DE4030761C2

DE4030761C2 - Feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter

Info

Publication number: DE4030761C2
Application number: DE4030761A
Authority: DE
Inventors: Yuzuru Tunehiro; Masahiko Iwasaki; Masakatu Daijo
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-09-29
Filing date: 1990-09-28
Publication date: 1994-04-07
Anticipated expiration: 2010-09-29
Also published as: JPH03178589A; DE4030761A1; US5119007A; HK1004040A1; GB9021034D0; GB2237943B; GB2237943A; JPH0755080B2

Description

Die Erfindung betrifft eine feldorientierte Steuerung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine solche Steuerung ist aus der DE 32 21 906 A1 bekannt.

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer konventionellen Steu ereinrichtung für einen Wechselrichter, der einen Asynchronmotor (Induk tionsmotor) durch Umrichten eines Gleichstroms in einen Wechselstrom beliebiger Frequenz und Spannung antreibt. Eine solche Steuerung ist aus dem Aufsatz "Speed sensorless vector control of induction motor in which model range adaptation system is applied", präsentiert in Part D, Electrical Society thesis (ausgegeben im März 1988) (insbes. Fig. 7) bekannt. In Fig. 5 sind vorgesehen ein Wechselrichter 1, ein von dem Wechselrichter 1 angetriebener Motor 2, ein Drehzahlgeber (Drehzahldetek tor) 3, sowie ein Stromdetektor 4, der zwei Phasen der Ausgangsströme des Wechselrichters 1, z. B. einen U-Phasenstrom iu und einen V-Phasenstrom iv, mißt.

Ein Koordinatenwandler 5 (Stromkoordinatenumsetzer) setzt die gemessenen Ströme iu und iv in eine drehmomentbildende Stromkomponente iγ und eine feldbildende Stromkomponente iδ im feldorientierten Koordinatensystem um. Eine Recheneinheit 6 berechnet und liefert die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters 1 auf der Basis eines Drehzahl-Sollwertes ωm* des Motors 2, einer drehmomentbildenden Stromkomponente (Drehstrommoment) iγ und einer feldbildenden Stromkomponente (Erregerstrom) iδ, die vom Stromkoordinatenumsetzer 5 geliefert werden, und eines vom Drehzahldetektor 3 erfaßten Drehzahlmeßwertes ωm, und berechnet und liefert die Komponenten eines Steuerspannungsvektors, eine "Drehmomentspannung" vγ*, eine "Erregerspannung" vδ* im feldorientierten Koordinatensystem und dessen Phasenwinkel R1.

Ein Koordinatenwandler (Spannungskoordinatenumsetzer) bestimmt Dreiphasen-Ausgangsspannungen vu, vv und vw auf der Basis der Drehmomentspannung vγ*, der Erregerspannung vδ* und des Phasenwinkels R1 von der Recheneinheit 6. Ein Pulsmustergenerator (PDM-Steller) 8 erzeugt Umschaltsignale zum Ein- bzw. Ausschalten der Schaltelemente des Wechselrichters 1. Die Gleichspannung Vd wird dabei berücksichtigt.

Die Grundlagen der feldorientierten Steuerung (Vektorsteuerung) in der Recheneinheit 6 entsprechen den folgenden vier Gleichungen:

v_γ* = K (i_γ*-i_γ) + R₁i_γ + L₁ω₁i_δ (1)

v_δ* = K (i_δ*-i_δ) + R₁i_δ-σL₁ω₁i_γ (2)

i_γ* = K_m (ω_m*-ω_m) (3)

ω₁ = nω_m + R₂i_γ/L₂i_δ* (4)

dabei sind K und Km Verstärkungsfaktoren der jeweiligen Regler, R1 der Ständerwiderstand des Motors 2, R2 der Läuferwiderstand des Motors 2, L1 die Hauptinduktivität des Motors 2, σ die Streuziffer (σ = 1 - M²/L1L2) und n die Polpaarzahl des Motors 2. Bei der Berechnung des Steuerspannungsvektors nach Gleichung 1 und 2 entsprechen die mit dem Verstärkungsfaktor K multiplizierten Stromdifferenzen den EMK-Komponenten.

Das Blockschaltbild von Fig. 6 zeigt die Recheneinheit 6, die gemäß den obigen Grundregeln ausgelegt ist. Dabei sind vorgesehen Subtrahierer 31-34, Addierer 41-44, Verstärker 51-59, Multiplizierer 61 und 62, ein Dividierer 71, ein Integrierer 81 und ein Erregerstromgeber 91.

Der Betrieb einer entsprechend ausgebildeten Wechselrichter-Steuereinrichtung wird nachstehend erläutert.

Wenn vom Stromwandler (Stromdetektor) 4 gemessene Ströme iu, iv dem Stromkoordinatenumsetzer 5 zugeführt werden, löst der Stromkoordinatenumsetzer 5 die nachstehende Gleichung zur Berechnung des Drehmomentstroms iγ und des Erregerstroms iδ und liefert diese an die Recheneinheit 6.

wobei R1 = ∫ω₁dt.

In Fig. 6 berechnet die Recheneinheit 6 unter Verwendung des Subtrahierers 31 die Differenz zwischen dem Drehzahl-Sollwert ωm* und dem vom Drehzahldetektor 3 aufgenommenen Drehzahl-Istwert ωm des Motors 2 und berechnet dann den in der Gleichung (3) gezeigten Drehmomentstrom-Sollwert iγ* durch Multiplikation der berechneten Differenz (ωm*-ωm) mit dem Verstärkungsfaktor Km.

Der Erregerstrom-Sollwert iδ* wird entsprechend der Drehzahl des Motors 2 vorgegeben. Das heißt, der Drehzahl-Istwert ωm wird dem Erregerstromgeber 91 zugeführt, der nach einer in dem Geber 91 skizzierten Kennlinie den Erre gerstrom-Sollwert iδ* vorgibt.

Die in der Gleichung (4) gezeigte Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters 1 wird wie folgt berechnet: Zuerst wird der Drehzahl-Istwert ωm im Verstärker 53 mit n multipliziert. Dann wird der vom Stromkoordinatenumsetzer 5 zugeführte Drehmomentstrom iγ im Verstärker 55 mit dem Faktor R2/L2 multipliziert und dem Teiler 71 zugeführt. Der Teiler 71 berechnet die im zweiten Term der Gleichung (4) gezeigte Schlupffrequenz R2iγ/L2iδ* auf der Basis der zugeführten R2iγ/L2 und des Erregerstrom-Sollwerts iδ*. Diese Frequenz R2iγ/L2iδ* wird im Addierer 43 zu nωm addiert.

Die Differenz (iγ*-iγ) zwischen dem Drehmomentstrom-Soll wert iγ* und dem Drehmomentstrom iγ wird im Subtrahierer 32 berechnet. Diese Differenz (iγ*-iγ) wird dann im Verstär ker 52 mit dem Verstärkungsfaktor K multipliziert. Das ergibt die im ersten Term der Gleichung (1) stehende FMK-Komponente k (iγ*-iγ). Der Drehmomentstrom iγ wird im Verstärker 54 mit dem Verstärkungs faktor R1 multipliziert. Der Erregerstrom iδ wird im Verstärker 57 mit dem Verstärkungsfaktor L1 multipli ziert, und L1iδ wird im Multiplizierer 61 mit der Ausgangs frequenz ω1 multipliziert, so daß L1ω1iδ, das im dritten Term der Gleichung (1) steht, berechnet wird. Die Drehmo mentspannung vγ* gemäß der Gleichung (1) wird durch Addi tion dieser Terme in den Addierern 41 und 42 bestimmt.

In gleicher Weise wie im Fall der Drehmomentspannung vγ* wird die Spannungskomponente jedes Terms der Gleichung (2) unter Nutzung des Erregerstrom-Sollwerts iδ*, des Erregerstroms iδ, des Drehmomentstroms iγ und der Ausgangs frequenz ω1 mit Hilfe des Subtrahierers 33, der Verstärker 59, 58 und 56 und des Multiplizierers 62 und des Addie rers 44 sowie des Subtrahierers 34 berechnet und aufsummiert.

Die Ausgangsfrequenz ω1 wird dem Integrierer 81 zugeführt. Damit wird der Phasenwinkel R1 des feldorientierten Koordinatensystems bestimmt.

Die Drehmomentspannung vγ*, die Erregerspannung vδ* und der Phasenwinkel R1, die mittels der Recheneinheit 6 be stimmt wurden, werden dem Spannungskoordinatenumsetzer 7 zugeführt, in dem Dreiphasen-Ausgangsspannungen vu, vv und vw nach folgenden Gleichungen berechnet werden:

Diese Ausgangsspannungen vu, vv und vw werden dem PDM-Stel ler 8 gemäß Fig. 5 zugeführt, in dem Ein/Aus-Signale für jedes Schaltelement des Wechselrichters 1 erzeugt werden.

Indem die Vektorsteuerung für den Wechselrichter 1 in der beschriebenen Weise durchgeführt wird, wird die Querkomponente (γ-Achsen- bzw. Drehmomentachsen-Komponente λγ) des sekundären verket teten Magnetflusses des Motors 2 zu Null, und die Längskomponente (δ-Achsen- bzw. Erregerachsen-Komponente λδ) wird konstant (feldorientierte Steuerung). Infolge dessen kann das Ausgangsdrehmoment τ des Motors 2 propor tional dem Produkt aus Erregerstrom-Sollwert iδ* und Dreh momentstrom iγ gemacht werden, so daß ein sehr gutes Steu erverhalten erreicht wird.

Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer konventionellen Wech selrichter-Steuereinrichtung, bei der kein Drehzahldetektor verwendet wird. Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Re cheneinheit, die in der Steuereinrichtung von Fig. 7 ver wendet wird. Elemente der Fig. 7 und 8, die im wesentlichen gleichen Elementen der Fig. 5 und 6 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht noch mals erläutert. Der wesentliche Unterschied zwischen Fig. 7 und dem bekannten Beispiel gemäß Fig. 5 besteht darin, daß kein Drehzahldetektor 3 vorgesehen ist. Statt dessen schätzt ein Induktionsmotor-Simulator 10× die Drehzahl m des Motors 2 auf der Basis des Drehmomentstroms iγ und des Erregerstroms iδ, die im Stromkoordinatenumsetzer 5 einer Koordinatenum setzung unterworfen wurden, und der Gleichstromleitungs spannung Vd. Ein Beispiel der Schätzmethode ergibt sich aus dem eingangs genannten Aufsatz "Speed sensorless vector control of induction motor in which model range adaptation system is applied", präsen tiert in Part D, Electrical Society thesis (ausgegeben im März 1988).

Bei diesem bekannten Beispiel wird in bezug auf den Dreh momentstrom-Sollwert iγ* die Differenz zwischen dem Dreh zahl-Sollwert ωm* und dem Drehzahl-Schätzwert m mit dem Subtrahierer 31 berechnet. Die berechnete Differenz (ωm*-m) wird im Multiplizierer 51 mit dem Verstärkungs faktor Km multipliziert. Das Ergebnis ist der Drehmoment-Soll wert iγ*. Die Gleichungen (3) und (4) werden wie folgt umgeschrieben:

i_γ* = K_m (ω_m*-_m) (7)

ω₁ = n_m + R₂i_γ/L₂i_γ* (8)

Der Erregerstrom-Sollwert iδ* wird von dem Erregerstrom geber 91 in Abhängigkeit vom Drehzahl-Schätzwert m des Motors 2 vorgegeben.

Der Drehzahl-Schätzwert m des Motors 2 im Verstärker 53 wird gemäß dem ersten Term der Gleichung (8) mit n multipliziert zur Berechnung von nm.

Wie oben beschrieben, wird bei diesem bekannten Beispiel der Drehzahl-Schätzwert m des Induktionsmotorsimulators 10× anstelle des Drehzahl-Istwerts ωm vom Drehzahldetektor 3 der bekannten Einrichtung der Fig. 5 und 6 verwendet. Die weiteren Vorgänge entsprechen im wesentlichen denen des bekannten Beispiels nach den Fig. 5 und 6.

Wenn jedoch der von einem Wechselrichter angetriebene Motor 2 durch Vektorsteuerung mit hoher Präzision in der oben genannten Weise gesteuert wird, müssen die eingestellten Konstanten, z. B. der Ständerwiderstand R1, und der Läuferwiderstand R2, mit den tatsächlichen Konstanten des Motors 2 übereinstimmen. Wenn dabei der Läuferwider stand R2 aufgrund eines Temperaturanstiegs oder dergleichen des Motors 2 sich ändert, können die Ausgangsfrequenz ω1, die Drehmomentspannung vγ* und die Erregerspannung vδ* dieser Änderung nicht folgen, so daß eine exakte Vektorsteuerung unmöglich wird. Daher ist, obwohl der Erregerstrom-Sollwert iδ* konstant ist, die δ-Achsen komponente λδ des sekundären verketteten Magnetflusses nicht konstant, und die γ-Achsenkomponente λγ nicht Null. Das Steuerverhalten verschlechtert sich wenn die Drehzahl im Simulator 10× wird, weicht auch der Drehzahl-Schätzwert m ab, wenn die Konstanten des Motors 2 nicht mit denjenigen des Simulators überstimmen. Damit ist das Gesamtsystem nicht stabil.

Aus der eingangs bereits erwähnten DE 32 21 906 A1 ist ein Verfahren zur Steuerung einer Asynchronmaschine mit indirekter Flußorientierung bekannt. Dabei wird die erwartete Lage des Flußraumzeigers aus der Summe der Integrale oder dem Integral der Summe von Drehfrequenz der Welle und Läuferfrequenz und der Transformation der flußbezogenen Komponenten des Spannungsraumzeigers in ständerbezogene Komponenten vorausbestimmt. Mit Hilfe eines Koordinatendrehers werden die Flußwerte um die vorausberechnete Lage des Flußraumzeigers zurückgedreht. Die somit ermittelte Abweichung der Querkomponente von Null wird einem Orientierungsregler zum Korrigieren der Ständerfrequenz zugeführt. Gleichzeitig wird die ermittelte Abweichung auch einem Flußregler zum Korrigieren der Ständerstromkomponente zugeführt.

Zwar ist es mit dem oben genannten Verfahren prinzipiell möglich, eine berechnete Ausgangsfrequenz mittels einer vorzeichenbehafteten Korrekturgröße in einem Addierer zu korrigieren. Doch muß dazu in umständlicher Weise erst eine Flußbestimmung in einem Flußrechner über eine vektorielle Winkeltransformation erfolgen, so daß dieses Verfahren neben der Vielzahl von verwendeten Hardware-Einheiten den Nachteil hoher Anregelzeiten aufweist.

In der DEZ "GTO-Pulswechselrichter mit Wirkstromregelung für Schienenfahrzeuge mit Gleichspannungsspeisung", Weck, Elektrische Bahnen, Band 86, 1988, Heft 3, Seiten 81-83, wird eine Drehzahlregelung auf der Basis einer Schlupffrequenzsteuerung mit überlagerter Regelung des drehmomentbildenden Wirkstromes beschrieben. Diese Regelung basiert auf dem indirekten Konstanthalten des Ständerflusses durch Spannungssteuerung. Diese Art der Regelung ist drehmomentorientiert.

Eine feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter mit angeschlossenem Asynchronmotor ist nicht vorgesehen.

Aus dem Zeitschriftenaufsatz "Modelling and Implementation of a Microprocessor-Based CSI-Fed Induction Motor Drive Using Field-Oriented Control", Liu, Hwu, Feng, IEEE Transactions of Industry Application, 1989, Heft 4, Seiten 588-587 ist ein CSI (current-source-inverter) gespeister Induktionsmotor bekannt, wobei das in der Zeitschrift beschriebene mathematische Modell die Dynamiken von Gleichrichter, Umwandler und Induktionsmotor berücksichtigt. Die in der Beschreibung des mathematischen Modells verwendete Stromgröße iq dient dabei zur Schlupfbestimmung und der Abschätzung der Rotordrehzahl.

In der GB 290 805 A ist ein Vektorsteuerungssystem beschrieben. Der durch einen vektorgesteuerten, inverterangetriebenen Motor fließende Strom wird erfaßt und in zwei Komponenten eines Stromvektors in einem D-Q-Koordinatensystem umgewandelt. Zunächst werden dann Motorkonstanten berechnet. Auf der Basis dieser Motorkonstanten werden Steuerkonstanten in einer Vektorsteuerungssvorrichtung für den inverterangetriebenen Induktionsmotor festgelegt oder eingestellt.

Mit einem derartigen Vektorsteuerungssystem ist wie auch bei dem oben beschriebenen Induktionsmotorantrieb lediglich eine Bestimmung des Schlupfes möglich.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine feldorientierte Steuerung der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß eine exakte Vektorsteuerung unter allen Betriebsbedingungen möglich ist, ohne daß Flußkomponenten berechnet werden müssen.

Ein Vorteil der Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Wechselrichter-Steuereinrichtung, die die Drehzahl eines Motors im wesentlichen schätzen und eine exakte Vek torsteuerung durchführen kann, ohne daß ein Simulator eines Induktionsmotors verwendet wird.

Dabei wird statt des Drehzahl-Istwerts der Drehzahl-Sollwert verwendet. Die Regelkreise sorgen dann für eine Anpassung des Istwerts an den Sollwert.

Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Merkmale und Vorteile anhand der Beschreibung von Ausfüh rungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen in:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungs beispiels der Wechselrichter-Steuereinrich tung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer im ersten Ausfüh rungsbeispiel verwendeten Recheneinheit;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungs beispiels der Wechselrichter-Steuereinrich tung;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer im zweiten Ausfüh rungsbeispiel verwendeten Recheneinheit;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer bekannten Wechsel richter-Steuereinrichtung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer in der bekannten Einrichtung verwendeten Recheneinheit;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer weiteren bekannten Wechselrichter-Steuereinrichtung; und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bei der bekannten Einrichtung von Fig. 7 verwendeten Rechen einheit.

Nach Fig. 1 umfaßt die Wechselrichter-Steuereinrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel einen Drehzahlgeber (Drehzahldetektor) 3, der die Drehzahl des vom Wechselrichter 1 angetriebenen Induktionsmotors 2 aufnimmt, einen Stromwandler (Stromdetektor) 4, der zwei Phasen der Ausgangsströme des Wechselrichters 1, z. B. einen U-Phasenstrom iu und einen V-Phasenstrom iv, mißt einen mit dem Stromdetektor 4 gekoppelten Koordinatenwandler (Strom koordinatenumsetzer) 5 und eine mit dem Drehzahldetektor 3 und dem Stromkoordinatenumsetzer 5 gekoppelte Recheneinheit 6B. Ein weiterer Koordinatenwandler (Spannungskoordinatenumsetzer) 7 ist an die Rechen einheit 6B angeschlossen. Ferner ist mit dem Spannungsko ordinatenumsetzer 7 ein Pulsmustergenerator (PDM-Steller) 8 gekoppelt, der Ein/Aus-Signale für jedes Schaltelement des Wechselrichters 1 erzeugt.

Der Stromkoordinatenumsetzer 5 setzt Ströme iu und iv, die vom Stromdetektor 4 gemessen werden, in eine drehmomentbildende Stromkomponente (Drehmoment stromkomponente) iγ und eine feldbildende Stromkomponente (Erregerstromkomponente) iδ um. Die Recheneinheit 6B berechnet eine Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters 1, einen Steuerspannungsvektor mit zwei Komponenten im feldorientierten Koordinatensystem, der "Drehmomentspannungskomponente" vγ und der "Erregerspannungskomponente" vδ und den Phasenwinkel R1 des feldorientierten Koordinatensystems als Integral der Ausgangsfrequenz ω1. Der Spannungskoordinatenumsetzer 7 berechnet Dreiphasen-Wech selspannungen vu, vv und vw auf der Basis der von der Recheneinheit 6B berechneten Drehmomentspannungskomponente vγ und der Erregerspannungskomponente vδ.

Bei der Wechselrichter-Steuereinrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist also anstelle der Recheneinheit 6 der Einrichtung nach Fig. 5 die Recheneinheit 6B vorge sehen.

Die interne Auslegung der Recheneinheit 6B ist aus Fig. 2 ersichtlich. Dabei entsprechen Subtrahierer 31-34, Addierer 41-44, Verstärker 51-59, Multiplizierer 61 und 62, ein Dividierer 71, ein Integrierer 81 und ein Erregerstromgeber 91 den Schaltungsbauelementen der konventionellen Rechen einheit 6 nach Fig. 5, 6. Ein Umlaufrichtungsdetektor 92, der die Umlauf richtung des Motors 2 aufnimnmt, ist mit dem Verstärker 53 gekoppelt. Ein Proportionalintegrierer 82 ist mit dem Um laufrichtungsdetektor 92 über einen Multiplizierer 63 ge koppelt. Der Umlaufrichtungsdetektor 92 liefert eine Vor zeichenfunktion -sgnωm, die -1 wird, wenn der Motor 2 in Vorwärtsrichtung umläuft, wenn also ω_m 0 ist, und +1 wird, wenn der Motor 2 in Rückwärtsrichtung umläuft, wenn also ωm < 0. Der Multipli zierer 63 multipliziert die Differenz (iδ*-iδ) zwischen dem Erregerstrom-Sollwert iδ* und dem Erregerstrom iδ mit der vom Umlaufrichtungsdetektor 92 gelieferten Polarität der Umlaufrichtung des Motors 2. Der Proportionalintegrie rer 82 hat eine P-Verstärkung KP und eine I-Verstärkung KI und integriert den Ausgangswert des Multiplizierers 63. Der Umlaufrichtungsdetektor 92, der Multiplizierer 63 und der Proportionalintegrierer 82 bilden einen P-I-Regler 93. Ein Addierer 45 addiert einen vom Proportionalintegrierer 82 gebildeten Korrekturwert zur Ausgangsfrequenz.

Die Arbeitsweise der Recheneinheit 6B entspricht den folgenden vier Gleichungen:

v_γ* = K (i_γ* - i_γ) + R₁i_γ + L₁ω₁i_δ (9)

v_δ* = K (i_δ* - i_w) + R₁i_δ - σL₁ω₁i_γ (10)

i_γ* = K_m (ω_m* - ω_m) (11)

ω₁ = nω_m + R₂i_γ/L₂i_δ* + (Kp + K_I/P) (i_δ - i_δ*) sgnω_m (12)

In der obigen Gleichung dient P(=d/dt) als Differential operator, und die Gleichungen (9)-(11) entsprechen exakt den Gleichungen (1)-(3) des bekannten Beispiels. Der dritte Term der Gleichung (12), der die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters 1 bezeichnet, ist vom bekannten Beispiel verschieden und wird in der PI-Stufe 93 berechnet.

Nachstehend wird das Prinzip für den Fall erläutert, daß die Ausgangsfrequenz ω1 durch die PI-Stufe 93 korrigiert wird.

Eine Spannungsgleichung für den Motor 2 entsprechend den Rotationskoordinaten γ-Achse und δ-Achse, die synchron mit der Primärfrequenz des Motors 2 umlaufen, ist durch die folgende Gleichung gegeben, wenn die Sekundärfrequenz (ω1-nωm) mit ω2 bezeichnet ist:

wobei λγM und λδM auf die Gegeninduktivität M bezogene Werte sind, und σ die Streuziffer (1-M²/L1 L2) ist.

Wenn die gemäß Gleichung 9 und 10 errechnete Spannung an den Motor 2 angelegt und dabei ange nommen wird, daß die Spannung vδ* der Gleichung (10) gleich der Spannung vδ in der zweiten Zeile der Gleichung (13) ist, und wenn R1 gemäß der Gleichung (10) mit 1 und σL1 mit σ1 bezeichnet werden, so erhält man

Durch Neuordnen der Gleichung (14) erhält man

Die vierte Zeile der Gleichung (13) ist

-R₂i_δ - L₂ω₂λ_γ _M + (R₂ + L₂P)λ_δ _M = 0 (16)

Daher gilt:

Wenn man die Gleichung (15) durch die Gleichung (17) sub stituiert, so wird PλδM eliminiert. Durch die Substitution von ω1=nωm+ω2 wird der Erregerstrom-Sollwert iδ* auf einen Konstantwert geregelt. Dabei sei angenommen, daß σ1=σL1 und daß (1 - R1)iδ vernachlässigt wird, da es im Vergleich zu den übrigen Termen klein ist, und daß iδ≈λδM, so daß

- (1-σ) L₁ nω_mλ_γ _M ≈K (i_δ* - i_w) (18)

erhalten wird.

Aus der dritten Zeile der Gleichung (13) erhält man

Aus der obigen Gleichung (18) ist λγM angenähert propor tional -K(iδ*-iδ). Es ist bekannt, daß für eine Erhöhung von λγM die Sekundärfrequenz ω2 in Gleichung (19) verrin gert werden sollte; umgekehrt sollte zur Verringerung von λγM die Sekundärfrequenz ω2 erhöht werden.

Um also λγM durch Vektorsteuerung zu Null zu machen, wobei ωm< 0, wenn -K (iδ*-iδ)< 0, sollte die Sekundärfrequenz erhöht werden; bei -K (iδ*-iδ)< 0 sollte die Sekundär frequenz ω2 verringert werden.

Die Vektorsteuerung kann also richtig durchgeführt werden, indem die Ausgangsfrequenz ω1 mit

(KP+KI/P) (iδ-iδ*) sgnωm

gemäß dem dritten Term der Gleichung (12) korrigiert wird.

Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Wechsel richter-Steuereinrichtung. Bei dieser Einrichtung entfällt der Drehzahldetektor 3, und anstelle der Recheneinheit 6B nach Fig. 1 ist eine Recheneinheit 6C vorgesehen. Die interne Auslegung der Recheneinheit 6C ist in Fig. 4 ge zeigt. Dabei sind die Schaltungselemente, die auch in der Recheneinheit 6B von Fig. 2 vorhanden sind, mit den glei chen Bezugszeichen versehen. Ein Differenzierer 101 erfaßt die Änderung des Drehzahl-Sollwerts ωm*, ein Begrenzer 102 begrenzt die Änderung. Ein Integrierer 103 macht den Drehzahl-Sollwert ωm* durch zeitliche Inte gration des vom Begrenzer 102 begrenzten Änderungsbetrags des Drehzahl-Sollwerts kontinuierlich. Ein Differenzierer 104 berechnet einen auf ein Nenn-Drehmoment bezogenen Stromsollwert Δiτ* auf der Basis des Drehzahl-Sollwerts ωm*, und ein Addierer 105 addiert den Stromsollwert Δiτ* vom Diffe renzierer 104 mit dem Korrekturwert der Ausgangsfrequenz von dem PI-Regler 93. Dieser Addierer 105 und der Verstärker 51 bilden eine Drehmomentstromsollwert-Recheneinheit 106, die einen Drehmomentstromsollwert berechnet.

Nachstehend wird der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels erläutert.

Zuerst werden nachstehend die der Arbeitsweise zugrundeliegenden Gleichungen für Fig. 4 an gegeben:

v_γ* = K (i_γ* - i_γ) + R₁i_γ + L₁ω₁i_δ* (20)

v_δ* = K (i_δ* - i_δ) + R₁i_δ - σL₁ω₁i_γ (21)

ω₁ = nω_m* + R₂i_γ/(L₂i_δ*) + (K_p + K_I/P) (i_δ - i_δ*) sgnω_m* (22)

Auf der Basis dieser Gleichung (22) wird die Ausgangsfre quenz ω₁ so korrigiert, daß die Querkomponente (γ-Achskomponente) λγ des sekundären verketteten Magnetflusses zu Null wird. Die Frequenzkorrektur wirkt also als Regelkreis, der die Ausgangsfrequenz, und damit die tatsächliche Drehzahl der Solldrehzahl ω_m* exakt nachführt. In diesem Zustand ist eine ideale Feldorientierung λγ=0 und λδ=iδ* gegeben. Dieser Vorgang ist der gleiche wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1, so daß in der Praxis auch dann kein Problem auftritt, wenn R1 oder R2 eine geringe Schätzungsabweichung aufweist.

Der Drehmomentstromsollwert iγ* ist durch die folgende Gleichung gegeben:

i_γ* = K_m [Δi_τ* - a (K_P + K_I/P) · (i_δ - i_δ*) sgnω_m*] (23)

In der Gleichung (23) ist Δiτ* ein auf das erzeugte Dreh moment τ bezogener Strombefehl. Wenn der Motor 2 ein posi tives Drehmoment erzeugen soll, wird Δiτ* als positiver Wert gewählt; wenn ein negatives Drehmoment gefordert ist, wird Δiτ* als negativer Wert gewählt. Der Drehzahl-Sollwert ωm* von dem Integrierer 103 wird so rückgekoppelt, daß er sich so lange mit dem vom Änderungsbetragdetek tor 101 erfaßten durch den Begrenzer 102 begrenzten Änderungsbetrag ändert bis die Drehzahl des Motors 2 der vorgegebenen Solldrehzahl vollständig gefolgt ist.

Wenn in der Gleichung (23) das erzeugte Drehmoment einen erforderlichen Wert übersteigt und der sekundäre Magnetfluß der magnetischen Achse δ des umlaufenden Magnetfeldes vor eilt (im Uhrzeigersinn, um positiv zu sein), so gilt λγ<0. Umgekehrt gilt λγ<0, wenn das erzeugte Drehmoment ungenü gend ist.

Wenn daher λγ<0, wird eine Operation zur Verringerung des Drehmomentstroms iγ durchgeführt, und bei λγ<0 wird iγ erhöht.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel unterliegt zwar der Drehzahl-Sollwert ωm* einer Begrenzung, aber es gilt die folgende Beziehung:

wenn ein Beschleunigungsdrehmoment erforderlich ist, wird der Drehmomentstrombefehlswert iγ* erhöht. Somit erfolgt ein Ausgleich dafür, daß die Schätzung λγ aus (iδ*-iδ) im Bereich des Drehzahl-Sollwerts ωm*=0 unmöglich ist.

Claims

1. Feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter mit angeschlossenem Asynchronmotor,

- mit einem ersten Koordinatenwandler (5), der die gemessenen Motor-Klemmenströme in einen Stromvektor im feldorientierten Koordinatensystem transformiert,
- mit Stromreglern für jede Komponente im feldorientierten Koordinatensystem, die einen EMK-Vektor erzeugen, aus dem durch Addition der Spannungsabfälle ein Steuerspannungsvektor hergeleitet wird,
- mit einem Summierer, der das Drehzahlsignal und einen errechneten Schlupf zur Ständerfrequenz aufaddiert,
- mit einem zweiten Koordinatenwandler, der den Steuerspannungsvektor zur Ansteuerung des Wechselrichters in das ruhende Koordinatensystem rücktransformiert,
- mit einem Integrierer für die Ständerfrequenz, dessen Ausgangssignal als Phasenwinkel des feldorientierten Koordinatensystems den Koordinatenumsetzern zugeführt wird,
- mit einer Korrekturschaltung, die ein von der Fluß-Querkomponente abhängiges Korrektursignal zur Ständerfrequenz addiert und damit die Fluß-Querkomponente auf Null abgleicht,
dadurch gekennzeichnet,
- daß die Stromregler als P-Regler ausgelegt sind,
- daß die Regelabweichung des Stromreglers für die magnetisierende Stromkomponente der Korrekturschaltung zugeführt wird und als Maß für die Fluß-Querkomponente auf Null abgeglichen wird, und
- daß eine Vorzeichenschaltung bei positivem Vorzeichen der gemessenen Drehzahl das Vorzeichen des Korrektursignals umkehrt, und bei negativem Vorzeichen der Drehzahl beibehält.

2. Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabfälle die Ohmschen und die Streuspannungsabfälle umfassen.

3. Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Drehzahlsignal ein anstiegsbegrenzter Drehzahlsollwert ist, daß einem Drehmomentregler (51) die Summe des Korrektursignals und des differenzierten Drehzahlsollwerts zugeführt werden, wobei das Ausgangssignal des Drehmomentreglers der Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente ist.

4. Steuerung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Drehzahlsignal ein von einem Drehzahlgeber am Motor gemessener Drehzahl-Istwert ist.

5. Steuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorzeichenschaltung eine Schwellwertschaltung, die das Vorzeichen -(signumω) des Drehzahlsignals bildet und umkehrt, und einen Multiplizierer, der die Regelabweichung des Stromreglers mit den umgekehrten Vorzeichen des Drehzahlsignals multipliziert, enthält, und daß die Korrekturschaltung einen dem Multiplizierer nachgeschalteten PI-Regler enthält.