JPWO2016194153A1 - 電力変換装置、高調波電流補償装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

スイッチング素子の破損を抑制し信頼性を向上させた電力変換装置、高調波電流補償装置および空気調和機を提供することを目的とする。本発明は、交流電源に接続されて電力を変換する電力変換装置であって、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが直列接続されたアームが複数並列接続されて構成される電力変換部と、前記アームの両端に接続される平滑コンデンサと、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の中点と前記交流電源とが接続される間に設けられて突入電流を抑制する突防抵抗と、を備える。

Description

本発明は、電力変換装置、高調波電流補償装置および空気調和機に関する。

従来、交流電源の電力を変換するために、スイッチング素子：IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）が直列接続されてアームを構成し、このアームがさらに並列接続されてその両端に平滑コンデンサを接続された電力変換回路が知られている。この電力変換回路を含む装置として、例えば高調波電流抑制装置（アクティブフィルタ）が知られている。高調波電流抑制装置は、交流電源に接続されるモータ等の負荷と並列に接続され、負荷側で発生する高調波電流を抑制する（特許文献１）。

また、電力変換回路の直流側には電源投入時に過大な突入電流が平滑コンデンサに流れることを防ぐために突防抵抗が設けられる（特許文献２）。これにより、後段に配置される負荷も保護することできる。

特開２０１２−１４３０９４ 特開平５−１５１７０

しかしながら、発明者らの実験によると、条件によっては電源投入時に交流電源に接続されるスイッチング素子が破損する現象が発生した。この問題について検討したところ、電源投入時にゲート電圧が変動することによりスイッチング素子の耐圧が低下するという問題点を見出した。これについてさらに検討した結果、スイッチング素子の耐圧はコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔに依存することが分かり、ｄｖ／ｄｔを下げることでゲート電圧の変動が抑制されスイッチング素子の耐圧が向上することが判明した。

本発明は、スイッチング素子の破損を抑制し信頼性を向上させた電力変換装置、高調波電流補償装置および空気調和機を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため、本発明では、交流電源に接続されて電力を変換する電力変換装置であって、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが直列接続されたアームが並列接続されて構成される電力変換部と、前記アームの両端に接続される平滑コンデンサと、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の中点と前記交流電源とが接続される間に設けられて突入電流を抑制する突防抵抗と、を備える。

本発明によれば、スイッチング素子の破損を抑制し信頼性を向上させた電力変換装置、高調波電流補償装置および空気調和機を提供することができる。

ＩＧＢＴとドライバ出力段の回路図 ＩＧＢＴコレクタ電圧変化率とＩＧＢＴ耐圧の関係を示す図 突防抵抗とサージ電圧の関係を示す図 突防抵抗と電圧変化率の関係を示す図 突防抵抗と突入電流の関係を示す図 本発明の第１実施例の高調波電流補償装置の回路図 本発明の第２実施例の高調波電流補償装置の回路図 本発明の第３実施例の高調波電流補償装置の回路図 本発明の第４実施例の電力変換装置の回路図 本発明の第５実施例の高調波電流補償装置を備えた空気調和機の回路図 本発明の第１実施例から第５実施例のうち少なくともひとつを実施した空気調和機の室外機の側面図 本発明の第１実施例から第５実施例のうち少なくともひとつを実施した空気調和機の室外機の正面図

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

まず、スイッチング素子であるＩＧＢＴが破壊する現象について説明する。図１にＩＧＢＴとドライバ回路を示す。図１にはＩＧＢＴ５とダイオード６、ＩＧＢＴ５を駆動するドライバ回路の出力段２５と、出力段２５のＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２２、ゲート抵抗２０、ドライバ電源の正極端子２４、主回路電源の正極端子２３が記載されている。ＩＧＢＴ５のゲート端子はゲート抵抗２０とＮ型ＭＯＳＦＥＴ２２を介してＩＧＢＴ５のエミッタ端子と接続される。ブレーカ投入時、ドライバ電源の正極端子２４に電圧は供給されていないので、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２２のインピーダンスは不定となる。

この場合ＩＧＢＴ５のゲートはエミッタに対してフローティングではなく、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２２がオンしていないのでショートでもない。つまり、ＩＧＢＴのゲートとエミッタはフローティングとショートの中間状態であると言える。ＩＧＢＴのゲートとエミッタがショートされていない状態、つまりＩＧＢＴのゲートとエミッタはフローティングとショートの中間状態ではＩＧＢＴのコレクタとエミッタ間の耐圧は低下する。

図２にＩＧＢＴコレクタ電圧変化率と耐圧の関係を示す。縦軸の耐圧をＢＶｃｅｚとした理由はＩＧＢＴのゲートとエミッタがインピーダンスＺを介して接続されているためである。インピーダンスＺの構成要素はゲート抵抗２０、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２２に起因した寄生抵抗Ｒｓ、寄生インダクタンスＬｓ、基板配線パターンとパワー半導体パッケージのピンに起因した寄生抵抗Ｒｓ、寄生インダクタンスＬｓである。なお、ゲートとエミッタをショートした耐圧はＢＶｃｅｓ、ゲートとエミッタがオープンの耐圧はＢＶｃｅｏと記載される。ＩＧＢＴコレクタ電圧変化率ｄｖ／ｄｔが増加するにしたがい、ＩＧＢＴの耐圧は低下する。また、ゲートとエミッタ間の寄生抵抗Ｒｓと寄生インダクタンスＬｓが大きいほど、耐圧の低下が著しい。

ＩＧＢＴコレクタ電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが増加するにしたがいＩＧＢＴの耐圧が低下する理由は、コレクタ電圧の変化が高周波化することで、ＩＧＢＴのコレクタとゲート間の寄生容量を介してゲート電圧の変動が高周波化し、ＩＧＢＴのゲートとエミッタ間のインピーダンスＺが増加するためである。インピーダンスＺが増加することでＩＧＢＴゲートの電圧がエミッタに対して変動しやすくなり、ＩＧＢＴの耐圧が低下する。

ゲートとエミッタ間の寄生抵抗Ｒｓ、寄生インダクタンスＬｓの大小を問わず、ｄｖ／ｄｔが低い時の耐圧は７００Ｖに収斂している。これは、ｄｖ／ｄｔが十分小さくなるとＩＧＢＴの耐圧はＢＶｃｅｓ、すなわちゲートとエミッタをショートした時の耐圧に一致することを示している。上述した、ＩＧＢＴのゲートがドライバ出力段を介してエミッタと接続された状態では「ＩＧＢＴコレクタ電圧変化率ｄｖ／ｄｔが増加するにしたがいＩＧＢＴの耐圧が低下する」、「ＩＧＢＴゲートとエミッタ間の寄生抵抗Ｒｓと寄生インダクタンスＬｓが大きいほどＩＧＢＴ耐圧の低下が著しい」、「ｄｖ／ｄｔが十分小さいとＩＧＢＴ耐圧はＢＶｃｅｓ（ゲートとエミッタをショートした時の耐圧）に一致する」ことを本発明の発明者らは見出した。さらに、本発明の発明者らは、これらの現象がアクティブフィルタの交流電源のブレーカ投入時に出現することを見出した。

図３に平滑コンデンサの正極端子または負極端子に突防抵抗を設ける場合における突防抵抗の抵抗値とＩＧＢＴコレクタのサージ電圧の関係を示す。突防抵抗の抵抗値を下げるにしたがいサージ電圧は低下する。これは突防抵抗を低減することで、平滑コンデンサのサージ電圧抑制効果が顕著となるためである。図４に突防抵抗の抵抗値とＩＧＢＴコレクタ電圧変化率ｄｖ／ｄｔの関係を示す。突防抵抗の抵抗値を下げるにしたがいｄｖ／ｄｔは低下する。図中の点線以下の領域は図２から求めた耐圧７００Ｖを確保できるｄｖ／ｄｔの範囲である。図４から分かるとおり、突防抵抗を低減しても耐圧７００Ｖを確保できない。

図５に突防抵抗の抵抗値と平滑コンデンサの突入電流の関係を示す。突防抵抗を小さくすると平滑コンデンサの突入電流が大きくなり、突入電流の目標範囲を満足しない。つまり、突防抵抗を小さくすることは突防抵抗の本来の役割である突入電流を補償するという機能を果たさなくなる。したがって、平滑コンデンサの正極端子または負極端子に突防抵抗を設ける手法ではＩＧＢＴ耐圧と平滑コンデンサ突入電流の目標を両立できない。

（実施例１）（アクティブフィルタ）
本発明の実施例１を図６を参照しながら説明する。図６は本実施例の高調波電流補償装置を含む高調波電流補償システムの構成の一例を示す回路ブロック図である。この高調波電流補償システムは交流電源１、交流電源１にブレーカ２を介して接続され、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ１３、ダイオードブリッジ１３の出力端子に接続された平滑コンデンサ１４、モータなどの負荷４２に交流電力を供給するインバータなどの電力変換装置１５、およびダイオードブリッジ１３と並列に交流電源１に接続され、ダイオードブリッジ１３と電力変換装置１５にて発生する高調波電流を補償するアクティブフィルタである高調波電流補償装置７０を備えている。なお、以下では、主に交流電源１が三相の場合の構成例について説明する。

ＩＧＢＴなどの上側スイッチング素子５ａ〜５ｃ、下側スイッチング素子５ｄ〜５ｆがそれぞれ直列に接続されアームが構成される。このアームがさらに並列に接続されて電力変換部が構成される。上側スイッチング素子５ａ〜５ｃと逆並列に接続されるダイオード６ａ〜６ｃ、下側スイッチング素子５ｄ〜５ｆと逆並列に接続されるダイオード６ｄ〜６ｆとがそれぞれ直列に接続される。各上側スイッチング素子５ａ〜５ｃと各下側スイッチング素子５ｄ〜５ｆの中点はブレーカ２を介して交流電源１と接続される。スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動する駆動回路４ａ〜４ｆ、上側スイッチング素子５ａ〜５ｃのコレクタ端子と下側スイッチング素子５ｄ〜５ｆのエミッタ端子に接続された平滑コンデンサ３が設けられる。この平滑コンデンサ３の両端の電圧を降圧し高調波電流補償制御部１１と駆動回路４ａ〜４ｆに電圧を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ１２が設けられる。 交流電源１と上側スイッチング素子および下側スイッチング素子の中点とが接続される間には突防抵抗８ａ，８ｂと、この突防抵抗８ａ，８ｂとそれぞれ並列に接続されるリレー７ａ，７ｂとが設けられる。以上のようにして高調波電流補償装置７０が構成される。なお、突防抵抗８ａ，８ｂは、図６で示すように突入電流から全てのスイッチング素子を保護するため三相交流のうち少なくとも２つの相に設けることが望ましい。

ブレーカ投入時、リレー７ａ，７ｂはオフされており、平滑コンデンサ３の充電電流は突防抵抗８ａ，８ｂを介して流れる。これにより、突入電流が抑制され平滑コンデンサ３に流れるため、平滑コンデンサ３の破損が抑制される。さらに、スイッチング素子５ａ〜５ｆの交流側に突防抵抗８ａ，８ｂが接続されているため、スイッチング素子５ａ〜５ｆにかかる電圧の変化率ｄｖ／ｄｔを大幅に低減することができる。これにより、スイッチング素子５ａ〜５ｆの破損を抑制することができる。

平滑コンデンサ３が充電された後、突防抵抗８ａ，８ｂに並列接続されたリレー７ａ，７ｂをオンする。そうすると、電流の流れは突防抵抗８ａ，８ｂからリレー７ａ，７ｂに切り替わり、通常運転時に突防抵抗８ａ，８ｂによる電力損失が発生しなくなる。

ダイオードブリッジ１３に流れる電流値は電流検出器８０ａ，８０ｂで検出され、高調波電流補償制御部１１に入力される。電流検出器８０ａ，８０ｂで検出した電流値を用いてアクティブフィルタ７０はダイオードブリッジ１３の電流に含まれる高調波電流を補償する電流を出力する。

以上のように、突防抵抗８ａ，８ｂをスイッチング素子５ａ〜５ｆの交流側に設けることで、ブレーカ２を投入する時のスイッチング素子５ａ〜５ｆのコレクタ，エミッタ間の電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが低減し、スイッチング素子５ａ〜５ｆの耐圧が向上する。よって、スイッチング素子５ａ〜５ｆの破壊が抑制され、高信頼な高調波電流補償装置および高調波電流補償システムを提供できる。

（実施例２）（交流Ｌとノイズフィルタを追加）
本発明の実施例２を図７を参照しながら説明する。図７が実施例１の図６と異なる点は交流電源１がダイオードブリッジ３とアクティブフィルタ７０に分岐した後段に交流リアクトル３０ａ〜３０ｃとノイズフィルタ３１を設けたことである。

ノイズフィルタ３１はコモンモードコイル３２、Ｘコンデンサ３３、Ｙコンデンサ３４から構成される。交流リアクトル３０ａ〜３０ｃは、アクティブフィルタ７０が発生する高調波を補償する。ノイズフィルタ３１は雑音端子電圧などのノイズを抑制する。

実施例１と同様に、突防抵抗８ａ，８ｂを交流側に設けることで、ブレーカ２を投入する時のスイッチング素子５ａ〜５ｆのコレクタ，エミッタ間の電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが低減し、スイッチング素子の耐圧が向上する。また、交流リアクトル３０ａ〜３０ｃおよびノイズフィルタ３１は電流の変動を抑制するため、その後段に突防抵抗８ａ，８ｂを配置することで、スイッチング素子５ａ〜５ｆを保護する突防抵抗８ａ，８ｂ自体の保護をすることもできる。よって、スイッチング素子５ａ〜５ｆおよび突防抵抗８ａ，８ｂの破壊を抑制することができ、信頼を向上させることができる。

（実施例３）（単相）
本発明の実施例３を図８を参照しながら説明する。図７が実施例１の図６と異なる点は交流電源１が単相ということである。単相では突防抵抗８ａとリレー７ａは少なくとも１組設ける。

単相の場合には、交流電源１とスイッチング素子の中点とが接続されるどちらか一方の接続線に突防抵抗８ａを設ければ全てのスイッチング素子を保護することができ、三相交流電源の場合と比較し、コストを低減してスイッチング素子の耐圧を向上できる。

本実施例においても、突防抵抗８ａを交流側に設けることで、ブレーカ２を投入する時のスイッチング素子５ａ〜５ｆのコレクタ，エミッタ間の電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが低減し、スイッチング素子の耐圧が向上する。よって、スイッチング素子の破壊が抑制され、高信頼な高調波調波電流補償装置および高調波電流補償システムを提供できる。

（実施例４）（コンバータ）
本発明の実施例４を図９を参照しながら説明する。図９が実施例１の図６と異なる点はダイオードブリッジ１３の代わりにコンバータ７１を設けたことである。ダイオードブリッジ１３で整流し直流電流とする場合、ダイオード電流は正弦波と比較して波形が歪むので、高調波電流を補償するためのアクティブフィルタが必要となる。

一方、コンバータ７１はスイッチング素子５ａ〜５ｆを数ｋＨｚから２０ｋＨｚ程度のキャリア周波数でスイッチングすることで、平滑コンデンサ３の電流波形を正弦波に近づけ高調波電流を抑制することができる。インバータ７２は平滑コンデンサ３の直流電流を交流に変換し負荷となるモータ４２を駆動する。インバータ７２はスイッチング素子４０ａ〜４０ｆとスイッチング素子と逆並列に接続されるダイオード４１ａ〜４１ｆから構成される。

本実施例においても、突防抵抗８ａ，８ｂを交流側に設けることで、ブレーカ２を投入する時のスイッチング素子５ａ〜５ｆのコレクタ，エミッタ間の電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが低減し、スイッチング素子の耐圧が向上する。よって、スイッチング素子の破壊が抑制され、高信頼な電力変換装置および電力変換システムを提供できる。

（実施例５）（空気調和機）
本発明の実施例５を図１０から図１２を参照しながら説明する。図１０は本発明の実施例１から実施例３に係る高調波電流補償装置を空気調和機に適用した全体構成図である。図１１は空気調和機の室外機の側面図である。図１２は空気調和機の室外機の正面図である。

図１０で示されるようにインバータ１５と、インバータ１５によって駆動する圧縮機６１が接続されている。この圧縮機６１から、冷媒配管によって、凝縮器６２、膨張装置６３及び蒸発器６４の順に接続され冷凍サイクルを構成している。

本実施例に係る空気調和機は実施例１から実施例３の高調波電流補償装置を構成要素としている。冷凍サイクルにおいて圧縮機６１によって圧縮され高温高圧となったガス冷媒は、凝縮器６２において熱交換が実施され、放熱し凝縮する。凝縮された冷媒は、膨張装置６３によって減圧及び膨張され、蒸発器６４によって熱交換が実施され、吸熱し気化する。気化したガス冷媒は、再び圧縮機６１において圧縮される。

図１１の空気調和機の室外機はファンガード５１、プロペラファン５３、ファンモータ５４、電気部品箱５５、圧縮機５６、アキュムレータ５７、熱交換器５８から構成される。室外機の正面５２にサービス開口部がある。圧縮機５６は冷媒を吸入して圧縮し、圧縮した冷媒を吐出する。圧縮機５６にはスクロール圧縮機などの種々の圧縮機を採用できる。熱交換器５８は冷媒を室外空気と熱交換させるための空気熱交換器であり、クロスフィン型のフィン・アンド・チューブ熱交換器などを採用できる。プロペラファン５３は熱交換器５８へ室外空気を送風する。アキュムレータ５７は流入する冷媒を気液分離し分離したガス冷媒を圧縮機５６に送る。図１２に図１１の正面図を示す。空気調和機の室外機正面のサービス開口部を開けると、電気部品箱５５が正面に配置され、実施例１から実施例４のアクティブフィルタ６０は電気箱５５の横に配置される。

本実施例においても、突防抵抗８ａ，８ｂを交流側に設けることで、ブレーカ２を投入する時のスイッチング素子５ａ〜５ｆのコレクタ，エミッタ間の電圧の変化率ｄｖ／ｄｔが低減し、スイッチング素子の耐圧が向上する。よって、スイッチング素子の破壊が抑制され、高信頼な空気調和機および空気調和システムを提供できる。

実施例１から実施例３の高調波補償装置および実施例４の電力変換器において、スイッチング素子またはダイオードにＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンドなどのワイドギャップ半導体を用いることで電力損失が低減し、高調波電流補償装置を小形化し、図１２のように室外機内部に実装することが可能となる。

本願発明では、本願の課題を解決するために、幾つかの実施例を挙げて説明したが、これに限るものではない。矛盾のことがない限り、請求の範囲に記載の旨に従う変更実施、例えば、実施例の間の組み合わせ、実施例における特徴の組み合わせなどによって変更実施することができることは言うまでもない。

１ 交流電源
２ ブレーカ
３，１４ 平滑コンデンサ
４２ 負荷
４ 駆動回路
５，４０ スイッチング素子
６、４１ ダイオード
７ リレー
８ 突防抵抗
１１ 高調波電流補償制御部
１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３ ダイオードブリッジ
１５，７１ 電力変換装置
２０ ゲート抵抗
２１ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２２ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２３ 主回路電源の正極端子
２４ ドライバ電源の正極端子
２５ ドライバ回路の出力段
３０ 交流リアクトル
３１ ノイズフィルタ
５５ 電気部品箱
５６，６１ 圧縮機
６０，７０ 高調波電流補償装置（アクティブフィルタ）
７０ コンバータ
８０ 電流検出器

Claims (6)

1. 交流電源に接続されて電力を変換する電力変換装置であって、
   上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とが直列接続されたアームが複数並列接続されて構成される電力変換部と、
   前記アームの両端に接続される平滑コンデンサと、
   前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の中点と前記交流電源とが接続される間に設けられて突入電流を抑制する突防抵抗と、を備える電力変換装置。
2. 前記電力変換部は、前記アームが３つ並列接続されて構成され、
   前記交流電源は、三相交流電源であり、
   前記交流電源の各相は、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の各中点に対応してそれぞれ接続され、
   前記各相および前記各中点の間の少なくとも２箇所に前記突防抵抗を備える請求項１の電力変換装置。
3. 前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の中点と前記交流電源とが接続される間に交流リアクトルが設けられ、
   前記突防抵抗は、前記交流リアクトルと前記中点との間に設けられる請求項１の電力変換装置。
4. 前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の中点と前記交流電源とが接続される間にノイズフィルタが設けられ、
   前記突防抵抗は、前記ノイズフィルタと前記中点との間に設けられる請求項１の電力変換装置。
5. 請求項１の電力変換装置を備える高調波電流補償装置であって、
   前記交流電源に前記電力変換装置と並列接続される負荷に供給される電流を検出する負荷電流検出器と、
   前記負荷電流検出器が検出する負荷電流に基づき前記電力変換部を駆動し、前記負荷で発生する高調波を抑制する補償制御部と、を備える高調波電流補償装置。
6. 冷媒を圧縮する圧縮機と、膨張装置と、熱交換器と、が配管接続されて構成される冷凍サイクルと、
   前記圧縮機を駆動するインバータにより生じる高調波を抑制する請求項５の高調波電流補償装置と、を備える空気調和機。

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