態で、インバータ主回
路３の交流出力電圧を制御することにより、交流出力電
流を制御してコンデンサ６への充電を行う動作を実行す
るが、抵抗器７はインバータ主回路３の動作に異常があ
り交流短絡が生じた場合にこの短絡電流を制限する利点
がある反面、損失を発生する欠点を有している。すなわ
ち、従来の初期充電完了時に抵抗器７をバイパスして続
く予備充電は抵抗器７が挿入されない状態で行なう方法
に比して損失が大きくなるため、抵抗器７の電力定格を
従来に比して大きくする必要が生じる問題が生じる。
【００８９】この問題を解決するためには、上述のごと
くインバータ主回路３の交流出力電圧が交流電源電圧と
対応できる程度に直流電圧が上昇した後は、抵抗器７を
バイパスすることが考えられる。すなわち、抵抗器７が
挿入された状態でインバータ主回路３の交流出力電圧を
制御して直流側のコンデンサ６を充電する動作から、抵
抗器７をバイパスしてコンデンサ６を充電する動作に切
り換える。このとき、突入電流の発生を避けるために
は、既に説明したようにインバータ主回路３の交流出力
電圧と交流電源電圧が一致しているとき、従ってインバ
ータ主回路３の交流出力電流が０近辺にあるときに抵抗
器７をバイパスすればよい。さらに、インバータ主回路
３の交流出力電流は電圧制御手段１１Ａの出力である交
流出力電流の指令値に一致するように制御されている。
【００９０】したがって、直流電圧制御手段１１Ａの出
力を強制的に０とすると、このときのインバータ主回路
３の交流出力電圧が交流電源電圧と一致するように制御
されるので、このとき抵抗器７をバイパスする切り換え
を行うと共に、この切り換えが完了した時点で電圧制御
手段１１Ａの出力を０とする操作を解除してコンデンサ
６への充電を継続するように動作させる。
【００９１】以上の動作は図１１に示す実施例６の構成
では、次のように行われる。インバータ主回路３の直流
電圧は直流電圧センサ９により検出され、この検出値に
基づき電圧制御手段１１Ａはインバータ主回路３の充電
電流を制御する。直流電圧センサ９の検出値は同時に比
較器６１で基準設定器６２により設定された設定値と比
較される。比較器６１の出力は直流電圧の検出値が設定
値より大となったときに出力がハイレベル「Ｈ」となる
ものである。ここに、設定値は交流出力電圧のピーク
値、すなわち√２・Ｖｓ以上に設定する。したがって、
比較器６１の出力はインバータ主回路３の交流出力電圧
が交流電源電圧に対応できるようになったときにハイレ
ベル「Ｈ」となるように動作する。
【００９２】この比較器６１の出力がハイレベル「Ｈ」
となったとき、パルス発生器６３により所定時間のパル
ス幅を有するパルスを発生させ、このパルスがハイレベ
ル「Ｈ」となったとき次段の電圧制御手段１１Ａの出力
を０つまりインバータ主回路３の交流出力電流の指令値
を０とする。また、比較器６１の出力がハイレベル
「Ｈ」となった時点で開閉器８Ａをオンとして抵抗器７
をバイパスさせる。そして、電圧制御手段１１Ａに供給
されるパルス発生器６３からのパルスが所定時間後にロ
ーレベル「Ｌ」となることにより、電圧制御手段１１Ａ
は出力を０とする動作を停止し、通常の制御にもどって
充電動作を継続する。ここで、パルス発生器６３より出
力されるパルスのパルス幅を開閉器８Ａの切り換えが確
実に完了するのに必要な時間以上に設定することで安定
な切り換えが行われる。
【００９３】このように、本実施例では、インバータ主
回路３の交流出力電圧を制御しながら行う充電動作にお
いて、インバータ主回路３の交流出力電圧が交流源電圧
に対抗できるまでインバータ主回路３の直流電圧が上昇
した時点で、インバータ主回路３の交流出力電流を所定
時間だけ強制的に０とするようにして電流制限用の抵抗
器７をバイパスする切り換えを行うことにより、実施例
４および実施例５と同様の突入電流の発生を防止するこ
とができる。また、切り換え後は抵抗器７が挿入されて
いない状態で充電動作を継続するため、抵抗器７が挿入
されている時間を短縮することができ損失の点で有利と
なると共に、充電電流を制限する要素がなくなるために
充電電流を増加することができ充電に必要な時間を短縮
することができる。
【００９４】実施例７．次に、図１２を参照しながら、
この発明に係る電力変換装置の実施例７について説明す
る。本実施例は、実施例２、実施例３および実施例４を
組み合わせてそれぞれの作用効果が同時に得られるよう
にしたもので、各構成要素と動作は既に説明したものと
同様であり、従って、ここではその重複説明を省略す
る。この図１２において、図３、図７および図９と対応
する部分には同一符号を付して示している。かくして、
本実施例では、初期充電から予備充電の完了までのイン
バータ主回路３の充電動作の全般において信頼性が向上
した電力変換装置を得ることができる。
【００９５】実施例８．なお、上記実施例７では実施例
２、実施例３および実施例４を組み合わせた場合である
が、実施例２、実施例３および実施例５を組み合わせ、
或は実施例２、実施例３および実施例６を組み合わせ
て、いずれの場合もそれぞれの作用効果が同時に得られ
るようにしてもよい。かくして、本実施例でも、初期充
電から予備充電の完了までのインバータ主回路３の充電
動作の全般において信頼性が向上した電力変換装置を得
ることができる。
【００９６】実施例９．次に、図１３を参照しながら、
この発明に係る電力変換装置の実施例９について説明す
る。本実施例は、実施例１の電力変換装置を交直変換装
置（コンバータ）に適用した例である。この図１３にお
いて、図１と対応する部分には同一符号を付し、その詳
細説明は省略する。図において、８０はインバータ主回
路３の直流側の回路系を開閉する開閉器、８１は開閉器
８０を介してインバータ主回路３の直流側に接続された
負荷としての直流電動機である。上述したように、電力
変換装置は原理的に交流電力と直流電力の変換作用を有
しているためにインバータ主回路３の直流側に接続され
た直流電動機８１に直流電力を給電できる。このよう
に、本実施例では、交流電力を直流電力に変換して負荷
に給電する交直変換装置（コンバータ）にもそのまま適
用でき、信頼性の高い交直変換装置を得ることができ
る。
【００９７】実施例１０．次に、図１４を参照しなが
ら、この発明に係る電力変換装置の実施例１０について
説明する。本実施例は、実施例１の電力変換装置を周波
数変換装置に適用した例である。この図１４において、
図１と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。図において、９０はインバータ主回路３と
は別なインバータ主回路であって、このインバータ主回
路９０はインバータ主回路３と同様に、トランジスタ１
とこれに逆並列に接続されたダイオード２の対がブリッ
ジ接続されてなる。インバータ主回路３の直流側に開閉
器８０を介してこのインバータ主回路９０を接続する。
そして、インバータ主回路９０を構成するトランジスタ
１のオンオフをスイッチング制御手段９１で制御する。
９２はインバータ主回路９０の交流側に接続された負荷
としての交流電動機である。
【００９８】次に動作について説明する。インバータ主
回路３とインバータ主回路９０の直流側を相互接続した
電力変換装置は、“高力率インバータ”、“正弦波入力
インバータ”等と称されて公知であるので詳細な動作の
説明は省略するが、直流側のコンデンサ６の充電に関し
ては同様に必要であり、直流側の充電動作に係わる実施
例１の作用効果は本実施例においても有効であり、信頼
性の向上を図ることができる。
【００９９】実施例１１．なお、上述した実施例９およ
び実施例１０では、実施例１の電力変換装置を適用した
ものを述べたが、他の実施例２〜実施例８についても同
様に適用することができ、それぞれ各実施例の奏する効
果を得ることができる。また、実施例９では、直流側の
負荷として直流電動機に給電する場合を示したが、これ
に限定されるものではなく、直流電源から電力を供給す
る負荷であれば何でもよい。また、この負荷としては、
直流チョッパ等の直流電圧変換器であってもよく、また
直流電源である場合でも差し支えない。また、上述した
実施例１０では、直流を交流に変換するインバータ主回
路９０の交流側に接続される負荷が交流電動機９２であ
る場合を示したが、これに限定されるものではなく、交
流電源から電力を供給する負荷であれば何でもよい。ま
た、この負荷としては、交流電源である場合でも差し支
えない。
【０１００】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、スイッチング
素子とこのスイッチング素子に逆並列に接続される整流
素子との対をブリッジ接続してなるインバータ主回路
と、このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電
圧に基づいてスイッチング素子を制御するスイッチング
制御手段と、インバータ主回路の直流側の電流を検出す
る直流電流検出手段と、この直流電流検出手段の検出値
と所定値とを比較し、検出値が所定値以下のときには少
なくともインバータ主回路を異常として検出する異常検
出手段とを備えたので、インバータ主回路を構成するス
イッチング素子や整流素子等に不良があった場合に、こ
れを確実、かつ簡単に検出でき、以て、インバータ主回
路に不良がある状態で予備充電を開始することを回避で
き、健全な部分の損傷等を引き起こすことがなく、信頼
性の高い装置を得ることができる等の効果がある。
【０１０１】請求項２の発明によれば、請求項１記載の
発明において、インバータ主回路の交流側の電流を検出
する交流電流検出手段と、異常検出手段の出力と交流電
流検出手段の検出値とに基づいてインバータ主回路を構
成する少なくともスイッチング素子または整流素子の異
常部位を特定する異常部位特定手段とを備えたので、イ
ンバータ主回路を構成するスイッチング素子や整流素子
等に不良があった場合に、これを確実、かつ簡単に検出
することが可能となり、以て、インバータ主回路に不良
がある状態で予備充電を開始することを回避でき、健全
な部分の損傷等を引き起こすことがなく、信頼性の高い
装置を得ることが可能となる。また、異常が検出された
際には、交流電流の検出値との関係からインバータ主回
路を構成するスイッチング素子や整流素子等の異常部位
を特定することが可能となり、以て、修理時間の短縮や
保守性の向上を図ることが可能となる等の効果がある。
【０１０２】請求項３の発明によれば、スイッチング素
子とこのスイッチング素子に逆並列に接続される整流素
子との対をブリッジ接続してなるインバータ主回路と、
このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
基づいてインバータ主回路のスイッチング素子を制御す
るスイッチング制御手段と、インバータ主回路の交流側
に接続された電流制限手段と、インバータ主回路の直流
側の電圧の値がスイッチング素子をオフ状態に制御した
場合の最大電圧値以下であるときにスイッチング制御手
段を付勢する付勢手段と備えたので、初期充電中の電圧
が低くなった時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御して
交流電圧を発生させることにより、スイッチング制御手
段に異常がある場合等インバータ主回路が直流短絡や交
流短絡を発生した場合でもスイッチング素子に印加され
る電圧が低くなり、確実に保護することが可能となる。
また、インバータ主回路の交流側に接続された電流制限
手段により交流短絡時の電流が抑制されるため保護がよ
り確実となる等の効果がある。
【０１０３】請求項４の発明によれば、スイッチング素
子とこのスイッチング素子に逆並列に接続される整流素
子との対をブリッジ接続してなるインバータ主回路と、
このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
基づいてインバータ主回路のスイッチング素子を制御す
るスイッチング制御手段と、インバータ主回路の交流側
に接続された電流制限手段と、この電流制限手段をバイ
パスする切換手段と、インバータ主回路の交流側の電流
または直流側の電圧に基づいて切換手段の切換を制御す
る第１の切換制御手段とを備えたので、インバータ主回
路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制限
手段がバイパスされ、突入電流が生じないように切り換
えを行うことが可能となる等の効果がある。
【０１０４】請求項５の発明によれば、請求項４記載の
発明において、第１の切換制御手段に代えて、インバー
タ主回路の直流側の電圧に基づいてインバータ主回路の
交流出力電流を制御すると共に切換手段の切換を制御す
る第２の切換制御手段を備えたので、インバータ主回路
の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で電流制限手
段がバイパスされ、突入電流が生じないように切り換え
を行うことが可能となる。また、電力損失を発生する電
流制限手段が挿入されている時間を短縮することがで
き、損失を軽減できると共に、予備充電期間を短縮する
ことが可能となる等の効果がある。
【０１０５】請求項６の発明によれば、スイッチング素
子とこのスイッチング素子に逆並列に接続される整流素
子との対をブリッジ接続してなるインバータ主回路と、
このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
基づいてスイッチング素子を制御するスイッチング制御
手段と、インバータ主回路の直流側の電流を検出する直
流電流検出手段と、この直流電流検出手段の検出値と所
定値とを比較し、該比較結果に基づいて少なくともイン
バータ主回路の異常を検出する異常検出手段と、インバ
ータ主回路の交流側の電流を検出する交流電流検出手段
と、記異常検出手段の出力と交流電流検出手段の検出値
とに基づいて上記インバータ主回路を構成する少なくと
も上記スイッチング素子または整流素子等の異常部位を
特定する異常部位特定手段と、インバータ主回路の交流
側に接続された電流制限手段と、インバータ主回路の直
流側の電圧の値がスイッチング素子をオフ状態に制御し
た場合の最大電圧値以下であるときにスイッチング制御
手段を付勢する付勢手段と、電流制限手段をバイパスす
る切換手段と、インバータ主回路の交流側の電流または
直流側の電圧に基づいて切換手段の切換を制御する第１
の切換制御手段とを備えたので、インバータ主回路を構
成するスイッチング素子や整流素子等に不良があった場
合に、これを確実、かつ簡単に検出することが可能とな
り、以て、インバータ主回路に不良がある状態で予備充
電を開始することを回避でき、健全な部分の損傷等を引
き起こすことがなく、信頼性の高い装置を得ることが可
能となる。また、異常が検出された際には、交流電流の
検出値との関係からインバータ主回路を構成するスイッ
チング素子や整流素子等の異常部位を特定することが可
能となり、以て、修理時間の短縮や保守性の向上を図る
ことが可能となる。また、初期充電中の電圧が低くなっ
た時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御して交流電圧を
発生させるため、スイッチング制御手段に異常がある場
合等インバータ主回路が直流短絡や交流短絡を発生した
場合でもスイッチング素子に印加される電圧が低くな
り、確実に保護することが可能となる。また、インバー
タ主回路の交流側に接続された電流制限手段により交流
短絡時の電流が抑制されるため保護がより確実となる。
さらに、インバータ主回路の交流出力電圧が交流電源と
一致した時点で電流制限手段がバイパスされるため、突
入電流が生じないように切り換えを行うことが可能とな
る等の効果がある。
【０１０６】請求項７の発明によれば、請求項４または
６記載の発明において、第１の切換制御手段はインバー
タ主回路の直流側の電圧の大きさを検出する絶対値検出
器と、この絶対値検出器の出力と所定の設定値を比較す
る比較器とからなるので、インバータ主回路の交流出力
電圧が交流電源と一致した時点で比較器の出力で切換手
段が閉成されて電流制限手段がバイパスされ、突入電流
が生じないように切り換えを行うことが可能となる等の
効果がある。
【０１０７】請求項８の発明によれば、請求項４または
６記載の発明において、第１の切換制御手段はインバー
タ主回路の交流側の電流を整流する全波整流回路と、こ
の全波整流回路の出力と所定の設定値を比較する比較器
とからなるので、インバータ主回路の交流出力電圧が交
流電源と一致した時点で比較器の出力で切換手段が閉成
されて電流制限手段がバイパスされ、突入電流が生じな
いように切り換えを行うことが可能となる等の効果があ
る。
【０１０８】請求項９の発明によれば、請求項６記載の
発明において、第１の切換制御手段に代えて、インバー
タ主回路の直流側の電圧に基づいてインバータ主回路の
交流出力電流を制御すると共に切換手段の切換を制御す
る第２の切換制御手段を備えたので、インバータ主回路
を構成するスイッチング素子や整流素子等に不良があっ
た場合に、これを確実、かつ簡単に検出することが可能
となり、以て、インバータ主回路に不良がある状態で予
備充電を開始することを回避でき、健全な部分の損傷等
を引き起こすことがなく、信頼性の高い装置を得ること
が可能となる。また、異常が検出された際には、交流電
流の検出値との関係からインバータ主回路を構成するス
イッチング素子や整流素子等の異常部位を特定すること
が可能となり、以て、修理時間の短縮や保守性の向上を
図ることが可能となる。また、初期充電中の電圧が低く
なった時点でインバータ主回路をＰＷＭ制御して交流電
圧を発生させるため、スイッチング制御手段に異常があ
る場合等インバータ主回路が直流短絡や交流短絡を発生
した場合でもスイッチング素子に印加される電圧が低く
なり、確実に保護することが可能となる。また、インバ
ータ主回路の交流側に接続された電流制限手段により交
流短絡時の電流が抑制されるため保護がより確実とな
る。また、インバータ主回路の交流出力電圧が交流電源
と一致した時点で電流制限手段がバイパスされるため、
突入電流が生じないように切り換えを行うことが可能と
なる。さらに、電力損失を発生する電流制限手段が挿入
されている時間を短縮することができ、損失を軽減でき
ると共に、予備充電期間を短縮することが可能となる等
の効果がある。
【０１０９】請求項１０の発明によれば、請求項５また
は９記載の発明において、第２の切換制御手段はインバ
ータ主回路の直流側の電圧と所定の設定値を比較する比
較器と、この比較器の出力に基づいて所定幅のパルスを
発生するパルス発生器とからなるので、インバータ主回
路の交流出力電圧が交流電源と一致した時点で比較器の
出力で切換手段が閉成されて電流制限手段がバイパスさ
れ、また、パルス発生器からのパルスに基づいてインバ
ータ主回路の交流出力電流が強制的に０とされ、より確
実に突入電流が生じないように切り換えを行うことが可
能となる。また、電力損失を発生する電流制限手段が挿
入されている時間を短縮することができ、損失を軽減で
きると共に、予備充電期間を短縮することが可能となる
等の効果がある。
【０１１０】請求項１１の発明によれば、請求項１〜請
求項１０のいずれかに記載の発明における電力変換装置
を備えたので、請求項１〜請求項１０の発明と同様の作
用効果を得ることができ、信頼性の高い交直変換装置を
得ることができる等の効果がある。
【０１１１】請求項１２の発明によれば、請求項１〜請
求項１０のいずれかに記載の発明における電力変換装置
を備えたので、請求項１〜請求項１０の発明と同様の作
用効果を得ることができ、信頼性の高い周波数変換装置
を得ることができる等の効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施例１を示す構成図である。
【図２】 実施例１における検出原理を説明するための
動作波形図である。
【図３】 この発明の実施例２を示す構成図である。
【図４】 実施例２における検出原理を説明するための
動作波形図である。
【図５】 実施例２における検出原理を説明するための
動作波形図である。
【図６】 実施例２の動作を説明するためのフローチャ
ートである。
【図７】 この発明の実施例３を示す構成図である。
【図８】 実施例３の動作を説明するための図である。
【図９】 この発明に実施例４を示す構成図である。
【図１０】 この発明の実施例５を示す構成図である。
【図１１】 この発明の実施例６を示す構成図である。
【図１２】 この発明の実施例７を示す構成図である。
【図１３】 この発明の実施例９を示す構成図である。
【図１４】 この発明の実施例１０を示す構成図であ
る。
【図１５】 従来の電力変換装置を示す構成図である。
【図１６】 従来の電力変換装置の動作を説明する等価
回路である。
【図１７】 従来の電力変換装置の動作を説明する等価
回路である。
【図１８】 従来の電力変換装置の充電動作を示すタイ
ムチャートである。
【符号の説明】
１ トランジスタ、２ ダイオード、３ インバータ主
回路、４，４Ａ スイッチング制御手段、７ 抵抗器、
８，８Ａ 開閉器、９ 直流電圧センサ、１０交流電流
センサ、１１，１１Ａ 電圧制御手段、１２ 電流制御
手段、２０直流電流センサ、２１，４１，５１，５５，
６１ 比較器、２３ アンド回路、３０ 異常部位特定
手段、６３ パルス発生器。

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング素子とこのスイッチング素
    子に逆並列に接続される整流素子との対をブリッジ接続
    してなるインバータ主回路と、 このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
    基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング
    制御手段と、 上記インバータ主回路の直流側の電流を検出する直流電
    流検出手段と、 この直流電流検出手段の検出値と所定値とを比較し、検
    出値が所定値以下のときには少なくとも上記インバータ
    主回路を異常として検出する異常検出手段とを備えたこ
    とを特徴とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】 上記インバータ主回路の交流側の電流を
    検出する交流電流検出手段と、 上記異常検出手段の出力と上記交流電流検出手段の検出
    値とに基づいて上記インバータ主回路を構成する少なく
    とも上記スイッチング素子または上記整流素子の異常部
    位を特定する異常部位特定手段とを備えたことを特徴と
    する請求項１記載の電力変換装置。
  3. 【請求項３】 スイッチング素子とこのスイッチング素
    子に逆並列に接続される整流素子との対をブリッジ接続
    してなるインバータ主回路と、 このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
    基づいて上記インバータ主回路のスイッチング素子を制
    御するスイッチング制御手段と、 上記インバータ主回路の交流側に接続された電流制限手
    段と、 上記インバータ主回路の直流側の電圧の値が上記スイッ
    チング素子をオフ状態に制御した場合の最大電圧値以下
    であるときに上記スイッチング制御手段を付勢する付勢
    手段と備えたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】 スイッチング素子とこのスイッチング素
    子に逆並列に接続される整流素子との対をブリッジ接続
    してなるインバータ主回路と、 このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
    基づいて上記インバータ主回路のスイッチング素子を制
    御するスイッチング制御手段と、 上記インバータ主回路の交流側に接続された電流制限手
    段と、 この電流制限手段をバイパスする切換手段と、 上記インバータ主回路の交流側の電流または直流側の電
    圧に基づいて上記切換手段の切換を制御する第１の切換
    制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の電力変換装置において、
    上記第１の切換制御手段に代えて、上記インバータ主回
    路の直流側の電圧に基づいて上記インバータ主回路の交
    流出力電流を制御すると共に上記切換手段の切換を制御
    する第２の切換制御手段を備えたことを特徴とする電力
    変換装置。
  6. 【請求項６】 スイッチング素子とこのスイッチング素
    子に逆並列に接続される整流素子の対をブリッジ接続し
    てなるインバータ主回路と、 このインバータ主回路の交流側の電流と直流側の電圧に
    基づいて上記スイッチング素子を制御するスイッチング
    制御手段と、 上記インバータ主回路の直流側の電流を検出する直流電
    流検出手段と、 この直流電流検出手段の検出値と所定値とを比較し、該
    比較結果に基づいて少なくとも上記インバータ主回路の
    異常を検出する異常検出手段と、 上記インバータ主回路の交流側の電流を検出する交流電
    流検出手段と、 上記異常検出手段の出力と上記交流電流検出手段の検出
    値とに基づいて上記インバータ主回路を構成する少なく
    とも上記スイッチング素子または上記整流素子の異常部
    位を特定する異常部位特定手段と、 上記インバータ主回路の交流側に接続された電流制限手
    段と、 上記インバータ主回路の直流側の電圧の値が上記スイッ
    チング素子をオフ状態に制御した場合の最大電圧値以下
    であるときに上記スイッチング制御手段を付勢する付勢
    手段と、 上記電流制限手段をバイパスする切換手段と、 上記インバータ主回路の交流側の電流または直流側の電
    圧に基づいて上記切換手段の切換を制御する第１の切換
    制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 【請求項７】 上記第１の切換制御手段は上記インバー
    タ主回路の直流側の電圧の大きさを検出する絶対値検出
    器と、この絶対値検出器の出力と所定の設定値を比較す
    る比較器とからなる請求項４または６記載の電力変換装
    置。
  8. 【請求項８】 上記第１の切換制御手段は上記インバー
    タ主回路の交流側の電流を整流する全波整流回路と、こ
    の全波整流回路の出力と所定の設定値を比較する比較器
    とからなる請求項４または６記載の電力変換装置。
  9. 【請求項９】 請求項６記載の電力変換装置において、
    上記第１の切換手段に代えて、上記インバータ主回路の
    直流側の電圧に基づいて上記インバータ主回路の交流出
    力電流を制御すると共に上記切換手段の切換を制御する
    第２の切換制御手段を備えたことを特徴とする電力変換
    装置。
  10. 【請求項１０】 上記第２の切換制御手段は上記インバ
    ータ主回路の直流側の電圧と所定の設定値を比較する比
    較器と、この比較器の出力に基づいて所定幅のパルスを
    発生するパルス発生器とからなる請求項５または９記載
    の電力変換装置。
  11. 【請求項１１】 請求項１〜請求項１０のいずれかに記
    載の電力変換装置を備えたことを特徴とする交直変換装
    置。
  12. 【請求項１２】 請求項１〜請求項１０のいずれかに記
    載の電力変換装置を備えたことを特徴とする周波数変換
    装置。
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