JPH0793840B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、誘導電動機の制御装置、特にベクトル制御
方式を適用して誘導電動機の磁束とトルクを制御する装
置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、この種の制御装置として第８図に示すものがあっ
た。この制御装置の構成は、例えば文献（ニュードライ
ブエレクトロニクス、電気書院発行、昭和57年）の第６
章に示されている。図において、（１）は誘導電動機、
（２）は誘導電動機（１）の回転速度を検出する回転検
出器、（３）は誘導電動機（１）の１次電流を検出する
電流検出器、（４）は誘導電動機（１）を可変周波数で
駆動する可変周波数電力変換装置、（５）は２次磁束指
令値Φ２^＊を発生する磁束指令発生器、（６）はトルク
指令値τ_ｍ ^＊を発生するトルク指令発生器である。

（21）は２次磁束指令値Φ２^＊とトルク指令値τ_ｍ ^＊と
を入力し、後述の演算により誘導電動機（１）の励磁電
流成分指令値Ｉ_αｓ ^＊とトルク電流成分指令値Ｉ_βｓ ^＊
を発生する電流成分指令発生回路、（22）は２次磁束指
令値Φ２^＊と誘導電動機（１）の回転速度ω_ｒと電流成
分指令発生回路（21）の出力とを入力し、後述の演算に
より誘電電動機（１）に供給すべき１次電流の指令値を
発生する１次電流指令発生回路、（23）は１次電流指令
発生回路（22）の出力と電流検出器（３）の出力から可
変周波数電力変換装置（４）への制御信号を発生する電
流制御回路である。

ここで、電流成分指令発生回路（21）では次式の演算が
行なわれる。

但し、T2＝L2/R2;2次時定数 R2、L2、Ｍはそれぞれ誘導電動機（１）の２次抵抗、２
次自己インダクタンス、１次２次相互インダクタンスで
ある。Pmは極対数であり、Ｐは微分演算子である。

次に、１次電流指令発生回路（22）では次式の演算が行
なわれる。

θ_ｏ ^＊＝∫（ω_ｒ＋ω_ｓ）dt …（４） Ｉus^*＝Ｉ_αｓ ^＊cosθ_ｏ ^＊ −Ｉ_βｓ ^＊sinθ_ｏ ^＊ …（５） 但し、ω_s;すべり周波数、ω_r;回転速度 Ｉus^*、Ｉvs^*;u相巻線及びｖ相巻線の１次電流指令値 次に、電流制御回路（23）では、１次電流指令値Ｉu
s^*、Ｉvs^*が、電流検出器（３）から出力される１次電
流実際値Ｉus、Ｉvsとそれぞれ比較され、１次電流指令
値波形と実際の電流波形とが一致するように可変周波数
電力変換装置（４）への制御信号が演算される。このと
き、ｗ相巻線を流れる１次電流については電流制御回路
（23）中で次式の関係式を用いて、Ｉws^*、Ｉwsが演算
され、Ｉus、Ｉvsと同様に制御される。

Ｉws^*＝−（Ｉus^*＋Ｉvs^*） …（７） Ｉws＝−（Ｉus＋Ｉvs） …（８） 以上の（１）〜（７）の関係式に従って１次電流指令値
Ｉus^*、Ｉvs^*、Ｉws^*を演算し、更に実際の１次電流Ｉu
s、Ｉvs、Ｉwsが対応する指令値に追従するように制御
するベクトル制御方式により、誘導電動機（１）の発生
トルクτ_ｍと磁束Φ２とをそれぞれの指令値に応じて制
御できることが知られている。

ところで、このベクトル制御方式では、（３）式によっ
てすべり周波数ω_ｓを演算するために、誘導電動機
（１）の２次抵抗R2の値が必要である。しかし、２次抵
抗R2の値は温度によって変化するので、１次電流指令発
生回路（22）中のR2の値を何らかの手段を用いて修正し
ないと、（４）式で演算される２次磁束ベクトルの位相
θｏ^＊と誘導電動機（１）中で発生する実際の２次磁束
ベクトルの位相θｏとの間に偏差が生じ、誘導電動機
（１）の発生トルクτ_ｍと２次磁束Φ２とをそれぞれの
指令値に応じて独立に制御することが不可能となる。

このR2の温度変化に対する補正回路として例えば第９図
に示すものがあった。この補正回路の構成は文献（昭和
55年電気学会全国大会講演論文集、論文番号541、P64
7）に示されている。図において、（30）は誘導電動機
（１）の１次電圧Ｖus、Ｖvsを入力して後述の演算によ
り２次磁束Φを検出する回路、（31）は減算器、（32）
は積分器、（33）は加算器である。

次に、この補正方式の原理と動作について説明する。な
お、以下では１次電流指令発生回路（22）で用いられる
２次抵抗の値は実際の値と区別するために右肩に＊印を
付けることとする。

さて、固定子座標軸（ｄ−ｑ座標軸とする）上の誘導電
動機の固定子側（１次側）の電圧方程式は一般に次式で
与えられる。

但し、Ｖds、Ｖqs;1次電圧のｄ軸、ｑ軸成分 Ｉds、Ｉqs;1次電流のｄ軸、ｑ軸成分 Φ2d、Φ2q;2次磁束のｄ軸、ｑ軸成分 R1、L1は１次抵抗、１次自己インダクタンス、σは漏れ
係数で次式で与えられる。

σ＝１−M²/（L1・L2） …（11） （９）、（10）式より２次磁束Φ２の振幅は次式より得
られる。

ところで、（12）、（13）式において、通常の誘導電動
機では低速回転時を除くと第２項及び第３項は第１項に
較べて無視できるので、第１項のみを用いてΦ２を演算
することができる。また、Ｖds、Ｖqsは次式を用いて１
次電圧Ｖus、Ｖvsから得られる。

回路（30）は、（12）〜（15）式の演算を行なって２次
磁束Φ２の振幅を検出する。

次に、１次電流値指令発生回路（22）の中の２次抵抗R2
^＊の値が実際の２次抵抗R2の値と一致しない場合のΦ２
^＊との誤差について考える。

まず、誘導電動機（１）の１次電流は指令値通りに流れ
ていると仮定すると次式が成り立つ。

Ｉ_αｓ ^２＋Ｉ_βｓ ^２＝Ｉ_αｓ ^＊２＋Ｉ_βｓ ^＊２…（16） また、定常状態においては、（３）式のすべり周波数は
誘導電動機（１）の実際のすべり周波数と一致するの
で、次式が成立つ、 但し、Ｉ_αｓ、Ｉ_βｓ；誘導電動機に供給される励磁電
流成分、トルク電流成分の実際値である。

（16）、（17）式より次式が得られる。

但し、ｘ＝Ｉ_βｓ ^＊/I_αｓ ^＊、 ｋ＝R2^＊/R2 さらに、（１）式より定常状態ではΦ２^＊＝MI_αｓ ^＊、
Φ２＝MI_αｓなので、（18）式より次式が得られる。

（19）式より、R2^＊＞R2のときｋ＞１なのでΦ２＜Φ２
^＊、R2^＊＜R2のときｋ＜１なのでΦ２＞Φ２^＊となる。
従って、Φ２＞Φ２^＊のときR2^＊を増加させ、Φ２＜Φ
２^＊のときR2^＊を減少させればよい。第９図の補正回路
ではΦ２とΦ２^＊との偏差Φ２−Φ２^＊を減算器（31）
で求め、この偏差を積分器（32）で積分することによ
り、R2^＊の補正量△R2^＊を得る。

更に、加算器（33）で初期設定値R20^＊と加算すること
により修正された２次抵抗値R2^＊を得る。このR2^＊を
（３）式の演算に用いることにより、常にΦ２がΦ２^＊
に一致するような制御が行われるので、R2の温度変化に
依らず良好なベクトル制御性能が得られる。

［発明が解決しようとする問題点］ 従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
おり、運転状態において誘導電動機の２次抵抗値の温度
変化に対処すべく、制御回路中の２次抵抗値に補正して
いた。ところが、実際の１次電流をそれぞれの指令値通
りに制御する電流制御回路の特性によって、１次電流の
実際値と指令値との間に偏差が生じたり、可変周波数電
力変換装置の電流耐量、電圧耐量などの制限から運転状
態によって制御系が飽和したりすると、指令値通りの励
磁電流成分を誘導電動機に供給できなくなる。

このような場合には、２次抵抗値は正しく設定されてい
るにもかかわらず、２次磁束の指令値と実際値との間に
偏差が生じ、補正回路が正常に動作しない。また、（1
9）式から分るようにR2^＊がR2より小さい場合にはΦ２
はΦ２^＊より大きくなるが、磁気飽和の影響でΦ２の増
加の割合が制限される場合にも、補正回路は正常に動作
しない。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたも
ので、電流制御回路の特性に起因する電流制御偏差、可
変周波数電力変換装置の電流耐量、電圧耐量などの制限
によって生じる制限系の飽和や、誘導電動機の磁気飽和
などの影響を受けずに、２次抵抗の温度変化による影響
を抑圧できる誘導電動機の制御装置を得ることを目的と
している。

［問題点を解決するための手段］ この発明に係る誘導電動機の制御装置は、２次抵抗を含
む誘導電動機の定数、誘導電動機の１次電流及び回転速
度から２次磁束の振幅と位相とを検出する磁束ベクトル
検出回路と、この磁束ベクトル検出回路の出力を用いて
１次電圧の２次磁束ベクトルに直交する成分を推定する
電圧成分推定回路と、対応する実際の電圧成分を検出す
る電圧成分検出回路とを、２次抵抗の温度変化に対する
補正手段として用いるものである。

［作用］ この発明において、磁束ベクトル検出回路と電圧成分推
定回路は、誘導電動機の定数以外は実際に誘導電動機に
供給される１次電流及び実際の回転速度から２次磁束ベ
クトルに直交する１次成分を推定するので、誘導電動機
の定数を正確に演算するための手段として有効に機能す
る。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（１）〜（６）は上記従来装置と同一のも
のを示す。（７）は磁束ベクトル検出回路、（８）は電
流ベクトル制御回路、（９）は電圧成分検出回路、（1
0）は電圧成分推定回路、（11）は修正回路である。以
下、更に詳細に各構成部分の実施例を示しながら説明す
る。

まず、磁束ベクトル検出回路（７）における２次磁束ベ
クトルの振幅の位相の検出原理について説明する。固定
子座標軸上の誘導電動機の回転子側（２次側）の電圧方
程式は次式で与えられる。

（R2＋pL2）Φ2d−MR2 Ids＋L2 ω_r Φqs＝０ （R2＋pL2）Φ2q−MR2 Iqs−L2 ω_r Φ2d＝０ …（20） 次に、（20）式を角速度ω_ｏで回転する回転座標軸（α
−β座標軸とする）上の関係式に変換するために次式で
示される座標回転の式を用いる。

Ｉds＝Ｉ_αｓcos θｏ−Ｉ_βｓsin θｏ Ｉqs＝Ｉ_αｓsin θｏ＋Ｉ_βｓcos θｏ …（21） Φ2d＝Φ_２αcos θｏ−Φ_２βsin θｏ Φ2q＝Φ_２αsin θｏ＋Φ_２βcos θｏ …（22） 但し、θｏ＝∫ω_Ｏdt …（23） （21）、（22）式を（20）式に代入してＩds、Ｉqs、Φ
2d、Φ2q、を消去すると次式が得られる。

（R2＋pL2）Φ_２α−MR2 I_αｓ −L2（ω_ｏ−ω_ｒ）Φ_２β＝０ （R2＋pL2）Φ_２β−MR2 I_βｓ ＋L2（ω_ｏ−ω_ｒ）Φ_２α＝０ …（24） ここで、Φ_２β＝０となる条件を求めるために（24）式
でΦ_２β＝０とおくと次式が得られる。

但し、T2＝L2/R2 従って、（26）式に応じて回転座標軸の角速度ω_ｏを定
めれば、常にΦ_２βは零とすることができる。その際、
ω_ｒ、Ｉ_βｓ、Φ_２αが必要であるが、Φ_2aは（25）式
を用いてＩ_αｓから求めることができる。更に、
Ｉ_αｓ、Ｉ_βｓは（27）式に示す変換式（（21）式の逆
変換式となる）よりＩds、Ｉqsから得られ、しかも、Ｉ
ds、Ｉqsは（15）式と同様に公知の関係式を用いて１次
電流Ｉus、Ｉvsから得られる。以上のことから、誘導電
動機の１次電流Ｉus、Ｉvsと回転速度ω_ｒより２次磁束
Φ_２α、励磁電流成分Ｉ_αｓとトルク電流成分Ｉ_βｓが
演算できることがわかる。

Ｉ_αｓ＝Ｉdscos θｏ＋Ｉqssin θｏ Ｉ_βｓ＝−Ｉdssin θｏ＋Ｉqscos θｏ …（27） 更に、このとき、（23）式によって得られるθｏは２次
磁束ベクトルの位相に他ならない。

第２図は、第１図の実施例における磁束ベクトル検出回
路（７）の一実施例を示す構成図である。図において
（700）、（701）、（702）、（710）、（711）、及び
（716）は係数器、（703）、（709）及び（718）は加算
器、（708）及び（712）は減算器、（704）、（705）、
（706）及び（707）は乗算機能を備えたD/Aコンバー
タ、（713）は積分器、（714）及び（715）は乗算器、
（717）は割算器、（719）はV/Fコンバータ、（720）は
カウンタ、（721）及び（722）はROMである。

次に動作について説明する。まず、係数器（700）と加
算器（703）の出力としてＩds、Ｉqsがそれぞれ（15）
式と同様の演算により、Ｉus、Ｉvsから得られる。次
に、ROM（721）と（722）の出力として得られるsin θ
ｏとcos θｏのディジタル量とＩds、ＩqsとをD/Aコン
バータ（704）〜（707）で乗算し、減算器（708）と加
算器（709）に入力すると、（27）式の演算によりＩ
_βｓ、Ｉ_αｓがそれぞれの出力として得られる。次に、
係数器（711）、減算器（712）、積分器（713）及び乗
算器（714）により（25）式の演算が行われ、Ｉ_αｓか
らΦ_２αが得られる。

更に、Ｉ_βｓとΦ_２αとにより割算器（717）の出力と
して、 （MR2^＊/L2）×（Ｉ_βｓ／Φ_２α） が得られるので、加算器（718）で誘導電動機の回転速
度ω_ｒと加算することにより、（26）式のω_ｏが得られ
る。このω_ｏをV/Fコンバータ（719）に入力してω_ｏの
大きさに比例したパルス列を得て、このパルス列をカウ
ンタ（720）で計数することにより、（23）式で示され
る回転座標軸の位相θｏが得られる。従って、sin θｏ
とcos θｏの値をそれぞれ記憶させた２つのROM（72
1），（722）のアドレスとしてカウンタ（720）の出力
を入力すると、２つの正弦波sin θｏとcos θｏのディ
ジタル値が出力される。

第３図は、第１図の実施例における電流ベクトル制御回
路（８）の一実施例を示す構成図である。図において、
（21）は上記従来装置と同一のものである。（81）は１
次電流指令値発生回路、（82）は１次電圧指令発生回
路、（83）はPWM回路である。（820）、（821）及び（8
23）は減算器、（822）及び（824）は加算器、（82
5）、（826）及び（827）は増幅器、（830）、（831）
及び（832）は比較器、（833）は三角波発生器、（83
4）、（835）及び（836）はNOT（反転）回路である。

次に動作について説明する。まず、１次電流指令回路
（81）では電流成分指令発生回路（21）から出力される
Ｉ_αｓ ^＊、Ｉ_βｓ ^＊と磁束ベクトル検出回路（７）から
出力されるsin θｏ、cos θｏから（21）式の演算によ
りＩds^*、Ｉqs^*が得られ、更に（15）式と同様の関係式
により１次電流指令値Ｉus^*、Ｉvs^*が出力される。具体
的な回路構成は第２図においてＩus、ＩvsをＩ_αｓ、Ｉ
_βｓに変換するまでの回路と同様なので省略する。

次に、１次電圧指令発生回路（82）ではＵ相１次電流指
令Ｉus^*と実際のＩusとの偏差を減算器（820）で得て、
更にこの偏差と増幅器（825）で増幅し、Ｕ相１次電圧
指令値Ｖus^*が出力される。Ｖ相１次電圧指令値Ｖvs^*も
同様にしてＩvs^*とＩvsとから得られる。また、Ｗ相１
次電圧指令値Ｖws^*は、まずＩus^*とＩvs^*とから（７）
式を用いて加算器（822）で−Ｉws^*を求め、ＩusとＩvs
とから（８）式を用いて加算器（824）で−Ｉwsを求め
た後、減算器（823）により電流偏差Ｉws^*−Ｉwsを演算
し、増幅器（827）で増幅することによって得られる。

次に、PWM回路（83）は、可変周波数電力変換装置
（４）としパワートランジスタをスイッチング素子とし
て用いたトランジスタインバータ回路を用いたときに使
用される。この回路では、１次電圧指令発生回路（82）
から出力される１次電圧指令値Ｖus^*、Ｖvs^*、Ｖws^*は
三角波発生器（833）、比較器（830）〜（832）、NOT回
路（834）〜（836）によりトランジスタインバータ回路
（図示せず）への制御信号、即ちベース信号に変換され
る。その結果、１次電圧指令値Ｖus^*、Ｖvs^*、Ｖws^*に
応じた１次電圧Ｖus、Ｖvs、Ｖwsが誘導電動機（１）に
印加され、１次電流Ｉus、Ｉvs、Ｉwsはそれぞれの指令
値に追従する。

第４図は、第１図の実施例における電流ベクトル制御回
路（８）の他の一実施例を示す構成図である。図におい
て、（21）は上記従来装置と同一のものであり、（83）
は第３図のPWM回路と同一のものである。（840）及び
（841）は減算器、（842）及び（843）は増幅器、（8
5）は座標変換回路である。

次に動作について説明する。まず、電流成分指令発生回
路（21）から出力されるＩ_αｓ ^＊と磁束ベクトル検出回
路（７）で得られるＩ_αｓとの偏差が減算器（840）で
得られ、更に増幅器（842）で増幅され、α軸電圧成分
指令値Ｖ_αｓ ^＊が得られる。同様にして減算器（841）
と増幅器（843）とによって回路（21）から出力される
Ｉ_βｓ ^＊と磁束ベクトル検出回路（７）で得られるＩ
_βｓとからβ軸電圧成分指令値Ｖ_βｓ ^＊が得られる。次
に、座標変換回路（85）ではこれらのＶ_αｓ ^＊とＶ_βｓ
^＊と磁束ベクトル検出回路（７）から出力されるsin θ
ｏ、cos θｏから１次電圧指令値Ｖus^*、Ｖvs^*、Ｖws^*
が出力されるが、具体的な回路構成は第３図の１次電流
指令発生回路（81）においてＩ_αｓ ^＊、Ｉ_βｓ ^＊をそれ
ぞれＶ_αｓ ^＊、Ｖ_βｓ ^＊で置き換えたものであるので省
略する。

次に、電圧成分検出回路（９）、電圧成分推定回路（1
0）及び修正回路（11）による２次抵抗R2の修正原理に
ついて説明する。

まず、（９）、（10）式を角速度ω_ｏ回転するα−β座
標軸上の関係式に変換するために、（21）、（22）式及
び次の（28）を代入してＶds、Ｖqs、Ｉds、Ｉqs、Φ2
d、Φ2qを消去すると（29）式が得られうる。

Ｖds＝Ｖ_αｓcos θｏ−Ｖ_βｓsin θｏ Ｖqs＝Ｖ_αｓsin θｏ−Ｖ_βｓcos θｏ …（28） ここで、磁束ベクトル検出回路（７）で２次磁束ベクト
ルの位相θｏが正確に検出される場合にはΦ_２β＝０と
なり、（29）式から次式が得られる。

従って、磁束ベクトル検出回路（７）で得られる と誘導電動機の定数R1、L1、Ｍ、σを用いて２次磁束ベ
クトルに直交するβ軸電圧成分を次式により推定でき
る。

但し、 のついた変数は推定値を示す。

ところが、磁束ベクトル検出回路（７）中の２次抵抗の
値R2^＊が実際のR2と一致しない場合には、上記のように
２次磁束ベクトルが正確に推定されない。

と実際のＩ_αｓ、Ｉ_βｓ、Φ_２α、ω_ｏとの関係は（1
6）、（17）式でＩ_αｓ ^＊、Ｉ_βｓ ^＊をそれぞれ と置き換えることにより次式で示される。

従って、実際に誘導電動機に印加されるＶ_αｓ、Ｖ_βｓ
は定常状態では（29）、（32）〜（35）式より次式とな
る。

次に、磁束ベクトル検出回路（７）によって得られる２
次磁束ベクトルの位相の推定値 と実際の位相θｏとの偏差を とすると、（37）式のＶ_αｓ、Ｖ_βｓと、 と実際のＶds、Ｖqsから検出されるＶ_αｓ′、Ｖ_βｓ′
との関係は次式で与えられる。

Ｖ_αｓ′＝Ｖ_αｓcos θ−Ｖ_βｓsin θ Ｖ_βｓ′＝Ｖ_αｓsin θ−Ｖ_βｓcos θ …（38） 一方、電流成分についても（38）式と同様に次式が成り
立つ。

（32）、（33）、（39）次式を用いてsin θ、cos θを
求めると次式となる。

（37）、（40）、（41）式を（38）式に代入すると次式
が得られる。

従って、定常状態であることを考慮すると（32）、（4
2）式より次式が得られる。

上式より、ｋ＞１（R2^＊＞R2）のときＡ＜１、（１＋kx
²）／（１＋k²x²）＜１より となり、また、ｋ＜１（R2^＊＜R2）のときＡ＞１、（１
＋kx²）／（１＋k²x²）＞１より となる。

従って、Ｖ_βｓ′と の偏差が零となるように、磁束ベクトル検出回路（７）
中のR2^＊値を修正することにより、常に正確な２次磁束
ベクトルを検出することができる。なお、（42）式にお
いて、 は（34）式より誘導電動機中の実際の２次磁束の振幅Φ
_２αを表している。

ところで、ｋ＞１のときＡ＞１となり、Φ_２αはΦ２^＊
より大きくなろうとするが、Φ２^＊が定格値の場合には
磁気飽和のためにΦ_２αの増加が制限されることが多
く、R2の値が正しく修正されない。このような場合に
は、Φ２^＊又は が予め設定された定格値以下のあるレベルより小さい範
囲でR2^＊の値を修正することにより、磁気飽和の影響を
取り除くことができる。

第５図は第１図の実施例における電圧成分検出回路
（９）の一実施例を示す構成図である。図において、
（91）、（92）、（93）は係数器、（94）は加算器、
（95）、（96）は乗算機能を備えたD/Aコンバータ、（9
7）は減算器である。

次に動作について説明する。まず、係数器（91）及び加
算器（94）の出力として、実際の１次電圧Ｖus、Ｖvsよ
り（15）式の演算をして、Ｖds、Ｖqsが得られる。この
Ｖds、Ｖqsと磁束ベクトル検出回路（７）から出力され
るsin θｏとcos θｏをそれぞれD/Aコンバータ（9
5）、（96）で乗算し、減算器（97）に入力すると、（2
8）式の関係より２次磁束ベクトルに直交する１次電圧
のβ軸電圧成分Ｖ_βｓ′が出力される。

第６図は、第１図の実施例における電圧成分推定回路
（10）の一実施例を示す構成図である。図において、
（101）、（103）、（106）、（108）は係数器、（10
2）は微分器、（104）、（109）は加算器、（105）、
（107）は乗算器である。この電圧成分推定回路（10）
により、磁束ベクトル検出回路（７）で得られる
Ｉ_αｓ、Ｉ_βｓ、Φ_２α、ω_ｏのそれぞれの推定値 と誘導電導機の定数R1、L1、Ｍ、σを用いて（31）式の
演算が行われ、β軸電圧成分の推定値 が得られる。

第７図は、第１図の実施例における修正回路（11）の一
実施例を示す構成図である。図において、（111）は減
算器、（112）はホールド機能付積分器、（113）は加算
器、（114）はホールド信号発生器である。

次に動作について説明する。まず、電圧成分検出回路
（９）で検出されたβ軸電圧成分Ｖ_βｓ′と電圧成分推
定回路（10）で推定されたβ軸電圧成分 との偏差を減算器（111）で得る。上記のようにR2^＊＞R
2のとき R2^＊＜R2のとき となるので、この偏差を積分器（112）で積分すること
により、R2^＊の修正量△R2^＊が得られ、R2^＊の初期設定
値R20^＊と加算器（113）で加算することにより修正され
たR2^＊が得られる。このR2^＊を磁束ベクトル検出回路
（７）で用いることにより、常に正確な２次磁束ベクト
ルを検出することが可能である。

ところで、R2^＊＜R2の場合には上記の理由で磁気飽和が
問題となるおそれがある。そこで、ホールド信号発生器
（114）は磁束ベクトル検出回路（７）から出力される の振幅が予め設定された値以上になったときにはホール
ド信号を発生し、積分器（112）の動作を停止させる。
その結果、磁気飽和の影響は解消される。

なお、第５図の実施例において、実際の１次電圧Ｖus、
Ｖvsの代わりに第３図の実施例における１次電圧指令値
Ｖus^*、Ｖvs^*を用いてもよい。この場合は、電源電圧変
動によってＶus^*、Ｖvs^*の値が変化するための、その変
動に応じてＶus^*、Ｖvs^*の値を補正しなければならない
ことはいうまでもない。

また、第４図の実施例では、増幅器（843）の出力とし
てβ軸電圧成分指令値Ｖ_βｓ ^＊が得られるので、この電
圧成分指令値Ｖ_βｓ ^＊を電圧成分検出回路（９）で得ら
れるＶ_βｓ′の代わりに用いてもよい。この場合には、
第１図の実施例において電圧成分検出回路（９）は省略
される。また、電源電圧変動に応じてＶ_βｓ ^＊の値を補
正しなければならないことにいうまでもない。

更に、第７図の実施例において、２次磁束の振幅の推定
値 の代わりに指令値Φ２^＊を用いてもよい。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、誘導電動機に印加され
る１次電圧の２次磁束ベクトルに直交する成分を、誘導
電動機の２次抵抗値によって影響を受ける方式を受けな
い方式の２通りの方式で演算し、得られた演算結果の偏
差を基いて影響を受ける方式で用いられる磁束ベクトル
検出回路中の２次抵抗値を補正するように構成したの
で、可変周波数電力変換装置の電流耐量や電圧耐量の制
限による制御系の飽和の影響を受けない。更に、２次磁
束指令値又は推定値が予め設定された値以下の領域での
み２次抵抗値の補正を行うようにしたので、磁気飽和の
影響を受けない効果も得られている。

更に、１次電圧の２次磁束ベクトルに直交する成分を利
用しているので、低速回転時においても、正確に誘導電
動機の２次抵抗を修正することができるという効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図、第２図は第１図の実施例に含まれる磁
束ベクトル検出回路の実施例を示す構成図、第３図及び
第４図は第１図の実施例に含まれる電流ベクトル制御回
路の実施例を示す構成図、第５図は第１図の実施例に含
まれる電圧成分検出回路の実施例を示す構成図、第６図
は第１図の実施例に含まれる電圧成分推定回路の実施例
を示す構成図、第７図は第１図の実施例に含まれる修正
回路の実施例を示す構成図である。 第８図は従来の誘導電動機の制御装置のブロック図、第
９図は誘導電動機の２次抵抗値の温度変化に対する従来
の補正回路の構成図である。 図において、（１）は誘導電動機、（２）は回転検出
器、（３）は電流検出器、（４）は可変周波数電力変換
装置、（５）は磁束指令発生器、（６）はトルク指令発
生器、（７）は磁束ベクトル検出回路、（８）は電流ベ
クトル制御回路、（９）は電圧成分検出回路、（10）は
電圧成分推定回路、（11）は修正回路である。 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機の回転速度又は回転角を検出す
   る回転検出器と、誘導電動機の１次電流を検出する電波
   検出器と、誘導電動機を可変周波数で駆動する可変周波
   数電力変換装置と、上記回転検出器の出力と上記電流検
   出器の出力を入力し、誘導電動機の定数を用いた関数演
   算により誘導電動機中で発生する２次磁束の振幅と位相
   とを検出する磁束ベクトル検出回路と、トルク指令値又
   はその相当値と磁束指令値又はその相当値に従って誘導
   電動機に供給すべき１次電流の指令値を演算すると共
   に、誘導電動機の１次電流の実際値がこの指令値に追従
   するような制御信号を上記可変周波数電力変換装置に出
   力する電流ベクトル制御回路と、誘導電動機に印加され
   る１次電圧の２次磁束ベルトルに直交する成分を検出す
   る電圧成分検出回路と、上記磁束ベクトル検出回路の出
   力を入力し、誘導電動機の定数を用いた関数演算により
   上記電圧成分を推定する電圧成分推定回路と、上記電圧
   成分検出回路の出力と上記電圧成分推定回路の出力に応
   じて上記磁束ベクトル検出回路に含まれる誘導電動機の
   ２次抵抗値を修正する修正回路と、を備えたことを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。
2. 【請求項２】電圧成分検出回路は、誘導電動機に印加さ
   れる１次電圧の実際値と磁束ベクトル検出回路から出力
   される２次磁束の位相信号とから、１次電圧の２次磁束
   ベクトルに直交する成分を検出するものである特許請求
   の範囲第１項記載の誘導電動機の制御装置。
3. 【請求項３】電圧成分検出回路は、電流ベクトル制御回
   路中で得られる１次電圧の指令値から、１次電圧の２次
   磁束ベクトルに直交する成分を検出するものである特許
   請求の範囲第１項記載の誘導電動機の制御装置。
4. 【請求項４】修正回路は、磁束ベクトル検出回路から出
   力される２次磁束の振幅が予め設定された値以下になっ
   た時のみ、磁束ベクトル検出回路中の２次抵抗値を修正
   するものである特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機
   の制御装置。
5. 【請求項５】修正回路は、磁束指令値が予め設定された
   値以下になった時のみ、磁束ベクトル検出回路中の２次
   抵抗値を修正するものである特許請求の範囲第１項記載
   の誘導電動機の制御装置。