JP2018170868A

JP2018170868A - インバータの直流側コンデンサの初期充電方法

Info

Publication number: JP2018170868A
Application number: JP2017066662A
Authority: JP
Inventors: 晃神部; Akira Kanbe; 賢次辻本; Kenji Tsujimoto; 和雅廣瀬; Kazumasa Hirose
Original assignee: Aichi Electric Co Ltd
Current assignee: Aichi Electric Co Ltd
Priority date: 2017-03-30
Filing date: 2017-03-30
Publication date: 2018-11-01

Abstract

【課題】自励式インバータを起動してそれ自身の直流側のコンデンサを充電する際に、過大な充電電流が流れることを防止するとともに充電時間の短縮を図る。【解決手段】直流側のコンデンサ充電時に抵抗を接続することにより、過大な電流が流れることを防止する。充電電力が最大となるようにインバータを制御することで、最短時間での充電を可能とした。【選択図】図１

Description

本発明は、正弦波電圧を出力する自励式のＰＷＭインバータ装置において、インバータの直流側のコンデンサを充電する際に過大な電流が流れることを防止し、かつ、直流側コンデンサを充電する際の充電電力が最大となるようインバータを制御する方法に関する。

直流側に電源を有していない前記装置として、ＳＴＡＴＣＯＭやアクティブフィルタ、インバータを用いて交流を直流に変換するコンバータ装置などがある。これらの装置では、直流側に電源を有していないため、装置本来の動作をさせるためには、あらかじめインバータの直流側コンデンサを必要量だけ充電する必要がある。

これらの装置は、高圧配電系統や低圧配電系統、あるいはディーゼル発電機のような交流電源系統に接続される。そして、交流系統と直接接続される場合もあれば、変圧器を介して接続される場合もある。変圧器を介して交流系統と接続する場合は、この変圧器も含めて交流系統と考える。

交流系統から直流側コンデンサを充電する方法として、下記特許文献１に示すような方法が知られている。下記特許文献１の図４に示すように、直流側コンデンサを充電する充電回路（補機電源）を別途用意して充電したり、下記特許文献１の図１に示すように、補機電源に依存することなく、装置自身のインバータを介して交流系統から充電する方法である。

特開平９−１８５４２３

しかし、充電回路（補機電源）を利用して充電する方法は、直流側コンデンサの充電が完了してインバータが運転を開始すると充電回路は使用しなくなるので、利用率が悪くコストアップとなる。

また、装置自身のインバータを介して交流系統から充電する方法は、以下に記述するように、インバータを動作させて充電する際に過大な電流が流れる問題がある。

上記特許文献１の図１では、最初に、スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを介して直流側のコンデンサが充電される。このときのコンデンサの充電電圧Ｖｃは、系統電源の線間電圧をＶｓ（実効値）とすると、理想的には、以下の数式１となる。
［数式１］
Ｖｃ＝√２×Ｖｓ

しかし実際は、コンデンサ電圧Ｖｃがある設定値以上に達したらダイオードを介しての充電を終了して、次のステップであるインバータによる充電に移行させるため、コンデンサ電圧Ｖｃは数式１の値よりも小さくなる。

一方、正弦波出力自励式ＰＷＭインバータが出力可能な線間電圧（実効値）の最大値Ｖｌは、インバータが三相の場合（出力相電圧の零相分＝０で三相インバータとして動作させる）、理想的には、以下の数式２となる。
［数式２］
Ｖｌ＝（Ｖｃ／２）／√２×√３

しかし実際は、インバータが出力可能な線間電圧は数式２の値よりも小さくなる。数式１と数式２からＶｃを消去すると、以下の数式３となり、インバータの出力電圧は、系統電圧の√３／２倍≒０．８７倍、系統電圧より１３％ほど小さくなる。実際はこれ以上に小さくなる。
［数式３］
Ｖｌ＝（√３／２）×Ｖｓ

したがって、系統電源とインバータ間のインピーダンスが小さいと、インバータによる充電時に過電流が流れてしまう。

そこで、本発明は、装置自身のインバータを用いて交流系統から直流側コンデンサを充電する際に過大な電流が流れる問題を解消し、かつ、充電電力が最大となるようインバータを制御する直流側コンデンサの初期充電方法を提供する。

請求項１記載の発明は、交流側がフィルタ回路および開閉器を介して電力系統に接続され、直流側にコンデンサが接続されたインバータにおいて、前記インバータの交流側に抵抗を接続した状態で、充電初期は、当該インバータを構成するスイッチング素子に逆並列接続されるフライホイールダイオードを使用して充電し、つづいて、前記インバータを制御して、前記直流側コンデンサを充電することに特徴を有する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記インバータで前記直流側コンデンサを充電するときに、充電電力が最大となるように前記インバータを制御することを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記インバータの出力電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることに特徴を有する。

請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記フィルタ回路で平滑化した後の前記インバータの出力電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることに特徴を有する。

請求項５記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記抵抗の両端電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることに特徴を有する。

請求項６記載の発明は、請求項２記載の発明において、交流側の充電電流が電力系統の電圧の−１／（２×前記抵抗の値）となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることに特徴を有する。

請求項７記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記直流側コンデンサの電圧と電力系統の電圧から当該直流側コンデンサの充電電力が最大となるようなインバータの出力電圧指令値を生成してＰＷＭ制御することに特徴を有する。

請求項８記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記抵抗が各相に接続され、各抵抗の両端電圧の差電圧が電力系統の線間電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることに特徴を有する。

請求項９記載の発明は、請求項１乃至請求項８の何れかに記載の発明において、前記抵抗は、その一端が電力系統に接続され、他端が前記フィルタ回路の入力側又は出力側のどちらかに接続されたインバータに関するものであることに特徴を有する。

請求項１０記載の発明は、請求項１乃至請求項９において、前記インバータを三相電力系統に接続した場合、当該インバータを前記直流側コンデンサの充電時には単相インバータとして動作させ、該直流側コンデンサが充電された状態では三相インバータとして動作させることに特徴を有する。

本発明によれば、直流側コンデンサの充電に充電回路（補機電源）を使用することがないので装置のコストダウンが図れるとともに、抵抗を接続した状態で充電するので、充電する際に過大な電流が流れる問題を確実に解消できる。また、充電電力を最大化することにより、充電時間を短縮することができる。

本発明の第１実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第２実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第３実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第４実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第５実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第６実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。前記第６実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置のインバータ出力電圧指令値生成部の構成を示す機能ブロック図である。本発明の第７実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。本発明に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の適用パターンを示す表である。本発明係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置の適用パターンの一例を示す機能ブロック図である。

以下、本発明の第１実施例を図１により説明する。図１は本発明の第１実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通の構成となる。

図１において、１はインバータを電力系統２に接続する開閉器であり、３は開閉器４と直列接続され、開閉器１に並列接続される抵抗である。５は開閉器１と抵抗３に直列接続されるリアクトル６とコンデンサ７から構成されるフィルタ回路であり、８は直流側のコンデンサ９を充電するときには電力系統２の交流を直流に変換する自励式インバータである。自励式インバータ８は、ＩＧＢＴ等、複数のスイッチング素子を含んでおり、該スイッチング素子にはフライホイール（還流）ダイオードが逆並列接続されている。インバータ８は、本装置Ａを単相の交流系統に設置する場合は単相インバータであり、三相の交流系統に設置する場合は、単相インバータでも三相インバータでも良い。さらに、インバータ８が三相インバータの場合は、直流側コンデンサ９を充電するときだけ単相動作させても良い。

また、直流側コンデンサ９を充電するとき、インバータ８を三相動作させる場合は、抵抗３は各相に設置するが、単相動作させる場合は、単相の各相に設置しても良いし、まとめて１相のみに設置しても良い。

１０は電力系統２の電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第１の電圧検出部である。１１は第１の電圧検出部１０で検出した電圧Ｖａｃの１／２を算出する第１の計算部であり、１２はインバータ８の出力電圧Ｖｉの瞬時値を検出する第２の電圧検出部である。なお、ＶａｃとＶｉは相電圧同士または線間電圧同士である。

１３はインバータ８の出力電圧Ｖｉが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるように電圧制御する信号を出力する電圧制御系補償器であり、１４は補償器１３の出力信号（インバータ出力電圧指令値）に応じてインバータ８をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部である。

次に、図１に示す正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａの動作について説明する。まず、開閉器１が開成した状態で、開閉器４を閉成すると、電力系統２の交流が開閉器４と抵抗３を介してインバータ８に供給され、インバータ８で直流に変換されて直流側コンデンサ９を充電する。

直流側コンデンサ９の充電初期は、インバータ８を構成しているスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）に逆並列接続されているフライホイールダイオードを使用して充電する。

その後、インバータ８を起動して、インバータ８の出力電圧Ｖｉが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるように電圧瞬時値をフィードバック制御して直流側コンデンサ９を充電する。このとき、直流側コンデンサ９を含めてインバータ８は、概略的に抵抗３と同値の等価的な抵抗と見なすことができる。一方、交流系統は、フィルタ回路５や抵抗３を含めて電力系統２を考えると、概略的に抵抗３を内部抵抗として有する電圧Ｖａｃの電源とみなせる（抵抗３の値＞＞フィルタ回路５のインピーダンスなので、フィルタ回路５のインピーダンスは無視できる）。その結果、電力最大の法則（インピーダンス整合）により、直流側コンデンサ９の充電電力を最大とすることができ、充電時間を短縮することができる。

このように、直流側コンデンサ９の充電初期及びその後、インバータ８を起動して充電する過程を通じて、充電電流は抵抗３を介して流れるので、過大となることが抑制される。

以上の説明は、電力系統２やインバータ８の相数（単相、三相）、直流側コンデンサ９充電時のインバータ動作（単相、三相）、抵抗３の設置相（各相、1相のみ）に係らず共通である。

次に、本発明の第２実施例を図２により説明する。図２は本発明の第２実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｂのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通の構成である。

図２において、１５はフィルタ回路５で平滑した後のインバータ８の出力電圧Ｖｏの瞬時値を検出する第３の電圧検出部である。その他の構成は図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様であるので説明は割愛する。

図２の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｂにおいて、開閉器１を開成し、開閉器４を閉成して、インバータ８のフライホイールダイオードを使って直流側コンデンサ９を初期充電することは図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

相違点としては、直流側コンデンサ９のその後の充電において、フィルタ回路５で平滑した後のインバータ８の出力電圧Ｖｏを第３の電圧検出部１５で検出し、この出力電圧Ｖｏが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるように電圧瞬時値をフィードバック制御して、直流側コンデンサ９の充電を継続することである。なお、ＶａｃとＶｏは相電圧同士または線間電圧同士である。

出力電圧Ｖｏが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるようにインバータ８を制御することにより、直流側コンデンサ９の充電電力を最大化することができる。よって、図１の場合と同様、直流側コンデンサ９を短時間で充電することが可能となる。

なお、直流側コンデンサ９の全充電過程において、抵抗３によって過大な充電電流が流れることを抑制する点は図１の場合と同様である。

次に、本発明の第３実施例を図３により説明する。図３は本発明の第３実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｃのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通の構成である。

図３において、インバータ８を三相動作させて直流側コンデンサ９を充電する場合、抵抗３は各相に設置するので、１６は電力系統２の相電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第４の電圧検出部である。また、インバータ８を単相動作させて充電する場合、抵抗３を単相の各相に設置する場合は、１６は電力系統２の相電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第４の電圧検出部であり、抵抗３をまとめて１相のみに設置する場合は、１６は電力系統２の線間電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第４の電圧検出部である。１７は抵抗３の両端電圧Ｖｒｃの瞬時値を検出する第５の電圧検出部である。なお、その他の構成は図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様であるので説明を割愛する。

図３の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｃにおいて、開閉器１を開成し、開閉器４を閉成して、インバータ８のフライホイールダイオードを使って直流側コンデンサ９を初期充電することは図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

相違点としては、第４の電圧検出部１６で電力系統２の電圧Ｖａｃの瞬時値を検出し、第５の電圧検出部１７で抵抗３の両端電圧Ｖｒｃの瞬時値を検出して、当該両端電圧Ｖｒｃが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるように電圧瞬時値をフィードバック制御して、直流側コンデンサ９の充電を継続することである。

両端電圧Ｖｒｃが電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるようにインバータ８を制御することにより、直流側コンデンサ９の充電電力を最大化することができ、直流側コンデンサ９を短時間で充電することが可能となる。

次に、本発明の第４実施例を図４により説明する。図４は本発明の第４実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｄのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通の構成である。

図４において、１８は電力系統２の線間電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第６の電圧検出部であり、１９は、各相に設置する抵抗３の両端電圧Ｖｒｃｘの瞬時値を検出する第７の電圧検出部である。２０は第７の電圧検出部１９が検出した各相の抵抗３の両端電圧を差電圧（線間電圧Ｖａｃと同位相の電圧）に変換する線間電圧変換部である。その他の構成は図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様であるので説明を割愛する。

図４の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｄにおいて、開閉器１を開成し、開閉器４を閉成して、インバータ８のフライホイールダイオードを使って直流側コンデンサ９を初期充電することは図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

相違点としては、第６の電圧検出部１８で電力系統２の線間電圧Ｖａｃの瞬時値を検出し、第７の電圧検出部１９で検出した各相の抵抗３の両端電圧Ｖｒｃｘの瞬時値の差電圧（線間電圧Ｖａｃと同位相）が電力系統２の線間電圧Ｖａｃの１／２となるように電圧瞬時値をフィードバック制御して、直流側コンデンサ９の充電を継続することである。

両端電圧Ｖｒｃｘの差電圧が電力系統２の電圧Ｖａｃの１／２となるようにインバータ８を制御することにより、直流側コンデンサ９の充電電力を最大化することができ、直流側コンデンサ９を短時間で充電することが可能となる。

以上の説明は、電力系統２やインバータ８の相数（単相、三相）、直流側コンデンサ９充電時のインバータ動作（単相、三相）に係らず共通である（抵抗３は各相に設置する）。

次に、本発明の第５実施例を図５により説明する。図５は本発明の第５実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｅのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通である。

図５において、２１は電力系統２の相電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第８の電圧検出部である。なお、直流側コンデンサ９充電時にインバータを単相動作させ、かつ、抵抗３が１相のみの場合は、電力系統２の線間電圧Ｖａｃの瞬時値を検出する第９の電圧検出部２２に置き換える。

２３は第８の電圧検出部２１で検出した相電圧（又は第９の電圧検出部２２で検出した線間電圧）Ｖａｃの−１／（２×抵抗３の値）を計算する第２の計算部である。ここで、符号「−」は、図５に示す電流Ｉｏの向きを「＋」とした場合の逆向きを示している。２４は電流Ｉｏを検出する電流検出部であり、２９は電流Ｉｏが電力系統２の電圧Ｖａｃの−１／（２×抵抗３の値）となるように瞬時値制御する信号を出力する電流制御系補償器である。その他の構成は図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

図５の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｅにおいて、開閉器１を開成し、開閉器４を閉成して、インバータ８のフライホイールダイオードを使って直流側コンデンサ９を初期充電することは図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

相違点としては、第８の電圧検出部２１（又は第９の電圧検出部２２）で電力系統２の相電圧（又は線間電圧）Ｖａｃの瞬時値を検出し、電流検出部２４で検出した電流Ｉｏが電力系統２の相電圧（又は線間電圧）Ｖａｃの−１／（２×抵抗３の値）となるように電流Ｉｏの瞬時値をフィードバック制御して、直流側コンデンサ９の充電を継続することである。

電流Ｉｏが電力系統２の相電圧（又は線間電圧）Ｖａｃの−１／（２×抵抗３の値）となるようにインバータ８を制御することにより、直流側コンデンサ９の充電電力を最大化することができ、直流側コンデンサ９を短時間で充電することが可能となる。

次に、本発明の第６実施例を図６により説明する。図６は本発明の第６実施例に係る正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｆのブロック構成を示しており、単相、三相の何れの交流系統に設置する場合も共通である。

図６において、２５は、第１の電圧検出部１０で検出した電力系統２の電圧Ｖａｃの瞬時値と、第１０の電圧検出部２６で検出した直流側コンデンサ９の電圧Ｖｃを入力して、コンデンサ電圧Ｖｃに応じたインバータ８の出力電圧指令値Ｖｉ^*を生成するインバータ出力電圧指令値生成部である。そして、電圧指令値Ｖｉ^*をＰＷＭ制御部１４に出力してインバータ８をＰＷＭ制御する。

その他の構成は図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。なお、電圧指令値Ｖｉ^*は、直流側コンデンサ９充電時にインバータ８を三相インバータとして動作させる場合は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の三相電圧指令値となり、単相インバータとして動作させる場合は、Ｕ，Ｖ相の二相電圧指令値となる。

図７にインバータ出力電圧指令値生成部２５の詳細を示す。当該生成部２５は、電力系統２の電圧Ｖａｃの瞬時値を入力するＰＬＬ２７と、コンデンサ電圧Ｖｃを入力するＰＷＭ変調度計算部２８から構成されている。

ＰＬＬ２７は入力される電力系統２の電圧Ｖａｃからその相電圧と同位相で振幅１の正弦波信号（同期信号）Ｖｓを出力するものであり、ＰＷＭ変調度計算部２８は入力されるコンデンサ電圧Ｖｃから図中の計算式にしたがって、同期信号Ｖｓに乗じる振幅を計算するものである。なお、図中の計算式のＶｐｈは電力系統２の相電圧（実効値）であり、Ｖｐｈの値は簡易的に固定値としても良いし、電力系統２の電圧変動を考慮する場合は、Ｖａｃから計算しても良い。また、√２は直流側コンデンサ９の充電電力が最大となる場合の係数である。

図６の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ｆにおいて、開閉器１を開成し、開閉器４を閉成して、インバータ８のフライホイールダイオードを使って直流側コンデンサ９を初期充電することは図１の正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａと同様である。

相違点としては、第１の電圧検出部１０で検出した電力系統２の電圧Ｖａｃと、第１０の電圧検出部２６で検出したコンデンサ電圧Ｖｃから、直流側コンデンサ９の充電電力が最大となるような電圧指令値Ｖｉ^*を生成し、ＰＷＭ制御部１４に入力してインバータ８をオープンループ制御することである。これにより、直流側コンデンサ９を短時間で充電できる。

図１乃至図６において、抵抗３はその一端を開閉器４に接続し、他端を開閉器１とフィルタ回路５間に接続した場合について説明したが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、図８に示すように、一端を開閉器４に接続し、他端をフィルタ回路５とインバータ８間に接続して構成しても良い。図８において、ＶａｃとＶｉは相電圧同士または線間電圧同士であることを注記しておく。

また、直流側コンデンサ９が充電された状態では、開閉器４を開成し、開閉器１を閉成した状態でインバータを動作させる。

さらに、上記正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆは、三相の交流系統に三相インバータを利用して設置した場合、直流側コンデンサ９の充電時において、インバータ８を単相インバータ又は三相インバータの何れとして動作させてもよい。インバータ８が三相インバータとして動作する場合は抵抗３を各相に接続し、単相インバータとして動作する場合は、二相（単相の各相）に接続するか一相にまとめて接続することができる。なお、直流側コンデンサ９の充電が完了した状態では、インバータ８は、三相インバータとして動作させる。

インバータ装置Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを三相の交流系統に単相インバータを利用して設置した場合、直流側コンデンサ９の充電時においても充電完了した状態においても、インバータ８は単相インバータとして動作する。この場合、抵抗３は二相に接続するか一相にまとめて接続することができる。

インバータ装置Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを単相の交流系統に単相インバータを利用して設置した場合も、直流側コンデンサ９の充電時においても充電完了した状態においても、インバータ８は単相インバータとして動作するので、抵抗３は、二相に接続するか一相にまとめて接続することができる。

上述した本発明が適用可能なパターンを図９に示す。抵抗３を１つにまとめることで、抵抗３の個数を低減することができ、コストダウンを図ることができる。

図１０はそのうちの一例として、インバータ装置Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを三相の交流系統に三相インバータを利用して設置した場合を示している。抵抗３は二相に接続し、直流側コンデンサ９の充電時はインバータ８を単相インバータとして動作させ、直流側コンデンサ９の充電が完了した状態では、インバータ８を三相インバータとして動作させる。

図１０では、コンデンサ７を星形結線した場合を例示したが、Δ結線でもよく、このことは、図９に示すパターンのうちインバータ装置Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆを、三相インバータを利用して設置した全ての場合においても同様である。

以上説明したように、本発明に係る直流側コンデンサの充電方法によれば、直流側コンデンサ９の充電時に過大な充電電流が流れることを抵抗によって抑制できるとともに、充電電力を最大化できるので、充電時間を短縮することが可能となる。

本発明はコンデンサの充電制御に利用される。

１，４開閉器
２電力系統
３抵抗
５フィルタ回路
６リアクトル
７コンデンサ
８インバータ
９直流側コンデンサ
１０第１の電圧検出部
１１第１の計算部
１２第２の電圧検出部
１３電圧制御系補償器
１4 ＰＷＭ制御部
１５第３の電圧検出部
１６第４の電圧検出部
１７第５の電圧検出部
１８第６の電圧検出部
１９第７の電圧検出部
２０線間電圧変換部
２１第８の電圧検出部
２２第９の電圧検出部
２３第２の計算部
２４電流検出部
２５インバータ出力電圧指令値生成部
２６第１０の電圧検出部
２７ＰＬＬ
２８ＰＷＭ変調度計算部
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ正弦波出力自励式ＰＷＭインバータ装置
２９電流制御系補償器

Claims

交流側がフィルタ回路および開閉器を介して電力系統に接続され、直流側にコンデンサが接続されたインバータにおいて、前記インバータの交流側に抵抗を接続した状態で、充電初期は、当該インバータを構成するスイッチング素子に逆並列接続されるフライホイールダイオードを使用して充電し、つづいて、前記インバータを制御して、前記直流側コンデンサを充電することを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項１において、前記インバータで前記直流側コンデンサを充電するときに、充電電力が最大となるように前記インバータを制御することを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項２において、前記インバータの出力電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項２において、前記フィルタ回路で平滑化した後の前記インバータの出力電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項２において、前記抵抗の両端電圧が電力系統の電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項２において、交流側の充電電流が電力系統の電圧の−１／（２×前記抵抗の値）となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法
請求項２において、前記直流側コンデンサの電圧と電力系統の電圧から当該直流側コンデンサの充電電力が最大となるようなインバータの出力電圧指令値を生成してＰＷＭ制御することを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項２において、前記抵抗が各相に接続され、各抵抗の両端電圧の差電圧が電力系統の線間電圧の１／２となるように瞬時値制御して前記充電電力を最大とすることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
前記抵抗は、その一端が電力系統に接続され、他端が前記フィルタ回路の入力側又は出力側のどちらかに接続されたインバータに関するものであることを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れかに記載のインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。
請求項１乃至請求項９において、前記インバータを三相電力系統に接続した場合、当該インバータを前記直流側コンデンサの充電時には単相インバータとして動作させ、該直流側コンデンサが充電された状態では三相インバータとして動作させることを特徴とするインバータの直流側コンデンサの初期充電方法。