DE4030761C2 - Feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter - Google Patents
Feldorientierte Steuerung für einen WechselrichterInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine feldorientierte Steuerung
gemäß Oberbegriff des
Anspruchs 1. Eine solche Steuerung ist aus der DE 32 21 906 A1
bekannt.
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer konventionellen Steu
ereinrichtung für einen Wechselrichter, der einen Asynchronmotor (Induk
tionsmotor) durch Umrichten eines Gleichstroms in einen
Wechselstrom beliebiger Frequenz und Spannung antreibt.
Eine solche Steuerung ist aus dem Aufsatz
"Speed sensorless vector control of induction motor in
which model range adaptation system is applied", präsentiert
in Part D, Electrical Society thesis (ausgegeben im
März 1988) (insbes. Fig. 7) bekannt. In
Fig. 5 sind vorgesehen ein Wechselrichter 1, ein von dem
Wechselrichter 1 angetriebener Motor 2, ein Drehzahlgeber (Drehzahldetek
tor) 3, sowie ein
Stromdetektor 4, der zwei Phasen der Ausgangsströme des
Wechselrichters 1, z. B. einen U-Phasenstrom iu und einen
V-Phasenstrom iv, mißt.
Ein Koordinatenwandler 5 (Stromkoordinatenumsetzer) setzt die
gemessenen Ströme iu und iv in eine drehmomentbildende Stromkomponente
iγ und eine feldbildende Stromkomponente iδ im
feldorientierten Koordinatensystem um. Eine Recheneinheit 6
berechnet und liefert die Ausgangsfrequenz ω1 des Wechselrichters
1 auf der Basis eines Drehzahl-Sollwertes ωm* des
Motors 2, einer drehmomentbildenden Stromkomponente (Drehstrommoment)
iγ und einer feldbildenden Stromkomponente (Erregerstrom)
iδ, die vom Stromkoordinatenumsetzer 5 geliefert
werden, und eines vom Drehzahldetektor 3 erfaßten Drehzahlmeßwertes
ωm, und berechnet und liefert die Komponenten eines
Steuerspannungsvektors, eine "Drehmomentspannung" vγ*, eine
"Erregerspannung" vδ* im feldorientierten Koordinatensystem
und dessen Phasenwinkel R1.
Ein Koordinatenwandler (Spannungskoordinatenumsetzer) bestimmt
Dreiphasen-Ausgangsspannungen vu, vv und vw auf der
Basis der Drehmomentspannung vγ*, der Erregerspannung vδ* und
des Phasenwinkels R1 von der Recheneinheit 6. Ein Pulsmustergenerator
(PDM-Steller) 8 erzeugt Umschaltsignale zum Ein-
bzw. Ausschalten der Schaltelemente des Wechselrichters 1.
Die Gleichspannung Vd wird dabei berücksichtigt.
Die Grundlagen der feldorientierten Steuerung (Vektorsteuerung)
in der Recheneinheit 6 entsprechen den folgenden vier
Gleichungen:
vγ* = K (iγ*-iγ) + R₁iγ + L₁ω₁iδ (1)
vδ* = K (iδ*-iδ) + R₁iδ-σL₁ω₁iγ (2)
iγ* = Km (ωm*-ωm) (3)
ω₁ = nωm + R₂iγ/L₂iδ* (4)
dabei sind K und Km Verstärkungsfaktoren der jeweiligen Regler,
R1 der Ständerwiderstand des Motors 2, R2 der Läuferwiderstand
des Motors 2, L1 die Hauptinduktivität des Motors 2,
σ die Streuziffer (σ = 1 - M²/L1L2) und n die Polpaarzahl des
Motors 2. Bei der Berechnung des Steuerspannungsvektors nach
Gleichung 1 und 2 entsprechen die mit dem Verstärkungsfaktor
K multiplizierten Stromdifferenzen den EMK-Komponenten.
Das Blockschaltbild von Fig. 6 zeigt die Recheneinheit 6, die
gemäß den obigen Grundregeln ausgelegt ist. Dabei sind vorgesehen
Subtrahierer 31-34, Addierer 41-44, Verstärker 51-59,
Multiplizierer 61 und 62, ein Dividierer 71, ein Integrierer
81 und ein Erregerstromgeber 91.
Der Betrieb einer entsprechend ausgebildeten Wechselrichter-Steuereinrichtung
wird nachstehend erläutert.
Wenn vom Stromwandler (Stromdetektor) 4 gemessene Ströme iu,
iv dem Stromkoordinatenumsetzer 5 zugeführt werden, löst der
Stromkoordinatenumsetzer 5 die nachstehende Gleichung zur
Berechnung des Drehmomentstroms iγ und des Erregerstroms iδ
und liefert diese an die Recheneinheit 6.
wobei R1 = ∫ω₁dt.
In Fig. 6 berechnet die Recheneinheit 6 unter Verwendung des
Subtrahierers 31 die Differenz zwischen dem Drehzahl-Sollwert
ωm* und dem vom Drehzahldetektor 3 aufgenommenen Drehzahl-Istwert
ωm des Motors 2 und berechnet dann den in der
Gleichung (3) gezeigten Drehmomentstrom-Sollwert iγ* durch
Multiplikation der berechneten Differenz (ωm*-ωm) mit dem
Verstärkungsfaktor Km.
Der Erregerstrom-Sollwert iδ* wird entsprechend der Drehzahl
des Motors 2 vorgegeben. Das heißt, der Drehzahl-Istwert
ωm wird dem Erregerstromgeber 91 zugeführt, der nach einer in dem Geber 91 skizzierten Kennlinie den Erre
gerstrom-Sollwert iδ* vorgibt.
Die in der Gleichung (4) gezeigte Ausgangsfrequenz ω1 des
Wechselrichters 1 wird wie folgt berechnet: Zuerst wird der
Drehzahl-Istwert ωm im Verstärker 53 mit n multipliziert.
Dann wird der vom Stromkoordinatenumsetzer 5 zugeführte
Drehmomentstrom iγ im Verstärker 55 mit dem
Faktor R2/L2 multipliziert und dem Teiler 71 zugeführt. Der
Teiler 71 berechnet die im zweiten Term der Gleichung (4)
gezeigte Schlupffrequenz R2iγ/L2iδ* auf der Basis der
zugeführten R2iγ/L2 und des Erregerstrom-Sollwerts iδ*.
Diese Frequenz R2iγ/L2iδ* wird im Addierer 43 zu
nωm addiert.
Die Differenz (iγ*-iγ) zwischen dem Drehmomentstrom-Soll
wert iγ* und dem Drehmomentstrom iγ wird im Subtrahierer 32
berechnet. Diese Differenz (iγ*-iγ) wird dann im Verstär
ker 52 mit dem Verstärkungsfaktor K multipliziert. Das ergibt
die im ersten Term der Gleichung (1) stehende
FMK-Komponente k (iγ*-iγ). Der
Drehmomentstrom iγ wird im Verstärker 54 mit dem Verstärkungs
faktor R1 multipliziert.
Der
Erregerstrom iδ wird
im Verstärker 57 mit dem Verstärkungsfaktor L1 multipli
ziert, und L1iδ wird im Multiplizierer 61 mit der Ausgangs
frequenz ω1 multipliziert, so daß L1ω1iδ, das im dritten
Term der Gleichung (1) steht, berechnet wird. Die Drehmo
mentspannung vγ* gemäß der Gleichung (1) wird durch Addi
tion dieser Terme in den Addierern 41 und 42
bestimmt.
In gleicher Weise wie im Fall der Drehmomentspannung vγ*
wird die Spannungskomponente jedes Terms der Gleichung (2)
unter Nutzung des Erregerstrom-Sollwerts iδ*, des
Erregerstroms iδ, des Drehmomentstroms iγ und der Ausgangs
frequenz ω1 mit Hilfe des Subtrahierers 33, der Verstärker
59, 58 und 56 und des Multiplizierers 62 und des Addie
rers 44 sowie des Subtrahierers 34
berechnet und aufsummiert.
Die Ausgangsfrequenz ω1 wird dem Integrierer 81 zugeführt. Damit wird
der Phasenwinkel R1 des feldorientierten Koordinatensystems
bestimmt.
Die Drehmomentspannung vγ*, die Erregerspannung vδ* und der
Phasenwinkel R1, die mittels der Recheneinheit 6 be
stimmt wurden, werden dem Spannungskoordinatenumsetzer 7
zugeführt, in dem
Dreiphasen-Ausgangsspannungen vu, vv und vw nach folgenden Gleichungen berechnet werden:
Diese Ausgangsspannungen vu, vv und vw werden dem PDM-Stel
ler 8 gemäß Fig. 5 zugeführt, in dem Ein/Aus-Signale für
jedes Schaltelement des Wechselrichters 1 erzeugt werden.
Indem die Vektorsteuerung für den Wechselrichter 1 in der
beschriebenen Weise durchgeführt wird, wird die Querkomponente (γ-Achsen-
bzw. Drehmomentachsen-Komponente λγ) des sekundären verket
teten Magnetflusses des Motors 2 zu Null, und die Längskomponente (δ-Achsen-
bzw. Erregerachsen-Komponente λδ) wird konstant (feldorientierte Steuerung). Infolge
dessen kann das Ausgangsdrehmoment τ des Motors 2 propor
tional dem Produkt aus Erregerstrom-Sollwert iδ* und Dreh
momentstrom iγ gemacht werden, so daß ein sehr gutes Steu
erverhalten erreicht wird.
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer konventionellen Wech
selrichter-Steuereinrichtung, bei der kein Drehzahldetektor
verwendet wird. Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Re
cheneinheit, die in der Steuereinrichtung von Fig. 7 ver
wendet wird. Elemente der Fig. 7 und 8, die im wesentlichen
gleichen Elementen der Fig. 5 und 6 entsprechen, sind mit
den gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht noch
mals erläutert. Der wesentliche Unterschied zwischen Fig. 7 und dem
bekannten Beispiel gemäß Fig. 5 besteht darin, daß kein
Drehzahldetektor 3
vorgesehen ist. Statt dessen
schätzt ein Induktionsmotor-Simulator 10×
die Drehzahl m des Motors 2
auf der Basis des Drehmomentstroms iγ und des Erregerstroms
iδ, die im Stromkoordinatenumsetzer 5 einer Koordinatenum
setzung unterworfen wurden, und der Gleichstromleitungs
spannung Vd. Ein Beispiel der Schätzmethode ergibt sich aus
dem eingangs genannten Aufsatz
"Speed sensorless vector control of induction motor in
which model range adaptation system is applied", präsen
tiert in Part D, Electrical Society thesis (ausgegeben im
März 1988).
Bei diesem bekannten Beispiel wird in bezug auf den Dreh
momentstrom-Sollwert iγ* die Differenz zwischen dem Dreh
zahl-Sollwert ωm* und dem Drehzahl-Schätzwert m mit
dem Subtrahierer 31 berechnet. Die berechnete Differenz
(ωm*-m) wird im Multiplizierer 51 mit dem Verstärkungs
faktor Km multipliziert. Das Ergebnis ist der Drehmoment-Soll
wert iγ*.
Die Gleichungen
(3) und (4) werden wie folgt umgeschrieben:
iγ* = Km (ωm*-m) (7)
ω₁ = nm + R₂iγ/L₂iγ* (8)
Der Erregerstrom-Sollwert iδ* wird von dem Erregerstrom
geber 91 in Abhängigkeit vom Drehzahl-Schätzwert m des
Motors 2 vorgegeben.
Der Drehzahl-Schätzwert m des Motors 2 im
Verstärker 53 wird gemäß dem ersten Term der Gleichung (8)
mit n multipliziert zur Berechnung von nm.
Wie oben beschrieben, wird bei diesem bekannten Beispiel
der Drehzahl-Schätzwert m des Induktionsmotorsimulators
10× anstelle des Drehzahl-Istwerts ωm vom Drehzahldetektor
3 der bekannten Einrichtung der Fig. 5 und 6 verwendet. Die
weiteren Vorgänge entsprechen im wesentlichen denen des
bekannten Beispiels nach den Fig. 5 und 6.
Wenn jedoch der von einem Wechselrichter angetriebene Motor
2 durch Vektorsteuerung mit hoher Präzision in der oben
genannten Weise gesteuert wird, müssen die eingestellten Konstanten,
z. B. der Ständerwiderstand R1, und der
Läuferwiderstand R2, mit den tatsächlichen Konstanten des
Motors 2 übereinstimmen. Wenn dabei der Läuferwider
stand R2 aufgrund eines Temperaturanstiegs oder dergleichen
des Motors 2 sich ändert, können die Ausgangsfrequenz ω1,
die Drehmomentspannung vγ* und die Erregerspannung vδ*
dieser Änderung nicht folgen, so daß eine
exakte Vektorsteuerung unmöglich wird. Daher ist, obwohl
der Erregerstrom-Sollwert iδ* konstant ist, die δ-Achsen
komponente λδ des sekundären verketteten Magnetflusses
nicht konstant, und die γ-Achsenkomponente λγ
nicht Null.
Das Steuerverhalten verschlechtert sich
wenn die Drehzahl im Simulator 10×
wird, weicht auch der Drehzahl-Schätzwert m
ab, wenn die Konstanten des Motors 2 nicht
mit denjenigen des Simulators überstimmen. Damit
ist das Gesamtsystem nicht stabil.
Aus der eingangs bereits erwähnten DE 32 21 906 A1 ist ein
Verfahren zur Steuerung einer Asynchronmaschine mit indirekter
Flußorientierung bekannt. Dabei wird die erwartete Lage
des Flußraumzeigers aus der Summe der Integrale oder dem Integral
der Summe von Drehfrequenz der Welle und Läuferfrequenz
und der Transformation der flußbezogenen Komponenten
des Spannungsraumzeigers in ständerbezogene Komponenten vorausbestimmt.
Mit Hilfe eines Koordinatendrehers werden die
Flußwerte um die vorausberechnete Lage des Flußraumzeigers
zurückgedreht. Die somit ermittelte Abweichung der Querkomponente
von Null wird einem Orientierungsregler zum Korrigieren
der Ständerfrequenz zugeführt. Gleichzeitig wird die ermittelte
Abweichung auch einem Flußregler zum Korrigieren der
Ständerstromkomponente zugeführt.
Zwar ist es mit dem oben genannten Verfahren prinzipiell möglich,
eine berechnete Ausgangsfrequenz mittels einer vorzeichenbehafteten
Korrekturgröße in einem Addierer zu korrigieren.
Doch muß dazu in umständlicher Weise erst eine Flußbestimmung
in einem Flußrechner über eine vektorielle Winkeltransformation
erfolgen, so daß dieses Verfahren neben der
Vielzahl von verwendeten Hardware-Einheiten den Nachteil hoher
Anregelzeiten aufweist.
In der DEZ "GTO-Pulswechselrichter mit Wirkstromregelung für
Schienenfahrzeuge mit Gleichspannungsspeisung", Weck, Elektrische
Bahnen, Band 86, 1988, Heft 3, Seiten 81-83, wird
eine Drehzahlregelung auf der Basis einer Schlupffrequenzsteuerung
mit überlagerter Regelung des drehmomentbildenden
Wirkstromes beschrieben. Diese Regelung basiert auf dem indirekten
Konstanthalten des Ständerflusses durch Spannungssteuerung.
Diese Art der Regelung ist drehmomentorientiert.
Eine feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter mit
angeschlossenem Asynchronmotor
ist nicht vorgesehen.
Aus dem Zeitschriftenaufsatz "Modelling and Implementation of a Microprocessor-Based
CSI-Fed Induction Motor Drive Using Field-Oriented
Control", Liu, Hwu, Feng, IEEE Transactions of Industry
Application, 1989, Heft 4, Seiten 588-587 ist ein CSI
(current-source-inverter) gespeister Induktionsmotor bekannt,
wobei das in der Zeitschrift beschriebene mathematische Modell
die Dynamiken von Gleichrichter, Umwandler und Induktionsmotor
berücksichtigt. Die in der Beschreibung des
mathematischen Modells verwendete Stromgröße iq dient dabei
zur Schlupfbestimmung und der Abschätzung der Rotordrehzahl.
In der GB 290 805 A ist ein Vektorsteuerungssystem beschrieben.
Der durch einen vektorgesteuerten, inverterangetriebenen
Motor fließende Strom wird erfaßt und in zwei Komponenten
eines Stromvektors in einem D-Q-Koordinatensystem umgewandelt.
Zunächst werden dann Motorkonstanten berechnet. Auf der
Basis dieser Motorkonstanten werden Steuerkonstanten in einer
Vektorsteuerungssvorrichtung für den inverterangetriebenen Induktionsmotor
festgelegt oder eingestellt.
Mit einem derartigen Vektorsteuerungssystem ist wie auch bei
dem oben beschriebenen Induktionsmotorantrieb lediglich eine Bestimmung
des Schlupfes möglich.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine feldorientierte Steuerung
der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß eine
exakte Vektorsteuerung unter allen Betriebsbedingungen möglich
ist, ohne daß Flußkomponenten berechnet werden müssen.
Ein Vorteil der Erfindung besteht in der Bereitstellung
einer Wechselrichter-Steuereinrichtung, die die Drehzahl
eines Motors im wesentlichen schätzen und eine exakte Vek
torsteuerung durchführen kann, ohne daß ein Simulator eines
Induktionsmotors verwendet wird.
Dabei wird statt des
Drehzahl-Istwerts der Drehzahl-Sollwert verwendet. Die Regelkreise
sorgen dann für eine Anpassung des Istwerts an den Sollwert.
Die Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer
Merkmale und Vorteile anhand der Beschreibung von Ausfüh
rungsbeispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen zeigen in:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungs
beispiels der Wechselrichter-Steuereinrich
tung;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer im ersten Ausfüh
rungsbeispiel verwendeten Recheneinheit;
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungs
beispiels der Wechselrichter-Steuereinrich
tung;
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer im zweiten Ausfüh
rungsbeispiel verwendeten Recheneinheit;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer bekannten Wechsel
richter-Steuereinrichtung;
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer in der bekannten
Einrichtung verwendeten Recheneinheit;
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer weiteren bekannten
Wechselrichter-Steuereinrichtung; und
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bei der bekannten
Einrichtung von Fig. 7 verwendeten Rechen
einheit.
Nach Fig. 1 umfaßt die Wechselrichter-Steuereinrichtung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel einen Drehzahlgeber (Drehzahldetektor)
3, der die Drehzahl des vom Wechselrichter 1 angetriebenen
Induktionsmotors 2 aufnimmt, einen Stromwandler (Stromdetektor) 4, der
zwei Phasen der Ausgangsströme des Wechselrichters 1, z. B.
einen U-Phasenstrom iu und einen V-Phasenstrom iv, mißt
einen mit dem Stromdetektor 4 gekoppelten Koordinatenwandler (Strom
koordinatenumsetzer) 5 und eine mit dem Drehzahldetektor 3
und dem Stromkoordinatenumsetzer 5 gekoppelte Recheneinheit
6B. Ein weiterer Koordinatenwandler (Spannungskoordinatenumsetzer) 7 ist an die Rechen
einheit 6B angeschlossen. Ferner ist mit dem Spannungsko
ordinatenumsetzer 7 ein Pulsmustergenerator (PDM-Steller) 8 gekoppelt, der
Ein/Aus-Signale für jedes Schaltelement des Wechselrichters
1 erzeugt.
Der Stromkoordinatenumsetzer 5 setzt Ströme iu und iv, die
vom Stromdetektor 4 gemessen werden, in eine drehmomentbildende Stromkomponente (Drehmoment
stromkomponente) iγ und eine feldbildende Stromkomponente (Erregerstromkomponente) iδ um.
Die Recheneinheit 6B berechnet eine Ausgangsfrequenz ω1 des
Wechselrichters 1, einen Steuerspannungsvektor mit zwei Komponenten
im feldorientierten Koordinatensystem, der "Drehmomentspannungskomponente" vγ und der
"Erregerspannungskomponente" vδ und den Phasenwinkel R1 des
feldorientierten Koordinatensystems als Integral
der Ausgangsfrequenz ω1. Der
Spannungskoordinatenumsetzer 7 berechnet Dreiphasen-Wech
selspannungen vu, vv und vw auf der Basis der von der
Recheneinheit 6B berechneten Drehmomentspannungskomponente
vγ und der Erregerspannungskomponente vδ.
Bei der Wechselrichter-Steuereinrichtung gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel ist also anstelle der Recheneinheit 6
der Einrichtung nach Fig. 5 die Recheneinheit 6B vorge
sehen.
Die interne Auslegung der Recheneinheit 6B ist aus Fig. 2
ersichtlich. Dabei entsprechen Subtrahierer 31-34, Addierer
41-44, Verstärker 51-59, Multiplizierer 61 und 62, ein
Dividierer 71, ein Integrierer 81 und ein Erregerstromgeber
91 den Schaltungsbauelementen der konventionellen Rechen
einheit 6 nach Fig. 5, 6. Ein Umlaufrichtungsdetektor 92, der die Umlauf
richtung des Motors 2 aufnimnmt, ist mit dem Verstärker 53
gekoppelt. Ein Proportionalintegrierer 82 ist mit dem Um
laufrichtungsdetektor 92 über einen Multiplizierer 63 ge
koppelt. Der Umlaufrichtungsdetektor 92 liefert eine Vor
zeichenfunktion -sgnωm, die -1 wird, wenn der Motor 2 in
Vorwärtsrichtung umläuft, wenn also ωm
0 ist, und +1 wird, wenn der Motor 2 in
Rückwärtsrichtung umläuft, wenn also ωm < 0. Der Multipli
zierer 63 multipliziert die Differenz (iδ*-iδ) zwischen
dem Erregerstrom-Sollwert iδ* und dem Erregerstrom iδ mit
der vom Umlaufrichtungsdetektor 92 gelieferten Polarität
der Umlaufrichtung des Motors 2. Der Proportionalintegrie
rer 82 hat eine P-Verstärkung KP und eine I-Verstärkung KI
und integriert den Ausgangswert des Multiplizierers 63. Der
Umlaufrichtungsdetektor 92, der Multiplizierer 63 und der
Proportionalintegrierer 82 bilden einen P-I-Regler 93.
Ein
Addierer 45 addiert einen vom Proportionalintegrierer 82 gebildeten
Korrekturwert
zur Ausgangsfrequenz.
Die Arbeitsweise der Recheneinheit 6B entspricht den folgenden vier Gleichungen:
vγ* = K (iγ* - iγ) + R₁iγ + L₁ω₁iδ (9)
vδ* = K (iδ* - iw) + R₁iδ - σL₁ω₁iγ (10)
iγ* = Km (ωm* - ωm) (11)
ω₁ = nωm + R₂iγ/L₂iδ* + (Kp + KI/P) (iδ - iδ*) sgnωm (12)
In der obigen Gleichung dient P(=d/dt) als Differential
operator, und die Gleichungen (9)-(11) entsprechen exakt
den Gleichungen (1)-(3) des bekannten Beispiels. Der dritte
Term der Gleichung (12), der die Ausgangsfrequenz ω1 des
Wechselrichters 1 bezeichnet, ist vom bekannten Beispiel
verschieden und wird in der PI-Stufe
93 berechnet.
Nachstehend wird das Prinzip für den Fall erläutert, daß
die Ausgangsfrequenz ω1 durch die PI-Stufe 93 korrigiert
wird.
Eine Spannungsgleichung für den Motor 2 entsprechend den
Rotationskoordinaten γ-Achse und δ-Achse, die synchron mit
der Primärfrequenz des Motors 2 umlaufen, ist durch die
folgende Gleichung gegeben, wenn die Sekundärfrequenz
(ω1-nωm) mit ω2 bezeichnet ist:
wobei λγM und λδM auf die Gegeninduktivität M bezogene Werte sind,
und σ die Streuziffer
(1-M²/L1 L2) ist.
Wenn die gemäß Gleichung 9 und 10 errechnete Spannung an den
Motor 2 angelegt und dabei ange
nommen wird, daß die Spannung vδ* der Gleichung (10) gleich
der Spannung vδ in der zweiten Zeile der Gleichung (13)
ist, und wenn R1 gemäß der Gleichung (10) mit 1 und σL1
mit σ1 bezeichnet werden, so erhält man
Durch Neuordnen der Gleichung (14) erhält man
Die vierte Zeile der Gleichung (13) ist
-R₂iδ - L₂ω₂λγ M + (R₂ + L₂P)λδ M = 0 (16)
Daher gilt:
Wenn man die Gleichung (15) durch die Gleichung (17) sub
stituiert, so wird PλδM eliminiert. Durch die Substitution
von ω1=nωm+ω2 wird der Erregerstrom-Sollwert iδ* auf
einen Konstantwert geregelt. Dabei sei angenommen, daß
σ1=σL1 und daß (1 - R1)iδ vernachlässigt wird, da es im
Vergleich zu den übrigen Termen klein ist, und daß iδ≈λδM,
so daß
- (1-σ) L₁ nωmλγ M ≈K (iδ* - iw) (18)
erhalten wird.
Aus der dritten Zeile der Gleichung (13) erhält man
Aus der obigen Gleichung (18) ist λγM angenähert propor
tional -K(iδ*-iδ). Es ist bekannt, daß für eine Erhöhung
von λγM die Sekundärfrequenz ω2 in Gleichung (19) verrin
gert werden sollte; umgekehrt sollte zur Verringerung von
λγM die Sekundärfrequenz ω2 erhöht werden.
Um also λγM durch Vektorsteuerung zu Null zu machen, wobei
ωm< 0, wenn -K (iδ*-iδ)< 0, sollte die Sekundärfrequenz
erhöht werden; bei -K (iδ*-iδ)< 0 sollte die Sekundär
frequenz ω2 verringert werden.
Die Vektorsteuerung kann also richtig durchgeführt werden,
indem die Ausgangsfrequenz ω1 mit
(KP+KI/P) (iδ-iδ*) sgnωm
gemäß dem dritten Term der
Gleichung (12) korrigiert wird.
Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Wechsel
richter-Steuereinrichtung. Bei dieser Einrichtung entfällt
der Drehzahldetektor 3, und anstelle der Recheneinheit 6B
nach Fig. 1 ist eine Recheneinheit 6C vorgesehen. Die
interne Auslegung der Recheneinheit 6C ist in Fig. 4 ge
zeigt. Dabei sind die Schaltungselemente, die auch in der
Recheneinheit 6B von Fig. 2 vorhanden sind, mit den glei
chen Bezugszeichen versehen. Ein Differenzierer
101 erfaßt die Änderung des Drehzahl-Sollwerts ωm*,
ein Begrenzer 102 begrenzt die
Änderung. Ein Integrierer 103 macht den
Drehzahl-Sollwert ωm* durch zeitliche Inte
gration des vom Begrenzer 102 begrenzten Änderungsbetrags
des Drehzahl-Sollwerts kontinuierlich. Ein Differenzierer 104 berechnet
einen auf ein Nenn-Drehmoment bezogenen Stromsollwert
Δiτ* auf der Basis des Drehzahl-Sollwerts ωm*, und ein
Addierer 105 addiert den Stromsollwert Δiτ* vom Diffe
renzierer 104 mit dem Korrekturwert der Ausgangsfrequenz
von dem PI-Regler 93. Dieser Addierer 105 und der Verstärker
51 bilden eine Drehmomentstromsollwert-Recheneinheit
106, die einen Drehmomentstromsollwert berechnet.
Nachstehend wird der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels
erläutert.
Zuerst werden nachstehend die der Arbeitsweise zugrundeliegenden Gleichungen für Fig. 4 an
gegeben:
vγ* = K (iγ* - iγ) + R₁iγ + L₁ω₁iδ* (20)
vδ* = K (iδ* - iδ) + R₁iδ - σL₁ω₁iγ (21)
ω₁ = nωm* + R₂iγ/(L₂iδ*) + (Kp + KI/P) (iδ - iδ*) sgnωm* (22)
Auf der Basis dieser Gleichung (22) wird die Ausgangsfre
quenz ω₁ so korrigiert, daß die Querkomponente (γ-Achskomponente) λγ des
sekundären verketteten Magnetflusses zu Null wird.
Die Frequenzkorrektur wirkt also als Regelkreis, der die
Ausgangsfrequenz, und damit die tatsächliche Drehzahl der
Solldrehzahl ωm* exakt nachführt. In diesem Zustand ist eine ideale Feldorientierung
λγ=0 und λδ=iδ* gegeben. Dieser Vorgang
ist der gleiche wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1,
so daß in der Praxis auch dann kein Problem auftritt,
wenn R1 oder R2 eine geringe Schätzungsabweichung aufweist.
Der Drehmomentstromsollwert iγ* ist durch die folgende
Gleichung gegeben:
iγ* = Km [Δiτ* - a (KP + KI/P) · (iδ - iδ*) sgnωm*] (23)
In der Gleichung (23) ist Δiτ* ein auf das erzeugte Dreh
moment τ bezogener Strombefehl. Wenn der Motor 2 ein posi
tives Drehmoment erzeugen soll, wird Δiτ* als positiver
Wert gewählt; wenn ein negatives Drehmoment gefordert ist,
wird Δiτ* als negativer Wert gewählt. Der Drehzahl-Sollwert
ωm* von dem Integrierer 103 wird so rückgekoppelt, daß er
sich so lange mit dem vom Änderungsbetragdetek
tor 101 erfaßten durch den Begrenzer 102
begrenzten Änderungsbetrag ändert bis die Drehzahl des Motors 2
der vorgegebenen Solldrehzahl vollständig gefolgt ist.
Wenn in der Gleichung (23) das erzeugte Drehmoment einen
erforderlichen Wert übersteigt und der sekundäre Magnetfluß
der magnetischen Achse δ des umlaufenden Magnetfeldes vor
eilt (im Uhrzeigersinn, um positiv zu sein), so gilt λγ<0.
Umgekehrt gilt λγ<0, wenn das erzeugte Drehmoment ungenü
gend ist.
Wenn daher λγ<0, wird eine Operation zur Verringerung des
Drehmomentstroms iγ durchgeführt, und bei λγ<0 wird iγ
erhöht.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel unterliegt zwar der
Drehzahl-Sollwert ωm* einer Begrenzung, aber es gilt die
folgende Beziehung:
wenn ein Beschleunigungsdrehmoment erforderlich ist, wird
der Drehmomentstrombefehlswert iγ* erhöht. Somit erfolgt
ein Ausgleich dafür, daß die Schätzung λγ aus (iδ*-iδ) im
Bereich des Drehzahl-Sollwerts ωm*=0 unmöglich ist.
Claims (5)
1. Feldorientierte Steuerung für einen Wechselrichter mit
angeschlossenem Asynchronmotor,
- - mit einem ersten Koordinatenwandler (5), der die gemessenen Motor-Klemmenströme in einen Stromvektor im feldorientierten Koordinatensystem transformiert,
- - mit Stromreglern für jede Komponente im feldorientierten Koordinatensystem, die einen EMK-Vektor erzeugen, aus dem durch Addition der Spannungsabfälle ein Steuerspannungsvektor hergeleitet wird,
- - mit einem Summierer, der das Drehzahlsignal und einen errechneten Schlupf zur Ständerfrequenz aufaddiert,
- - mit einem zweiten Koordinatenwandler, der den Steuerspannungsvektor zur Ansteuerung des Wechselrichters in das ruhende Koordinatensystem rücktransformiert,
- - mit einem Integrierer für die Ständerfrequenz, dessen Ausgangssignal als Phasenwinkel des feldorientierten Koordinatensystems den Koordinatenumsetzern zugeführt wird,
- - mit einer Korrekturschaltung, die ein von der Fluß-Querkomponente
abhängiges Korrektursignal zur Ständerfrequenz
addiert und damit die Fluß-Querkomponente auf Null
abgleicht,
dadurch gekennzeichnet, - - daß die Stromregler als P-Regler ausgelegt sind,
- - daß die Regelabweichung des Stromreglers für die magnetisierende Stromkomponente der Korrekturschaltung zugeführt wird und als Maß für die Fluß-Querkomponente auf Null abgeglichen wird, und
- - daß eine Vorzeichenschaltung bei positivem Vorzeichen der gemessenen Drehzahl das Vorzeichen des Korrektursignals umkehrt, und bei negativem Vorzeichen der Drehzahl beibehält.
2. Steuerung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsabfälle die Ohmschen und die Streuspannungsabfälle
umfassen.
3. Steuerung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Drehzahlsignal ein anstiegsbegrenzter Drehzahlsollwert
ist, daß einem Drehmomentregler (51) die Summe
des Korrektursignals und des differenzierten Drehzahlsollwerts
zugeführt werden, wobei das Ausgangssignal des
Drehmomentreglers der Sollwert der drehmomentbildenden
Stromkomponente ist.
4. Steuerung nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Drehzahlsignal ein von einem Drehzahlgeber am
Motor gemessener Drehzahl-Istwert ist.
5. Steuerung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Vorzeichenschaltung eine Schwellwertschaltung,
die das Vorzeichen -(signumω) des Drehzahlsignals bildet
und umkehrt, und einen Multiplizierer, der die Regelabweichung
des Stromreglers mit den umgekehrten Vorzeichen
des Drehzahlsignals multipliziert, enthält, und daß die
Korrekturschaltung einen dem Multiplizierer nachgeschalteten
PI-Regler enthält.
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