JP3826499B2 - 電気モータの通電制御装置 - Google Patents
電気モータの通電制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3826499B2 JP3826499B2 JP17249097A JP17249097A JP3826499B2 JP 3826499 B2 JP3826499 B2 JP 3826499B2 JP 17249097 A JP17249097 A JP 17249097A JP 17249097 A JP17249097 A JP 17249097A JP 3826499 B2 JP3826499 B2 JP 3826499B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- coil
- current
- turned
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
- H02P25/092—Converters specially adapted for controlling reluctance motors
- H02P25/0925—Converters specially adapted for controlling reluctance motors wherein the converter comprises only one switch per phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気モータのコイルにチョッピング通電するＨ型スイッチング回路のオン／オフを制御する通電制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の通電制御装置においては、一般に、コイルに流れる電流値を抵抗器等で検出し、予め定めた基準電流値と検出した電流値とを２値的に比較して、基準電流値＞検出電流値の時にはスイッチング素子をオンし、基準電流値≦検出電流値の時にはスイッチング素子をオフするように制御される。これにより、スイッチング素子がオン／オフを繰り返すので、コイルに流れる電流の平均値は、基準電流値に応じた値（近い値）に制御される。 ところで、この種の通電制御装置においては、スイッチング素子がオン／オフする周波数（チョッピング周波数）が高くなるに従って、スイッチング素子等におけるエネルギーの損失が増大し、発熱量が増える。この為、チョッピング周波数をあまり高くするのは好ましくない。逆に、チョッピング周波数が低すぎると、基準電流値と制御電流値との差が増大し、制御の精度が低下する。また、チョッピング周波数が人間の可聴周波数帯域内である場合には、電流のチョッピングによって生じる機械振動が、騒音として人間に聞こえるので好ましくない。
【０００３】
そこで、スイッチング素子をオン／オフする信号のオンからオフへの切換わり、もしくはオフからオンへの切換わりが生じる度に第１のレベルにセットされ、ほぼ一定の周期で生じる基準チョッピングタイミングになる度に第２のレベルにセットされる許可フラグ信号を生成する許可信号生成手段を設け、許可フラグ信号が第１のレベルの期間中は、コイルの通電のオフからオンへの切換わり、もしくはオンからオフへの切換わりを禁止するようにして、チョッピング周波数を所望の周波数（人間の可聴周波数帯の上限近傍（例えば、１５ＫＨｚ））に近づける通電制御装置が、特開平８−１７２７９３号公報に提案されている。
【０００４】
この通電制御装置では、更に通電の立上がり及び立下がりを滑らかにするために、Ｈ型スイッチング回路を用いてＰＷＭによりモータ通電電流を制御し、且つ、回転トルクの不足を改善するために、スイッチングモードを制御している。
【０００５】
例えば、図１３に示すように、Ｈ型スイッチング回路は、電気モータの電気コイル１ａの一端と第１電源ライン２ａとの間に介挿された第１のスイッチング素子３ａ、電気コイル１ａの他端と第２電源ライン３ｂとの間に介挿された第２のスイッチング素子３ｂ、前記一端と第２電源ライン３ｂの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１ダイオードＤ１、及び、前記他端と第１電源ライン３ａの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２ダイオードＤ２を含んでいる。
【０００６】
図１３の（ａ）に示すように、第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオンすると電気コイル１ａに回転駆動電流が流れ、共にオフすると図１３の（ｂ）に示すように、電気コイル１ａの誘起電圧による電源への帰還電流が流れる。上述のオンとオフをＰＷＭ制御により交互に繰り返すことにより、電気コイル１ａには、立下がり速度が比較的速い脈動電流が流れる。このスイッチングモードを本書では「ハードチョッピング」と称す。このハードチョッピングでの、図１３の（ｂ）に示すように両スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオフしている時間区間では、電気コイル１ａが発電したエネルギーが第１電源ライン２ａに供給され（回生）、電流が急激に減少する。
【０００７】
図１４の（ａ）（図１３の（ａ）と同一）に示すように第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオンにし、次に図１４の（ｂ）に示すように第１スイッチング素子３ａのみをオフにし第２スイッチング素子３ｂはオンを維持し、それら（ａ）状態と（ｂ）状態とを交互に繰り返すことにより、電気コイル１ａには立下がり速度の比較的遅い脈動電流が流れる。このスイッチングモードを本書では「ソフトチョッピング」と称す。このソフトチョッピングの中の、図１４の（ｂ）に示す第１スイッチング素子３ａオフ、第２スイッチング素子３ｂオンの期間では、電流は緩やかに減少する。
【０００８】
特開平８−１７２７９３号公報に開示の通電制御装置は、上述の「ハードチョッピング」と「ソフトチョッピング」をモータの回転数と必要なトルクに基づいて選択して、回転トルクの不足を解消している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチドリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）は、一般に極部が外側に突出する形で構成されたロータと、極部が内側に突出する形で構成されたステータと、ステータの極毎に集中巻されたコイルとを備えており、ステータに対するロータの回転位置により磁気機抵抗が変化するため、コイルのインダクタンスＬがそれに伴い変化する。上述した従来の通電制御装置において、このインダクタンスＬが小さい時には、上述したハードチョッピング及びソフトチョッピングのいずれのチョッピングモードであっても、コイル電流は所望の立下がり速度で立ち下がるため、所望のチョッピング周波数に近づけることは可能である。しかしながら、インダクタンスＬが大きい時には、上述のソフトチョッピング時にコイル電流の立下がり速度が遅くなり、基準チョッピングタイミングを過ぎても基準電流値≦コイル電流の状態であるために、スイッチング素子をオン／オフする信号のオフからオンへの切換わりが遅くなる。そのため、チョッピング周波数が低くなり、チョッピングにより生じる機械振動が騒音として人間に聞こえる。
【００１０】
インダクタンスＬが大きい時であっても、上述のハードチョッピング時にはチョッピング周波数が低くなることはないが、スイッチング素子のオン／オフの切換わりによる電流の脈動の振幅が大きいので、ＳＲモータの回転子に加わる磁気吸引力の脈動が大きく、振動を生じて騒音が大きくなる。
【００１１】
それゆえ、本発明は当該電気モータの通電制御装置において、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することを、その課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために講じた本発明の技術的手段は、チョッピング制御されて電気モータのコイルに実際に流れる電流に対応する第１の信号と、基準電流値を定める第２の信号との大小関係を比較して、該比較の結果に応じた２値信号を、前記コイルの通電のオン／オフ制御に利用する、電気モータの通電制御装置において、前記コイルの一端と第１の電源ラインとの間に介挿された第１のスイッチング手段と、前記コイルの他端と第２の電源ラインとの間に介挿された第２のスイッチング手段と、前記コイルの一端と前記第２の電源ラインとの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１のダイオードと
前記コイルの他端と前記第１の電源ラインとの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２のダイオードと、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共に所定時間オフした後、前記第２のスイッチング手段をオンし、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなり、且つ、一定時間経過した時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオンするチョッピング制御手段と備えてなる構成としたことである。
【００１３】
上記した手段において、前記チョッピング制御手段は、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなるまでの時間、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオフし、その時間経過後は前記一定時間経過するまで前記第２のスイッチング手段のみをオンするようにしても良い。尚、上記した手段において、一定時間とは先回第１及び第２のスイッチング手段が共にオンされてからの時間である。
【００１４】
上記した手段によれば、第１の信号が第２の信号よりも大きくなった時、第１及び第２のスイッチング手段が共に所定時間オフ（ハードチョッピングモード）されることにより、コイル電流が比較的に速い立下がり速度で立下がり、その後第２のスイッチング手段のみがオン（ソフトチョッピングモード）されることにより、コイル電流が比較的に遅い立下がり速度で立ち下がるので、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従った電気モータの通電制御装置の実施の形態を図面に基づき、説明する。
【００１６】
図１に本発明の第１実施形態の装置の構成を示す。図１に示す装置は、電気自動車の駆動ユニットの主要部を構成している。本実施形態では、駆動源として、コントローラ１０により制御される１個のＳＲモータ３０が備わっている。コントローラ１０は、シフトレバー、ブレーキスイッチ、アクセルスイッチ及びアクセル開度センサから入力される情報に基づいて、ＳＲモータ３０の駆動を制御する。制御用の電力はバッテリから供給される。
【００１７】
ＳＲモータ３０は、図５に示すように、径方向に内方に突出する極５２ａを有する中空円筒状のステータ５２と、その内部に径方向外方に突出する極５１ａを有するロータ５１とを備える。本実施形態では、ステータ５２の極５２ａの数を１２極、ロータ５１の極５１ａの数を８極に設定している。ステータ５２の極５２ａには、夫々コイル５３が巻回されている。ロータ５１の回転に伴いロータ５１の４つの極５１ａに同時に対向するステータ５２の４つの極５２ａからなる３つの極群に巻回されるコイル５３は夫々直列に接続されており、図１における１相コイル２６、２相コイル２７、３相コイル２８を構成している。図１において、これらコイル２６〜２８の内１つを通電すると、それらコイルを巻回されたステータ５２の極５２ａとロータ５１の極５１ａとの間に吸引力が働き、ロータ５１が回転する。このロータ５１の回転を角度センサ２５により検出し、１乃至３相コイル２６〜２８への通電をロータ５１の回転に応じて順次１相、２相、３相と切換えることでロータ５１が連続回転する。１乃至３相コイル２６〜２８は、夫々コントローラ１０内部の後述する１乃至３相ドライバ２０〜２２と接続されており、１相コイル２６と１相ドライバ２０とを接続する信号線、２相コイル２７と２相ドライバ２１とを接続する信号線、３相コイル２８と３相ドライバ２２とを接続する信号線には、夫々電流センサ２３〜２５が設置されている。これら電流センサ２３〜２５は、夫々１乃至３相コイル２６〜２８に実際に流れる電流に比例する電圧を電流信号（通電電流値）として出力する。
【００１８】
コントローラ１０の内部にはＣＰＵ（マイクロコンピュータ）１５、入力インターフェース１７、マップ用メモリ１８、電源回路１４、電流波形生成回路１２、比較回路１１、出力判定回路１３、部分ハードチョッピング回路１９、１相ドライバ２０、２相ドライバ２１及び、３相ドライバ２２が備わっている。入力インターフェース１７は、車両に備え付けられた図示しないシフトレバー、ブレーキスイッチ、アクセルスイッチ及び、アクセル開度センサから出力される信号を受け、これら信号をＣＰＵ１５に送る。ＣＰＵ１５は、これらの信号から得られる情報を基にＳＲモータ３０の目標駆動速度及び駆動トルクを逐次計算し、その計算結果に基づいて、ＳＲモータ３０の１乃至３相コイル２６〜２８に流すべき電流波形を求める。ＣＰＵ１５は、求めた電流波形をマップ用メモリ１８（電流マップメモリ１８ａ、シフトマップメモリ１８ｂ）から読み出し、電流波形生成回路１２内に備えられた双方向メモリ１６にセットする。
【００１９】
図２に図１の回路の一部分の具体的な構成を示す。図２はＳＲモータ３０の１相コイル２６の通電を制御する回路のみを示しており、実際には２相及び３相コイル２７、２８の通電を制御する同様の回路が夫々含まれている。
【００２０】
図２において、電流波形生成回路１２は、アドレスデコーダ１２ａ、２つのメモリ１２ｂ、１２ｃ、デジタルアナログコンバータ１２ｅ、出力バッファ１２ｆ及びアンド回路１２ｇを備えている。メモリ１２ｂには、ＣＰＵ１５から送られてきたロータ回転角度に対応したモータ励磁タイミングがロータ回転角度に対応したアドレスに記憶される。角度センサ２９の出力はアドレスデコーダ１２ａによりアドレス値に変換され、メモリ１２ｂ及びメモリ１２ｃの読み出しアドレスを指定する。よって、ＳＲモータ３０の回転角度に応じた目標電流値がメモリ１２ｂから読み出され、また、その時点においてコイルを通電するか否かがメモリ１２ｃから読み出される。メモリ１２ｃから読み出された値は、アンド回路１２ｇを介してＯＮ・ＯＦＦ信号として出力される。尚、アンド回路１２ｇにはＣＰＵ１５からの制御信号も入力されており、メモリ１２ｃの値に係らず、ＯＮ・ＯＦＦ信号を強制的にオフにすることもできる。
【００２１】
メモリ１２ｂから読み出された値はデジタル値であるが、デジタルアナログコンバータ１２ｅによりアナログ信号に変換され、出力バッファ１２ｆを介して基準電流値として比較回路１１のコンパレータ１１ａの非反転入力端子に送られる。一方、１相ドライバ２０のコイル２６に流れる電流は電流センサ２３により検出され、通電電流値としてコンパレータ１１ａの反転入力端子に送られる。コンパレータ１１ａは、基準電流値と通電電流値とを比較し、その結果を電流比較信号として出力判定回路１３のアンド回路１３ａに出力する。
【００２２】
図２及び図３に示すように、出力判定回路１３には、アンド回路１３ａとタイミング制御回路１３ｂが備わっている。アンド回路１３ａの入力端子には比較回路１１のコンパレータ１１ａから出力される電流比較信号と、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号とが入力され、アンド回路１３ａの出力端子はタイミング制御回路１３ｂの入力に接続されている。
【００２３】
タイミング制御回路１３ｂは、本実施形態では、同期信号（ＯＮタイミング）ＣＬＫ１５Ｋとして、周波数が１５ＫＨｚのパルス信号を用いており、ゲート回路１３１、１３４、１３７、１３８及び１３９と、Ｄ型のフリップフロップ１３２、１３３、１３６及び１３Ａと、インバータ１３５を備えている。このタイミング制御回路１３ｂの構成は、上述した特開平８−１７２７９３号公報に示される回路と同じであり、信号ＦＥは、アンド回路１３ａから出力される入力信号が通電電流値＞基準電流値の条件になると、「オン不可」に切換わり、１５ＫＨｚの同期信号ＣＬＫ１５Ｋの立上がりのタイミングで「オン可」に切換わる。そしてタイミング制御回路１３ｂの出力信号である信号（１）は、アンド回路１３ａから出力される入力信号が通電電流値＞基準電流値の条件になると、オフに切換わり、信号ＦＥの「オン不可」が解除された後で、同入力信号が通電電流値＜基準電流値の条件になると、オンに切換わる。
【００２４】
このタイミング制御回路１３ｂからの信号（１）は、部分ハードチョッピング回路１９に入力される。本実施形態では、部分ハードチョッピング回路１９は、図３に示すように、単安定マルチバイブレータ１９ａと、アンド回路１９ｂを備えている。単安定マルチバイブレータ１９ａには、信号（１）が入力されており、図６に示すように単安定マルチバイブレータ１９ａは信号（１）の立下がり（ＯＦＦ）から一定時間（例えば、１０〜１５μｓ）Ｈｉレベルの信号（ａ）を出力する。この信号（ａ）は、反転されてアンド回路１９ｂの入力端子に入力される。また、アンド回路１９ｂの入力端子には、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号である信号（２）が入力され、アンド回路１９ｂは信号（ａ）がＬｏレベルで、信号（２）がＯＮであるときのみオンとなるＯＮ・ＯＦＦ信号を信号（４）として出力する。
【００２５】
図２及び図３において、信号（１）は部分ハードチョッピング回路１９からそのまま信号（３）として、１相ドライバ２０のアッパー側トランジスタ２０ａのベースに入力される。アッパー側トランジスタ２０ａのコレクタは電源回路１４から供給される高電位ラインに接続されている。アッパー側トランジスタ２０ａのエミッタは１相コイル２６の一端に接続されている。１相コイル２６の他端は、ロアー側トランジスタ２０ｂのコレクタに接続されている。ロアー側トランジスタ２０ｂのエミッタは、電源回路１４から供給される低電位ラインに接続されている。ロアー側トランジスタ２０ｂのベースには信号（４）が入力される。１相コイル２６の一端と低電位ラインとの間にはフライホイール用ダイオード２０ｃが介挿されている。１相コイル２６の他端と高電位ラインとの間にはフライホイール用ダイオード２０ｄが介挿されている。従って、アッパー側及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂの両方をオン（導通状態）にすれば、高及び低電位ラインと１相コイル２６との間に電流が流れ、いずれか一方、又は両方をオフ（非導通状態）にすれば、１相コイル２６への給電を停止することができる。尚、１相コイル２６に流れる電流値は電流センサ２３により検出される。
【００２６】
アッパー側トランジスタ２０ａのオン／オフは、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号がＨｉレベル（通電オン）の時は、コンパレータ１１ａが出力する電流比較信号に基づいて、制御される。但し、電流比較信号のオン／オフとアッパー側トランジスタ２０ａのオン／オフとの関係は１対１ではなく、上述したタイミング制御回路１３ｂによってタイミングが調整される。即ち、図４において、タイミング制御回路１３ｂの信号ＦＥは通電電流値＞基準電流値になった時にＨｉレベル（「オン不可」）に切換えられ、同期信号の各タイミングで夫々Ｌｏレベル（「オン可」）に切換えられる。そして、信号（１）は通電電流値＞基準電流値になった時にオフに切換えられ、信号ＦＥが「オン可」で、且つ通電電流値≦基準電流値になった時にオンに切換えられる。これにより、同期信号のタイミングの直前で基準電流値＜通電電流値になり、その直後の同期信号のタイミングで、基準電流値＜通電電流値であっても、信号ＦＥが「オン可」に切換わった後で通電電流値＞基準電流値になれば、その時に信号（１）がオンに切換わるため、信号（１）のオン／オフ周期は、同期信号の周期（基準チョッピング周期）とほぼ同一になるように調整され、周波数の変化はほとんど生じない。また、アンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号がＨｉレベル（通電オン）の時には、ロアー側トランジスタ２０ｂは、部分ハードチョッピング回路１９のアンド回路に入力される信号（ａ）に応じてオン／オフする。
【００２７】
したがって、本実施形態においては、図６に示すように、通電電流値≦基準電流値になると、信号（１）及び（３）がオンに切換わると同時に、信号（２）及び（４）がオンとなって、それによりアッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオンとなり、１相コイル２６に給電される。そして、通電電流値＞基準電流値になると、信号（１）及び（３）がオフに切換わる。オフに切換わった信号（１）は図３に示す部分ハードチョッピング回路１９の単安定マルチバイブレータ１９ａに入力され、単安定マルチバイブレータ１９ａは所定時間（１０〜１５μｓ）Ｈｉレベルの信号（ａ）を出力する。信号（ａ）は、反転されてアンド回路１９ｂに入力され、これによりアンドゲート１９ｂの出力信号（４）はオフに切換えられる。これによって、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオフされ、１相コイル２６に蓄えられたエネルギーによってダイオード２０ｃ、２０ｄを通って低電位ラインから高電位ラインに向かって、電流が速く流れる（立下がり速度が速い）。そして、所定時間が経過すると、単安定マルチバイブレータ１９ａの出力信号（ａ）はＬｏレベルになり、これによりアンド回路１９ｂの出力信号はオンに切換えられる。これによって、アッパー側トランジスタ２０ａがオフした状態で、ロアー側トランジスタ２０ｂがオンされ（ソフトチョッピング）、１相コイル２６に蓄えられたエネルギーによってダイオード２０ｃ、１相コイル２６、ロアー側トランジスタ２０ｂの閉ループを通って電流がゆっくりと流れる（立下がり速度が遅い）。本実施形態では、このようにアッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂのオン／オフが繰り返し制御されて、コイルへの通電が制御される。
【００２８】
上記した従来の通電制御装置では、図１４（ａ）及び（ｂ）に示すようにアッパー側トランジスタ（第１のスイッチング素子）３ａ及びロアー側トランジスタ（第２のスイッチング素子）３ｂを共にオンする状態と、アッパー側トランジスタ３ａのみをオフにしロアー側トランジスタ３ｂはオンを維持する状態とを交互に繰り返すソフトチョッピングモードと、図１３（ａ）及び（ｂ）に示すようにアッパー及びロアー側トランジスタ３ａ及び３ｂを共にオンする状態と、両トランジスタ３ａ及び３ｂを共にオフする状態とを交互に繰り返すハードチョッピングモードをモータの回転数と必要なトルクに基づいて選択してコイルへの通電が制御される。図７（ａ）にソフトチョッピングモード時における基準電流値とコイルに流れる電流の波形のタイムチャートを、また図７（ｂ）にハードチョッピングモード時における基準電流値とコイルに流れる電流の波形のタイムチャートを示す。尚、図７において、基準電流値の上下での電流の立上がり及び立下がりの変曲点は、回路スピードによる遅れのためである。
【００２９】
ＳＲモータにおいては、ステータに対するロータの回転位置により磁気機抵抗が変化し、それに伴いコイルのインダクタンスＬが変化する。そのため、上記した従来の通電制御装置においては、インダクタンスＬが小さいときには、ハード及びソフトのいずれのチョッピングモードでもコイル電流の波形の所望の立下がり速度が夫々維持され、タイミング制御回路によって所望のチョッピング周波数に近づけられる。ところが、インダクタンスＬが大きい時には、ソフトチョッピング時にコイル電流の立下がり速度が遅くなり、タイミング制御回路の同期信号のタイミングを過ぎても基準電流値≦通電電流値であるためにアッパー側トランジスタがオンに切換わらないことがある。このような遅れが生じると、電流振幅は小さいものの、トランジスタのオン／オフする周期が大きくなるため、チョッピングによる可聴域のノイズが発生する。また、ハードチョッピングモード時には、インダクタンスＬが大きくても、電流の立下がり速度が速いので周期が大きくなることが抑制され、可聴域のノイズは生じないが、回路スピードの遅れの影響により電流振幅が大きくなるため、ＳＲモータのロータに加わる磁気吸引力の変動が大きくなって、振動を生じ大きな騒音を発生する。
【００３０】
これに対して、本実施形態によれば、上記したように、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂのオン／オフがハードチョッピングとソフトチョッピングとを組み合わせたモードで制御される。つまり、図７（ｃ）に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、所定時間（１０〜１５μｓ）両トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオフとなり、コイル電流はすばやく所望のレベル（例えば、基準電流値）に立ち下げられる。そして、コイル電流が所望のレベルに下がったころ（時間）、即ち、所定時間経過後、ロアー側トランジスタ２０ｂのみがオンとされ、コイル電流の立下がりが緩やかになる。これにより、回路遅れが影響する領域では、コイル電流が下がり過ぎることが抑制される。この結果、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することができ、可聴域のノイズの発生及び振動騒音の発生が防止される。
【００３１】
図８は、本発明に従った電気モータの通電制御装置の第２及び第３実施形態のブロック図を示す。図８は図２の構成と部分ハードチョッピング回路を除き、全て同じであるので、同じ構成には図２に付した番号符号と同じ番号符号を付してその説明は省略する。尚、図８も図２と同様に、図１のＳＲモータ３０の１相コイル２６の通電を制御する回路のみを示しており、実際には２相及び３相コイル２７、２８の通電を制御する同様の回路が夫々含まれている。
【００３２】
図９に部分ハードチョッピング回路１１９の第２実施形態を示す。図９において、本実施形態では、部分ハードチョッピング回路１１９は、オア回路１１９ａと、アンド回路１１９ｂを備えている。オア回路１１９ａには、出力判定回路１３のタイミング制御回路１３ｂから出力される信号（１）が入力されると共に、出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号が信号（５）として入力される。オア回路１１９ａの出力信号（ａ’）は、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号が信号（２）として入力されるアンド回路１１９ｂに入力される。尚、信号（１）は部分ハードチョッピング回路１１９よりそのまま信号（５）としてアッパー側トランジスタ２０ａのベースに接続され、アンド回路１１９ｂから出力される信号（４）はロアー側トランジスタ２０ｂのベースに接続される。
【００３３】
この第２実施形態においては、図１０に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＬｏレベルになり、それに応じて出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号である信号（５）がＬｏレベルになる。これに応じて、回路のスピードによる遅れ時間後に信号（１）がオフとなり、オア回路１１９ａからの信号（ａ’）がＬｏレベルになる。この結果、信号（３）及び（４）が共にオフとなり、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ、２０ｂが共にオフとされ、電流がすばやく下げられる。この速い立下がりにより、通電電流値＜基準電流値となると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＨｉレベルになり、それに応じて信号（５）がＨｉレベルになる。タイミング制御回路１３ｂからの出力信号である信号（１）は次の同期信号がくるまでオンにならないので、信号（３）はオフのままとなる。これにより、信号（ａ’）がＨｉレベルとなり、信号（４）がオンとなってロアー側トランジスタ２０ｂのみがオンとされる。したがって、この第２実施形態によれば、基準電流値≦通電電流値になると両トランジスタ２０ａ、２０ｂを共にオフとしてすばやく電流を下げ、通電電流値＜基準電流値となるとロアー側トランジスタ２０ｂのみをオンとすることにより、回路遅れが影響する領域で電流が下がり過ぎることを抑制できる。よって、チョッピングの周期を短く、且つ電流振幅を小さくすることが可能となり、ノイズ及び騒音の発生が防止される。
【００３４】
図１１に部分ハードチョッピング回路２１９の第３実施形態を示す。図１１において、本実施形態では、部分ハードチョッピング回路２１９は、アンド回路２１９ａを備えている。アンド回路２１９ａには、出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号が信号（５）として入力されると共に、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号が信号（２）として入力される。尚、出力判定回路１３のタイミング制御回路１３ｂから出力される信号（１）は部分ハードチョッピング回路１１９よりそのまま信号（５）としてアッパー側トランジスタ２０ａのベースに接続され、アンド回路１１９ｂから出力される信号（４）はロアー側トランジスタ２０ｂのベースに接続される。
【００３５】
この第３実施形態においては、図１２に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＬｏレベルになり、それに応じて出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号である信号（５）がＬｏレベルになる。これに応じて、アンド回路２１９ａからの信号（４）がオフとなり、回路のスピードによる遅れ時間後に信号（１）がオフとなる。この結果、信号（３）及び（４）が共にオフとなり、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ、２０ｂが共にオフとされ、電流がすばやく下げられる。この速い立下がりにより、通電電流値＜基準電流値となると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＨｉレベルになり、それに応じて信号（５）がＨｉレベルになり、信号（４）がオンとなってロアー側トランジスタ２０ｂがオンとされる。このとき、タイミング制御回路１３ｂからの出力信号である信号（１）は次の同期信号がくるまでオンにならないので、信号（３）はオフのままとなる。したがって、この第３実施形態によれば、第２実施形態と同様に、基準電流値≦通電電流値になると両トランジスタ２０ａ、２０ｂを共にオフとしてすばやく電流を下げ、通電電流値＜基準電流値となるとロアー側トランジスタ２０ｂのみをオンとすることにより、回路遅れが影響する領域で電流が下がり過ぎることを抑制できる。よって、チョッピングの周期を短く、且つ電流振幅を小さくすることが可能となり、ノイズ及び騒音の発生が防止される。
【００３６】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、第１の信号が第２の信号よりも大きくなった時、第１及び第２のスイッチング手段が共に所定時間オフされることにより、コイル電流が比較的に速い立下がり速度で立下がり、その後第２のスイッチング手段のみがオンされることにより、コイル電流が比較的に遅い立下がり速度で立ち下がるので、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することができる。よって、チョッピング周波数が低くなることによる可聴域のノイズの発生及び電流振幅が大きくなることによる振動騒音の発生を適確に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従ったモータの通電制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の一部分の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】図２の部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図４】図２のタイミング制御回路を示すブロック図である。
【図５】図１のＳＲモータの側面図である。
【図６】図２に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図７】基準電流値と通電電流の波形を示すタイムチャートである。
【図８】本発明に従ったモータの通電制御装置の第２及び第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態における部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】本発明の第３実施形態における部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１３】従来の通電制御装置におけるＨ型スイッチング回路の、ハードチョッピングモードでのモータ電流を示す図面であり、（ａ）はモータに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を示す。
【図１４】従来の通電制御装置におけるＨ型スイッチング回路の、ソフトチョッピングモードでのモータ電流を示す図面であり、（ａ）はモータに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を示す。
【符号の説明】
１０ コントローラ
１１ 比較回路
１２ 電流波形生成回路
１２ａ アドレスデコーダ
１２ｂ、１２ｃ メモリ
１２ｅ デジタルアナログコンバータ
１２ｆ 出力バッファ
１２ｇ アンド回路
１３ 出力判定回路
１４ 電源回路
１５ ＣＰＵ
１６ 双方向メモリ
１７ 入力インターフェース
１８ マップ用メモリ
１９ 部分ハードチョッピング回路
１９ａ 単安定マルチバイブレータ
２０ １相ドライバ
２０ａ アッパー側トランジスタ
２０ｂ ロアー側トランジスタ
２１ ２相ドライバ
２２ ３相ドライバ
２３、２４、２５ 電流センサ
２６ １相コイル
２７ ２相コイル
２８ ３相コイル
２９ 角度センサ
３０ ＳＲモータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気モータのコイルにチョッピング通電するＨ型スイッチング回路のオン／オフを制御する通電制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の通電制御装置においては、一般に、コイルに流れる電流値を抵抗器等で検出し、予め定めた基準電流値と検出した電流値とを２値的に比較して、基準電流値＞検出電流値の時にはスイッチング素子をオンし、基準電流値≦検出電流値の時にはスイッチング素子をオフするように制御される。これにより、スイッチング素子がオン／オフを繰り返すので、コイルに流れる電流の平均値は、基準電流値に応じた値（近い値）に制御される。 ところで、この種の通電制御装置においては、スイッチング素子がオン／オフする周波数（チョッピング周波数）が高くなるに従って、スイッチング素子等におけるエネルギーの損失が増大し、発熱量が増える。この為、チョッピング周波数をあまり高くするのは好ましくない。逆に、チョッピング周波数が低すぎると、基準電流値と制御電流値との差が増大し、制御の精度が低下する。また、チョッピング周波数が人間の可聴周波数帯域内である場合には、電流のチョッピングによって生じる機械振動が、騒音として人間に聞こえるので好ましくない。
【０００３】
そこで、スイッチング素子をオン／オフする信号のオンからオフへの切換わり、もしくはオフからオンへの切換わりが生じる度に第１のレベルにセットされ、ほぼ一定の周期で生じる基準チョッピングタイミングになる度に第２のレベルにセットされる許可フラグ信号を生成する許可信号生成手段を設け、許可フラグ信号が第１のレベルの期間中は、コイルの通電のオフからオンへの切換わり、もしくはオンからオフへの切換わりを禁止するようにして、チョッピング周波数を所望の周波数（人間の可聴周波数帯の上限近傍（例えば、１５ＫＨｚ））に近づける通電制御装置が、特開平８−１７２７９３号公報に提案されている。
【０００４】
この通電制御装置では、更に通電の立上がり及び立下がりを滑らかにするために、Ｈ型スイッチング回路を用いてＰＷＭによりモータ通電電流を制御し、且つ、回転トルクの不足を改善するために、スイッチングモードを制御している。
【０００５】
例えば、図１３に示すように、Ｈ型スイッチング回路は、電気モータの電気コイル１ａの一端と第１電源ライン２ａとの間に介挿された第１のスイッチング素子３ａ、電気コイル１ａの他端と第２電源ライン３ｂとの間に介挿された第２のスイッチング素子３ｂ、前記一端と第２電源ライン３ｂの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１ダイオードＤ１、及び、前記他端と第１電源ライン３ａの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２ダイオードＤ２を含んでいる。
【０００６】
図１３の（ａ）に示すように、第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオンすると電気コイル１ａに回転駆動電流が流れ、共にオフすると図１３の（ｂ）に示すように、電気コイル１ａの誘起電圧による電源への帰還電流が流れる。上述のオンとオフをＰＷＭ制御により交互に繰り返すことにより、電気コイル１ａには、立下がり速度が比較的速い脈動電流が流れる。このスイッチングモードを本書では「ハードチョッピング」と称す。このハードチョッピングでの、図１３の（ｂ）に示すように両スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオフしている時間区間では、電気コイル１ａが発電したエネルギーが第１電源ライン２ａに供給され（回生）、電流が急激に減少する。
【０００７】
図１４の（ａ）（図１３の（ａ）と同一）に示すように第１及び第２スイッチング素子３ａ、３ｂを共にオンにし、次に図１４の（ｂ）に示すように第１スイッチング素子３ａのみをオフにし第２スイッチング素子３ｂはオンを維持し、それら（ａ）状態と（ｂ）状態とを交互に繰り返すことにより、電気コイル１ａには立下がり速度の比較的遅い脈動電流が流れる。このスイッチングモードを本書では「ソフトチョッピング」と称す。このソフトチョッピングの中の、図１４の（ｂ）に示す第１スイッチング素子３ａオフ、第２スイッチング素子３ｂオンの期間では、電流は緩やかに減少する。
【０００８】
特開平８−１７２７９３号公報に開示の通電制御装置は、上述の「ハードチョッピング」と「ソフトチョッピング」をモータの回転数と必要なトルクに基づいて選択して、回転トルクの不足を解消している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチドリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）は、一般に極部が外側に突出する形で構成されたロータと、極部が内側に突出する形で構成されたステータと、ステータの極毎に集中巻されたコイルとを備えており、ステータに対するロータの回転位置により磁気機抵抗が変化するため、コイルのインダクタンスＬがそれに伴い変化する。上述した従来の通電制御装置において、このインダクタンスＬが小さい時には、上述したハードチョッピング及びソフトチョッピングのいずれのチョッピングモードであっても、コイル電流は所望の立下がり速度で立ち下がるため、所望のチョッピング周波数に近づけることは可能である。しかしながら、インダクタンスＬが大きい時には、上述のソフトチョッピング時にコイル電流の立下がり速度が遅くなり、基準チョッピングタイミングを過ぎても基準電流値≦コイル電流の状態であるために、スイッチング素子をオン／オフする信号のオフからオンへの切換わりが遅くなる。そのため、チョッピング周波数が低くなり、チョッピングにより生じる機械振動が騒音として人間に聞こえる。
【００１０】
インダクタンスＬが大きい時であっても、上述のハードチョッピング時にはチョッピング周波数が低くなることはないが、スイッチング素子のオン／オフの切換わりによる電流の脈動の振幅が大きいので、ＳＲモータの回転子に加わる磁気吸引力の脈動が大きく、振動を生じて騒音が大きくなる。
【００１１】
それゆえ、本発明は当該電気モータの通電制御装置において、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することを、その課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために講じた本発明の技術的手段は、チョッピング制御されて電気モータのコイルに実際に流れる電流に対応する第１の信号と、基準電流値を定める第２の信号との大小関係を比較して、該比較の結果に応じた２値信号を、前記コイルの通電のオン／オフ制御に利用する、電気モータの通電制御装置において、前記コイルの一端と第１の電源ラインとの間に介挿された第１のスイッチング手段と、前記コイルの他端と第２の電源ラインとの間に介挿された第２のスイッチング手段と、前記コイルの一端と前記第２の電源ラインとの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１のダイオードと
前記コイルの他端と前記第１の電源ラインとの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２のダイオードと、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共に所定時間オフした後、前記第２のスイッチング手段をオンし、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなり、且つ、一定時間経過した時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオンするチョッピング制御手段と備えてなる構成としたことである。
【００１３】
上記した手段において、前記チョッピング制御手段は、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなるまでの時間、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオフし、その時間経過後は前記一定時間経過するまで前記第２のスイッチング手段のみをオンするようにしても良い。尚、上記した手段において、一定時間とは先回第１及び第２のスイッチング手段が共にオンされてからの時間である。
【００１４】
上記した手段によれば、第１の信号が第２の信号よりも大きくなった時、第１及び第２のスイッチング手段が共に所定時間オフ（ハードチョッピングモード）されることにより、コイル電流が比較的に速い立下がり速度で立下がり、その後第２のスイッチング手段のみがオン（ソフトチョッピングモード）されることにより、コイル電流が比較的に遅い立下がり速度で立ち下がるので、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に従った電気モータの通電制御装置の実施の形態を図面に基づき、説明する。
【００１６】
図１に本発明の第１実施形態の装置の構成を示す。図１に示す装置は、電気自動車の駆動ユニットの主要部を構成している。本実施形態では、駆動源として、コントローラ１０により制御される１個のＳＲモータ３０が備わっている。コントローラ１０は、シフトレバー、ブレーキスイッチ、アクセルスイッチ及びアクセル開度センサから入力される情報に基づいて、ＳＲモータ３０の駆動を制御する。制御用の電力はバッテリから供給される。
【００１７】
ＳＲモータ３０は、図５に示すように、径方向に内方に突出する極５２ａを有する中空円筒状のステータ５２と、その内部に径方向外方に突出する極５１ａを有するロータ５１とを備える。本実施形態では、ステータ５２の極５２ａの数を１２極、ロータ５１の極５１ａの数を８極に設定している。ステータ５２の極５２ａには、夫々コイル５３が巻回されている。ロータ５１の回転に伴いロータ５１の４つの極５１ａに同時に対向するステータ５２の４つの極５２ａからなる３つの極群に巻回されるコイル５３は夫々直列に接続されており、図１における１相コイル２６、２相コイル２７、３相コイル２８を構成している。図１において、これらコイル２６〜２８の内１つを通電すると、それらコイルを巻回されたステータ５２の極５２ａとロータ５１の極５１ａとの間に吸引力が働き、ロータ５１が回転する。このロータ５１の回転を角度センサ２５により検出し、１乃至３相コイル２６〜２８への通電をロータ５１の回転に応じて順次１相、２相、３相と切換えることでロータ５１が連続回転する。１乃至３相コイル２６〜２８は、夫々コントローラ１０内部の後述する１乃至３相ドライバ２０〜２２と接続されており、１相コイル２６と１相ドライバ２０とを接続する信号線、２相コイル２７と２相ドライバ２１とを接続する信号線、３相コイル２８と３相ドライバ２２とを接続する信号線には、夫々電流センサ２３〜２５が設置されている。これら電流センサ２３〜２５は、夫々１乃至３相コイル２６〜２８に実際に流れる電流に比例する電圧を電流信号（通電電流値）として出力する。
【００１８】
コントローラ１０の内部にはＣＰＵ（マイクロコンピュータ）１５、入力インターフェース１７、マップ用メモリ１８、電源回路１４、電流波形生成回路１２、比較回路１１、出力判定回路１３、部分ハードチョッピング回路１９、１相ドライバ２０、２相ドライバ２１及び、３相ドライバ２２が備わっている。入力インターフェース１７は、車両に備え付けられた図示しないシフトレバー、ブレーキスイッチ、アクセルスイッチ及び、アクセル開度センサから出力される信号を受け、これら信号をＣＰＵ１５に送る。ＣＰＵ１５は、これらの信号から得られる情報を基にＳＲモータ３０の目標駆動速度及び駆動トルクを逐次計算し、その計算結果に基づいて、ＳＲモータ３０の１乃至３相コイル２６〜２８に流すべき電流波形を求める。ＣＰＵ１５は、求めた電流波形をマップ用メモリ１８（電流マップメモリ１８ａ、シフトマップメモリ１８ｂ）から読み出し、電流波形生成回路１２内に備えられた双方向メモリ１６にセットする。
【００１９】
図２に図１の回路の一部分の具体的な構成を示す。図２はＳＲモータ３０の１相コイル２６の通電を制御する回路のみを示しており、実際には２相及び３相コイル２７、２８の通電を制御する同様の回路が夫々含まれている。
【００２０】
図２において、電流波形生成回路１２は、アドレスデコーダ１２ａ、２つのメモリ１２ｂ、１２ｃ、デジタルアナログコンバータ１２ｅ、出力バッファ１２ｆ及びアンド回路１２ｇを備えている。メモリ１２ｂには、ＣＰＵ１５から送られてきたロータ回転角度に対応したモータ励磁タイミングがロータ回転角度に対応したアドレスに記憶される。角度センサ２９の出力はアドレスデコーダ１２ａによりアドレス値に変換され、メモリ１２ｂ及びメモリ１２ｃの読み出しアドレスを指定する。よって、ＳＲモータ３０の回転角度に応じた目標電流値がメモリ１２ｂから読み出され、また、その時点においてコイルを通電するか否かがメモリ１２ｃから読み出される。メモリ１２ｃから読み出された値は、アンド回路１２ｇを介してＯＮ・ＯＦＦ信号として出力される。尚、アンド回路１２ｇにはＣＰＵ１５からの制御信号も入力されており、メモリ１２ｃの値に係らず、ＯＮ・ＯＦＦ信号を強制的にオフにすることもできる。
【００２１】
メモリ１２ｂから読み出された値はデジタル値であるが、デジタルアナログコンバータ１２ｅによりアナログ信号に変換され、出力バッファ１２ｆを介して基準電流値として比較回路１１のコンパレータ１１ａの非反転入力端子に送られる。一方、１相ドライバ２０のコイル２６に流れる電流は電流センサ２３により検出され、通電電流値としてコンパレータ１１ａの反転入力端子に送られる。コンパレータ１１ａは、基準電流値と通電電流値とを比較し、その結果を電流比較信号として出力判定回路１３のアンド回路１３ａに出力する。
【００２２】
図２及び図３に示すように、出力判定回路１３には、アンド回路１３ａとタイミング制御回路１３ｂが備わっている。アンド回路１３ａの入力端子には比較回路１１のコンパレータ１１ａから出力される電流比較信号と、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号とが入力され、アンド回路１３ａの出力端子はタイミング制御回路１３ｂの入力に接続されている。
【００２３】
タイミング制御回路１３ｂは、本実施形態では、同期信号（ＯＮタイミング）ＣＬＫ１５Ｋとして、周波数が１５ＫＨｚのパルス信号を用いており、ゲート回路１３１、１３４、１３７、１３８及び１３９と、Ｄ型のフリップフロップ１３２、１３３、１３６及び１３Ａと、インバータ１３５を備えている。このタイミング制御回路１３ｂの構成は、上述した特開平８−１７２７９３号公報に示される回路と同じであり、信号ＦＥは、アンド回路１３ａから出力される入力信号が通電電流値＞基準電流値の条件になると、「オン不可」に切換わり、１５ＫＨｚの同期信号ＣＬＫ１５Ｋの立上がりのタイミングで「オン可」に切換わる。そしてタイミング制御回路１３ｂの出力信号である信号（１）は、アンド回路１３ａから出力される入力信号が通電電流値＞基準電流値の条件になると、オフに切換わり、信号ＦＥの「オン不可」が解除された後で、同入力信号が通電電流値＜基準電流値の条件になると、オンに切換わる。
【００２４】
このタイミング制御回路１３ｂからの信号（１）は、部分ハードチョッピング回路１９に入力される。本実施形態では、部分ハードチョッピング回路１９は、図３に示すように、単安定マルチバイブレータ１９ａと、アンド回路１９ｂを備えている。単安定マルチバイブレータ１９ａには、信号（１）が入力されており、図６に示すように単安定マルチバイブレータ１９ａは信号（１）の立下がり（ＯＦＦ）から一定時間（例えば、１０〜１５μｓ）Ｈｉレベルの信号（ａ）を出力する。この信号（ａ）は、反転されてアンド回路１９ｂの入力端子に入力される。また、アンド回路１９ｂの入力端子には、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号である信号（２）が入力され、アンド回路１９ｂは信号（ａ）がＬｏレベルで、信号（２）がＯＮであるときのみオンとなるＯＮ・ＯＦＦ信号を信号（４）として出力する。
【００２５】
図２及び図３において、信号（１）は部分ハードチョッピング回路１９からそのまま信号（３）として、１相ドライバ２０のアッパー側トランジスタ２０ａのベースに入力される。アッパー側トランジスタ２０ａのコレクタは電源回路１４から供給される高電位ラインに接続されている。アッパー側トランジスタ２０ａのエミッタは１相コイル２６の一端に接続されている。１相コイル２６の他端は、ロアー側トランジスタ２０ｂのコレクタに接続されている。ロアー側トランジスタ２０ｂのエミッタは、電源回路１４から供給される低電位ラインに接続されている。ロアー側トランジスタ２０ｂのベースには信号（４）が入力される。１相コイル２６の一端と低電位ラインとの間にはフライホイール用ダイオード２０ｃが介挿されている。１相コイル２６の他端と高電位ラインとの間にはフライホイール用ダイオード２０ｄが介挿されている。従って、アッパー側及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂの両方をオン（導通状態）にすれば、高及び低電位ラインと１相コイル２６との間に電流が流れ、いずれか一方、又は両方をオフ（非導通状態）にすれば、１相コイル２６への給電を停止することができる。尚、１相コイル２６に流れる電流値は電流センサ２３により検出される。
【００２６】
アッパー側トランジスタ２０ａのオン／オフは、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号がＨｉレベル（通電オン）の時は、コンパレータ１１ａが出力する電流比較信号に基づいて、制御される。但し、電流比較信号のオン／オフとアッパー側トランジスタ２０ａのオン／オフとの関係は１対１ではなく、上述したタイミング制御回路１３ｂによってタイミングが調整される。即ち、図４において、タイミング制御回路１３ｂの信号ＦＥは通電電流値＞基準電流値になった時にＨｉレベル（「オン不可」）に切換えられ、同期信号の各タイミングで夫々Ｌｏレベル（「オン可」）に切換えられる。そして、信号（１）は通電電流値＞基準電流値になった時にオフに切換えられ、信号ＦＥが「オン可」で、且つ通電電流値≦基準電流値になった時にオンに切換えられる。これにより、同期信号のタイミングの直前で基準電流値＜通電電流値になり、その直後の同期信号のタイミングで、基準電流値＜通電電流値であっても、信号ＦＥが「オン可」に切換わった後で通電電流値＞基準電流値になれば、その時に信号（１）がオンに切換わるため、信号（１）のオン／オフ周期は、同期信号の周期（基準チョッピング周期）とほぼ同一になるように調整され、周波数の変化はほとんど生じない。また、アンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号がＨｉレベル（通電オン）の時には、ロアー側トランジスタ２０ｂは、部分ハードチョッピング回路１９のアンド回路に入力される信号（ａ）に応じてオン／オフする。
【００２７】
したがって、本実施形態においては、図６に示すように、通電電流値≦基準電流値になると、信号（１）及び（３）がオンに切換わると同時に、信号（２）及び（４）がオンとなって、それによりアッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオンとなり、１相コイル２６に給電される。そして、通電電流値＞基準電流値になると、信号（１）及び（３）がオフに切換わる。オフに切換わった信号（１）は図３に示す部分ハードチョッピング回路１９の単安定マルチバイブレータ１９ａに入力され、単安定マルチバイブレータ１９ａは所定時間（１０〜１５μｓ）Ｈｉレベルの信号（ａ）を出力する。信号（ａ）は、反転されてアンド回路１９ｂに入力され、これによりアンドゲート１９ｂの出力信号（４）はオフに切換えられる。これによって、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオフされ、１相コイル２６に蓄えられたエネルギーによってダイオード２０ｃ、２０ｄを通って低電位ラインから高電位ラインに向かって、電流が速く流れる（立下がり速度が速い）。そして、所定時間が経過すると、単安定マルチバイブレータ１９ａの出力信号（ａ）はＬｏレベルになり、これによりアンド回路１９ｂの出力信号はオンに切換えられる。これによって、アッパー側トランジスタ２０ａがオフした状態で、ロアー側トランジスタ２０ｂがオンされ（ソフトチョッピング）、１相コイル２６に蓄えられたエネルギーによってダイオード２０ｃ、１相コイル２６、ロアー側トランジスタ２０ｂの閉ループを通って電流がゆっくりと流れる（立下がり速度が遅い）。本実施形態では、このようにアッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂのオン／オフが繰り返し制御されて、コイルへの通電が制御される。
【００２８】
上記した従来の通電制御装置では、図１４（ａ）及び（ｂ）に示すようにアッパー側トランジスタ（第１のスイッチング素子）３ａ及びロアー側トランジスタ（第２のスイッチング素子）３ｂを共にオンする状態と、アッパー側トランジスタ３ａのみをオフにしロアー側トランジスタ３ｂはオンを維持する状態とを交互に繰り返すソフトチョッピングモードと、図１３（ａ）及び（ｂ）に示すようにアッパー及びロアー側トランジスタ３ａ及び３ｂを共にオンする状態と、両トランジスタ３ａ及び３ｂを共にオフする状態とを交互に繰り返すハードチョッピングモードをモータの回転数と必要なトルクに基づいて選択してコイルへの通電が制御される。図７（ａ）にソフトチョッピングモード時における基準電流値とコイルに流れる電流の波形のタイムチャートを、また図７（ｂ）にハードチョッピングモード時における基準電流値とコイルに流れる電流の波形のタイムチャートを示す。尚、図７において、基準電流値の上下での電流の立上がり及び立下がりの変曲点は、回路スピードによる遅れのためである。
【００２９】
ＳＲモータにおいては、ステータに対するロータの回転位置により磁気機抵抗が変化し、それに伴いコイルのインダクタンスＬが変化する。そのため、上記した従来の通電制御装置においては、インダクタンスＬが小さいときには、ハード及びソフトのいずれのチョッピングモードでもコイル電流の波形の所望の立下がり速度が夫々維持され、タイミング制御回路によって所望のチョッピング周波数に近づけられる。ところが、インダクタンスＬが大きい時には、ソフトチョッピング時にコイル電流の立下がり速度が遅くなり、タイミング制御回路の同期信号のタイミングを過ぎても基準電流値≦通電電流値であるためにアッパー側トランジスタがオンに切換わらないことがある。このような遅れが生じると、電流振幅は小さいものの、トランジスタのオン／オフする周期が大きくなるため、チョッピングによる可聴域のノイズが発生する。また、ハードチョッピングモード時には、インダクタンスＬが大きくても、電流の立下がり速度が速いので周期が大きくなることが抑制され、可聴域のノイズは生じないが、回路スピードの遅れの影響により電流振幅が大きくなるため、ＳＲモータのロータに加わる磁気吸引力の変動が大きくなって、振動を生じ大きな騒音を発生する。
【００３０】
これに対して、本実施形態によれば、上記したように、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ及び２０ｂのオン／オフがハードチョッピングとソフトチョッピングとを組み合わせたモードで制御される。つまり、図７（ｃ）に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、所定時間（１０〜１５μｓ）両トランジスタ２０ａ及び２０ｂが共にオフとなり、コイル電流はすばやく所望のレベル（例えば、基準電流値）に立ち下げられる。そして、コイル電流が所望のレベルに下がったころ（時間）、即ち、所定時間経過後、ロアー側トランジスタ２０ｂのみがオンとされ、コイル電流の立下がりが緩やかになる。これにより、回路遅れが影響する領域では、コイル電流が下がり過ぎることが抑制される。この結果、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することができ、可聴域のノイズの発生及び振動騒音の発生が防止される。
【００３１】
図８は、本発明に従った電気モータの通電制御装置の第２及び第３実施形態のブロック図を示す。図８は図２の構成と部分ハードチョッピング回路を除き、全て同じであるので、同じ構成には図２に付した番号符号と同じ番号符号を付してその説明は省略する。尚、図８も図２と同様に、図１のＳＲモータ３０の１相コイル２６の通電を制御する回路のみを示しており、実際には２相及び３相コイル２７、２８の通電を制御する同様の回路が夫々含まれている。
【００３２】
図９に部分ハードチョッピング回路１１９の第２実施形態を示す。図９において、本実施形態では、部分ハードチョッピング回路１１９は、オア回路１１９ａと、アンド回路１１９ｂを備えている。オア回路１１９ａには、出力判定回路１３のタイミング制御回路１３ｂから出力される信号（１）が入力されると共に、出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号が信号（５）として入力される。オア回路１１９ａの出力信号（ａ’）は、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号が信号（２）として入力されるアンド回路１１９ｂに入力される。尚、信号（１）は部分ハードチョッピング回路１１９よりそのまま信号（５）としてアッパー側トランジスタ２０ａのベースに接続され、アンド回路１１９ｂから出力される信号（４）はロアー側トランジスタ２０ｂのベースに接続される。
【００３３】
この第２実施形態においては、図１０に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＬｏレベルになり、それに応じて出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号である信号（５）がＬｏレベルになる。これに応じて、回路のスピードによる遅れ時間後に信号（１）がオフとなり、オア回路１１９ａからの信号（ａ’）がＬｏレベルになる。この結果、信号（３）及び（４）が共にオフとなり、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ、２０ｂが共にオフとされ、電流がすばやく下げられる。この速い立下がりにより、通電電流値＜基準電流値となると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＨｉレベルになり、それに応じて信号（５）がＨｉレベルになる。タイミング制御回路１３ｂからの出力信号である信号（１）は次の同期信号がくるまでオンにならないので、信号（３）はオフのままとなる。これにより、信号（ａ’）がＨｉレベルとなり、信号（４）がオンとなってロアー側トランジスタ２０ｂのみがオンとされる。したがって、この第２実施形態によれば、基準電流値≦通電電流値になると両トランジスタ２０ａ、２０ｂを共にオフとしてすばやく電流を下げ、通電電流値＜基準電流値となるとロアー側トランジスタ２０ｂのみをオンとすることにより、回路遅れが影響する領域で電流が下がり過ぎることを抑制できる。よって、チョッピングの周期を短く、且つ電流振幅を小さくすることが可能となり、ノイズ及び騒音の発生が防止される。
【００３４】
図１１に部分ハードチョッピング回路２１９の第３実施形態を示す。図１１において、本実施形態では、部分ハードチョッピング回路２１９は、アンド回路２１９ａを備えている。アンド回路２１９ａには、出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号が信号（５）として入力されると共に、電流波形生成回路１２のアンド回路１２ｇから出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号が信号（２）として入力される。尚、出力判定回路１３のタイミング制御回路１３ｂから出力される信号（１）は部分ハードチョッピング回路１１９よりそのまま信号（５）としてアッパー側トランジスタ２０ａのベースに接続され、アンド回路１１９ｂから出力される信号（４）はロアー側トランジスタ２０ｂのベースに接続される。
【００３５】
この第３実施形態においては、図１２に示すように、基準電流値≦通電電流値になると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＬｏレベルになり、それに応じて出力判定回路１３のアンド回路１３ａの出力信号である信号（５）がＬｏレベルになる。これに応じて、アンド回路２１９ａからの信号（４）がオフとなり、回路のスピードによる遅れ時間後に信号（１）がオフとなる。この結果、信号（３）及び（４）が共にオフとなり、アッパー及びロアー側トランジスタ２０ａ、２０ｂが共にオフとされ、電流がすばやく下げられる。この速い立下がりにより、通電電流値＜基準電流値となると、コンパレータ１１ａの電流比較信号がＨｉレベルになり、それに応じて信号（５）がＨｉレベルになり、信号（４）がオンとなってロアー側トランジスタ２０ｂがオンとされる。このとき、タイミング制御回路１３ｂからの出力信号である信号（１）は次の同期信号がくるまでオンにならないので、信号（３）はオフのままとなる。したがって、この第３実施形態によれば、第２実施形態と同様に、基準電流値≦通電電流値になると両トランジスタ２０ａ、２０ｂを共にオフとしてすばやく電流を下げ、通電電流値＜基準電流値となるとロアー側トランジスタ２０ｂのみをオンとすることにより、回路遅れが影響する領域で電流が下がり過ぎることを抑制できる。よって、チョッピングの周期を短く、且つ電流振幅を小さくすることが可能となり、ノイズ及び騒音の発生が防止される。
【００３６】
【発明の効果】
以上の如く、本発明によれば、第１の信号が第２の信号よりも大きくなった時、第１及び第２のスイッチング手段が共に所定時間オフされることにより、コイル電流が比較的に速い立下がり速度で立下がり、その後第２のスイッチング手段のみがオンされることにより、コイル電流が比較的に遅い立下がり速度で立ち下がるので、コイルのインダクタンスの大小に係らず、電流振幅を大きくすることなく、所望のチョッピング周波数を維持することができる。よって、チョッピング周波数が低くなることによる可聴域のノイズの発生及び電流振幅が大きくなることによる振動騒音の発生を適確に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従ったモータの通電制御装置の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１の一部分の詳細な構成を示すブロック図である。
【図３】図２の部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図４】図２のタイミング制御回路を示すブロック図である。
【図５】図１のＳＲモータの側面図である。
【図６】図２に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図７】基準電流値と通電電流の波形を示すタイムチャートである。
【図８】本発明に従ったモータの通電制御装置の第２及び第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態における部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図１０】図９に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１１】本発明の第３実施形態における部分ハードチョッピング回路を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示す部分ハードチョッピング回路の動作を示すタイムチャートである。
【図１３】従来の通電制御装置におけるＨ型スイッチング回路の、ハードチョッピングモードでのモータ電流を示す図面であり、（ａ）はモータに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を示す。
【図１４】従来の通電制御装置におけるＨ型スイッチング回路の、ソフトチョッピングモードでのモータ電流を示す図面であり、（ａ）はモータに駆動電流を流しているときの電流通流方向を、（ｂ）は駆動電流の供給を遮断したときの電流通流方向を示す。
【符号の説明】
１０ コントローラ
１１ 比較回路
１２ 電流波形生成回路
１２ａ アドレスデコーダ
１２ｂ、１２ｃ メモリ
１２ｅ デジタルアナログコンバータ
１２ｆ 出力バッファ
１２ｇ アンド回路
１３ 出力判定回路
１４ 電源回路
１５ ＣＰＵ
１６ 双方向メモリ
１７ 入力インターフェース
１８ マップ用メモリ
１９ 部分ハードチョッピング回路
１９ａ 単安定マルチバイブレータ
２０ １相ドライバ
２０ａ アッパー側トランジスタ
２０ｂ ロアー側トランジスタ
２１ ２相ドライバ
２２ ３相ドライバ
２３、２４、２５ 電流センサ
２６ １相コイル
２７ ２相コイル
２８ ３相コイル
２９ 角度センサ
３０ ＳＲモータ
Claims (2)
- チョッピング制御されて電気モータのコイルに実際に流れる電流に対応する第１の信号と、基準電流値を定める第２の信号との大小関係を比較して、該比較の結果に応じて前記コイルの通電をオン／オフ制御する、電気モータの通電制御装置であって、
前記コイルの一端と第１の電源ラインとの間に介挿された第１のスイッチング手段と、
前記コイルの他端と第２の電源ラインとの間に介挿された第２のスイッチング手段と、
前記コイルの一端と前記第２の電源ラインとの間に介挿され、後者から前者への電流通流は許す第１のダイオードと、
前記コイルの他端と前記第１の電源ラインとの間に介挿され、前者から後者への電流通流は許す第２のダイオードと、
前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共に所定時間オフした後、前記第２のスイッチング手段のみをオンし、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなり、且つ、一定時間経過した時、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオンするチョッピング制御手段とを備えてなることを特徴とする電気モータの通電制御装置。 - 前記チョッピング制御手段は、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きくなった時、前記第１の信号が前記第２の信号よりも小さくなるまでの時間、前記第１及び第２のスイッチング手段を共にオフし、その時間経過後は前記一定時間経過するまで前記第２のスイッチング手段のみをオンすることを特徴とする請求項１に記載の電気モータの通電制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17249097A JP3826499B2 (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 電気モータの通電制御装置 |
| EP98305153A EP0887916A3 (en) | 1997-06-27 | 1998-06-29 | Energization controller of electric motor |
| US09/106,071 US5959419A (en) | 1997-06-27 | 1998-06-29 | Energization controller of electric motor |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17249097A JP3826499B2 (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 電気モータの通電制御装置 |
| US09/106,071 US5959419A (en) | 1997-06-27 | 1998-06-29 | Energization controller of electric motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118481A JPH1118481A (ja) | 1999-01-22 |
| JP3826499B2 true JP3826499B2 (ja) | 2006-09-27 |
Family
ID=26494833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17249097A Expired - Fee Related JP3826499B2 (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 電気モータの通電制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5959419A (ja) |
| EP (1) | EP0887916A3 (ja) |
| JP (1) | JP3826499B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0948125A3 (en) * | 1998-03-30 | 2001-02-14 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Energisation control of a switched reluctance motor |
| JP2000270591A (ja) * | 1999-03-18 | 2000-09-29 | Aisin Seiki Co Ltd | 電気モータのチョッピング通電制御装置 |
| JP2001069789A (ja) * | 1999-08-26 | 2001-03-16 | Aisin Seiki Co Ltd | チョッピング通電装置 |
| US7692394B2 (en) * | 2000-11-27 | 2010-04-06 | Seagate Technology Llc | Power supply output control apparatus and method |
| TWM251395U (en) * | 2004-02-16 | 2004-11-21 | Welltek Energy Technology Comp | Programmable fast motor torque controller |
| DE102004048258A1 (de) * | 2004-10-04 | 2006-04-20 | Trw Automotive Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Elektromotors für einen Gurtaufroller |
| US8624543B2 (en) * | 2011-12-09 | 2014-01-07 | Caterpillar Inc. | Switching strategy for switched reluctance machine |
| JP6115458B2 (ja) * | 2013-02-21 | 2017-04-19 | 株式会社デンソー | スイッチトリラクタンスモータの制御装置及び制御方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4710686A (en) * | 1986-08-04 | 1987-12-01 | Guzik Technical Enterprises | Method and apparatus for control of current in a motor winding |
| US4879641A (en) * | 1987-11-02 | 1989-11-07 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Analog multiplex for sensing the magnitude and sense of the current through a h-bridge stage utilizing a single sensing resistance |
| FR2702104B1 (fr) * | 1993-02-23 | 1995-06-30 | Aerospatiale | Procede de pilotage d'un appareil electrique reversible. |
| JP3381107B2 (ja) * | 1994-12-16 | 2003-02-24 | アイシン精機株式会社 | チョッピング通電制御装置 |
| JPH08207794A (ja) * | 1995-01-31 | 1996-08-13 | Honda Motor Co Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| US5801504A (en) * | 1995-09-25 | 1998-09-01 | Nsk Ltd. | Control apparatus for electric power steering system |
| JP3764784B2 (ja) * | 1996-09-03 | 2006-04-12 | 新電元工業株式会社 | 誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置 |
| US5744922A (en) * | 1996-09-16 | 1998-04-28 | Xerox Corporation | Current regulator |
| DE19704089C2 (de) * | 1997-02-04 | 1999-02-11 | Deutsch Zentr Luft & Raumfahrt | Verfahren zur Steuerung eines Zerhacker(Chopper)-Treibers und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
-
1997
- 1997-06-27 JP JP17249097A patent/JP3826499B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-06-29 EP EP98305153A patent/EP0887916A3/en not_active Withdrawn
- 1998-06-29 US US09/106,071 patent/US5959419A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0887916A3 (en) | 1999-01-20 |
| JPH1118481A (ja) | 1999-01-22 |
| US5959419A (en) | 1999-09-28 |
| EP0887916A2 (en) | 1998-12-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6647325B2 (en) | Control system for electric motor for driving electric vehicle | |
| JP3489285B2 (ja) | 電動車両用モータ制御装置 | |
| JP3503316B2 (ja) | スイッチドリラクタンスモータの制御装置 | |
| JP3711102B2 (ja) | 単相モータ駆動装置、単相モータ駆動方法、および集積回路 | |
| US8169096B2 (en) | Power generator and motor device | |
| JPH08322106A (ja) | モータの制御方法 | |
| KR100406875B1 (ko) | 모터의 제어 회로 및 제어 방법 | |
| JP3826499B2 (ja) | 電気モータの通電制御装置 | |
| JP2005506026A (ja) | ステッパモータ制御装置 | |
| US6794839B1 (en) | Precision motor control with selective current waveform profiles in separate stator core segments | |
| JP2016135077A (ja) | モータ電流制御装置およびモータ電流制御方法 | |
| JP3802547B2 (ja) | 単相モータ駆動装置 | |
| JP4517456B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| US8264178B2 (en) | Brushless motor control apparatus, brushless motor and control method of brushless motor | |
| JP3381107B2 (ja) | チョッピング通電制御装置 | |
| JPH07115791A (ja) | 電気自動車用制御装置 | |
| JPH07274569A (ja) | 電気モ−タの通電制御装置 | |
| JP2002281784A (ja) | モータの駆動制御装置 | |
| US6285148B1 (en) | Energization control device for electric motor | |
| JP3406995B2 (ja) | チョッピング通電制御装置 | |
| JP4052063B2 (ja) | Ｓｒモータの制御装置 | |
| JPH1118474A (ja) | モータ駆動回路 | |
| JP3099047B2 (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2797447B2 (ja) | パルスモータドライブ回路 | |
| JP2931164B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040518 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060124 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060131 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060425 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060523 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060613 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060626 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090714 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100714 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110714 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120714 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130714 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |