JPH07307629A - トーンコントロール回路 - Google Patents
トーンコントロール回路Info
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- JPH07307629A JPH07307629A JP9736394A JP9736394A JPH07307629A JP H07307629 A JPH07307629 A JP H07307629A JP 9736394 A JP9736394 A JP 9736394A JP 9736394 A JP9736394 A JP 9736394A JP H07307629 A JPH07307629 A JP H07307629A
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- Japan
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- coefficient
- control circuit
- tone control
- circuit
- signal
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 従来技術と本実施例との違いは、Ｆｓ（信号
サンプリング周波数）の変化に対応するために係数回路
１６において、Ｆｓ指示信号９でそのＦｓに対応した係
数を選択し、Ｆｓの変化に対応できるようにしたことで
ある。このように選択された係数をもとに、デジタルフ
ィルタ１でトーンコントロールのための演算を行う。 【効果】 従来技術では実現できなかった、信号の周波
数特性がＬＳＩプロセスおよびＦｓ（信号サンプリング
周波数）に依存しないトーンコントロール回路を、回路
規模を縮小して実現することができる。
サンプリング周波数）の変化に対応するために係数回路
１６において、Ｆｓ指示信号９でそのＦｓに対応した係
数を選択し、Ｆｓの変化に対応できるようにしたことで
ある。このように選択された係数をもとに、デジタルフ
ィルタ１でトーンコントロールのための演算を行う。 【効果】 従来技術では実現できなかった、信号の周波
数特性がＬＳＩプロセスおよびＦｓ（信号サンプリング
周波数）に依存しないトーンコントロール回路を、回路
規模を縮小して実現することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号周波数特性の低域
周波数でのゲイン、および、高域周波数でのゲインを独
立して制御するデジタルフィルタを有するトーンコント
ロール回路に関するものである。さらに詳述すれば本発
明は、オーディオ・マルチメディアなどの分野において
複数の信号サンプリング周波数（以下、Ｆｓと略する）
で使用可能なデジタル式トーンコントロール回路に関す
る。
周波数でのゲイン、および、高域周波数でのゲインを独
立して制御するデジタルフィルタを有するトーンコント
ロール回路に関するものである。さらに詳述すれば本発
明は、オーディオ・マルチメディアなどの分野において
複数の信号サンプリング周波数（以下、Ｆｓと略する）
で使用可能なデジタル式トーンコントロール回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１は、一般的なオーディオ・マルチメ
ディア用トーンコントロール回路の周波数特性を示す。
図１において低域周波数特性（１ｋＨｚ以下）を実現す
るものをバスと言い、高域周波数特性（１ｋＨｚ以上）
を実現するものをトレブルという。通常バス・トレブル
のゲインは図１に示すように何段階かに切り替えられ
る。この図１ではゲインの刻みを２ｄＢとし、±方向に
各７段階としてある。
ディア用トーンコントロール回路の周波数特性を示す。
図１において低域周波数特性（１ｋＨｚ以下）を実現す
るものをバスと言い、高域周波数特性（１ｋＨｚ以上）
を実現するものをトレブルという。通常バス・トレブル
のゲインは図１に示すように何段階かに切り替えられ
る。この図１ではゲインの刻みを２ｄＢとし、±方向に
各７段階としてある。
【０００３】図１に示したバス・トレブルの周波数特性
において、ゲインが上昇または下降を始める周波数をタ
ーン・オーバー周波数といい、バスでは１００Ｈｚ、ト
レブルでは１０ｋＨｚ前後である。
において、ゲインが上昇または下降を始める周波数をタ
ーン・オーバー周波数といい、バスでは１００Ｈｚ、ト
レブルでは１０ｋＨｚ前後である。
【０００４】このようなトーンコントロール回路には、
アナログ式およびデジタル式の２つの従来技術がある。
以下、それらについて説明する。
アナログ式およびデジタル式の２つの従来技術がある。
以下、それらについて説明する。
【０００５】まず、第１の従来技術として、アナログ式
トーンコントロール回路について説明する。図２は、図
１のような周波数特性を実現するアナログ式トーンコン
トロール回路の従来例を示す。これは負帰還型のトーン
コントロール回路であり、オペアンプ（演算増幅器）を
反転増幅接続したものと、抵抗、可変抵抗、コンデンサ
より構成される。バス制御回路を構成するのは抵抗Ｒ
１、可変抵抗ＶＲＢ、コンデンサＣＬである。図１に示
すようなバスの機能は、可変抵抗ＶＲＢを変えることに
より実現する。また、図１に示すようなトレブル制御回
路を構成するのは抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲＴ、コンデン
サＣＨである。トレブルの機能は可変抵抗ＶＲＴを変え
ることにより実現する。
トーンコントロール回路について説明する。図２は、図
１のような周波数特性を実現するアナログ式トーンコン
トロール回路の従来例を示す。これは負帰還型のトーン
コントロール回路であり、オペアンプ（演算増幅器）を
反転増幅接続したものと、抵抗、可変抵抗、コンデンサ
より構成される。バス制御回路を構成するのは抵抗Ｒ
１、可変抵抗ＶＲＢ、コンデンサＣＬである。図１に示
すようなバスの機能は、可変抵抗ＶＲＢを変えることに
より実現する。また、図１に示すようなトレブル制御回
路を構成するのは抵抗Ｒ２、可変抵抗ＶＲＴ、コンデン
サＣＨである。トレブルの機能は可変抵抗ＶＲＴを変え
ることにより実現する。
【０００６】以上のような動作をするバス・トレブルの
Ｓ領域の伝達関数はコンデンサ、抵抗、可変抵抗を係数
要素として持つ次のような式となる。
Ｓ領域の伝達関数はコンデンサ、抵抗、可変抵抗を係数
要素として持つ次のような式となる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
【数２】
【０００９】また、バス・トレブルの各可変抵抗はそれ
ぞれ
ぞれ
【００１０】
【数３】VRB＝VRB1＋VRB2、 VRT＝VRT1＋VRT2 とした。
【００１１】バスの時定数は式（１）におけるＶＲＢと
Ｒ１の積和によりなる抵抗とＣＬとの積により決まる。
また、トレブルの時定数は式（２）におけるＶＲＴとＲ
１とＲ２の積和よりなる抵抗とＣＨとの積により決ま
る。バスおよびトレブルのターン・オーバー周波数であ
る１００Ｈｚ，１０ｋＨｚを実現するような時定数はこ
の場合大きくなる。
Ｒ１の積和によりなる抵抗とＣＬとの積により決まる。
また、トレブルの時定数は式（２）におけるＶＲＴとＲ
１とＲ２の積和よりなる抵抗とＣＨとの積により決ま
る。バスおよびトレブルのターン・オーバー周波数であ
る１００Ｈｚ，１０ｋＨｚを実現するような時定数はこ
の場合大きくなる。
【００１２】したがって、ＬＳＩ化する場合、抵抗また
はコンデンサのチップサイズに影響されるコストを考慮
すると、抵抗・コンデンサのいずれかがＬＳＩの外部の
部品となる。この場合、そのためのピンが必要となる。
また、ＬＳＩでは抵抗、コンデンサはＬＳＩプロセスに
依存し±２０％程度のばらつきを持つため、そのばらつ
きにより、周波数特性もばらついてしまう。
はコンデンサのチップサイズに影響されるコストを考慮
すると、抵抗・コンデンサのいずれかがＬＳＩの外部の
部品となる。この場合、そのためのピンが必要となる。
また、ＬＳＩでは抵抗、コンデンサはＬＳＩプロセスに
依存し±２０％程度のばらつきを持つため、そのばらつ
きにより、周波数特性もばらついてしまう。
【００１３】すなわち、アナログ式トーンコントロール
回路の問題点としては、 １．ＬＳＩプロセスに依存してその周波数特性が変わ
る： ２．ＬＳＩの外部の部品が必要となる。そのためＬＳＩ
との接続のためのピンが必要になる：ことが挙げられ
る。しかし、利点として １．信号の周波数特性がＦｓに依存しない：ことが挙げ
られる。
回路の問題点としては、 １．ＬＳＩプロセスに依存してその周波数特性が変わ
る： ２．ＬＳＩの外部の部品が必要となる。そのためＬＳＩ
との接続のためのピンが必要になる：ことが挙げられ
る。しかし、利点として １．信号の周波数特性がＦｓに依存しない：ことが挙げ
られる。
【００１４】次に、第２の従来技術として、デジタル式
トーンコントロール回路について説明する。図３にその
回路図を示す。本図において、１はトーンコントロール
の演算をするデジタルフィルタである。その係数はバ
ス，トレブルのゲインコントロール信号７，８により係
数回路６で選択される。その係数はアナログ式トーンコ
ントロール回路の伝達関数（式（１），式（２））に対
して、双一次ｓ／ｚ変換を施すことにより求められる。
双一次ｓ／ｚ変換の式は次のようになる。
トーンコントロール回路について説明する。図３にその
回路図を示す。本図において、１はトーンコントロール
の演算をするデジタルフィルタである。その係数はバ
ス，トレブルのゲインコントロール信号７，８により係
数回路６で選択される。その係数はアナログ式トーンコ
ントロール回路の伝達関数（式（１），式（２））に対
して、双一次ｓ／ｚ変換を施すことにより求められる。
双一次ｓ／ｚ変換の式は次のようになる。
【００１５】双一次ｓ／ｚ変換：伝達関数が１次の場合
【００１６】
【数４】
【００１７】
【数５】
【００１８】伝達関数が２次の場合
【００１９】
【数６】
【００２０】
【数７】
【００２１】これらの変換により、バスはＳ領域の２次
の関数から、Ｚ領域の２次の関数となる。同様にトレブ
ルはＺの１次の関数となる。
の関数から、Ｚ領域の２次の関数となる。同様にトレブ
ルはＺの１次の関数となる。
【００２２】これらの変換式からわかるように、変換は
Ｆｓと１対１に対応する。したがって、従来のデジタル
式トーンコントロール回路では、変換に用いたＦｓ以外
のＦｓで使用した場合、信号の振幅特性、位相特性の各
周波数特性がＦｓの違い分だけずれてしまう。
Ｆｓと１対１に対応する。したがって、従来のデジタル
式トーンコントロール回路では、変換に用いたＦｓ以外
のＦｓで使用した場合、信号の振幅特性、位相特性の各
周波数特性がＦｓの違い分だけずれてしまう。
【００２３】すなわち、トーンコントロール回路をデジ
タル回路で実現する場合、 １．信号の周波数特性がＦｓに依存する：と言う問題が
ある。しかし、利点として、 １．数値演算であるため、ＬＳＩプロセスの影響を受け
ない： ２．大きな時定数をアナログ素子（抵抗、コンデンサ）
で実現する必要がなく、ＬＳＩの外部の部品がいらない
ため、それとの接続のピンは不要である：ことが挙げら
れる。
タル回路で実現する場合、 １．信号の周波数特性がＦｓに依存する：と言う問題が
ある。しかし、利点として、 １．数値演算であるため、ＬＳＩプロセスの影響を受け
ない： ２．大きな時定数をアナログ素子（抵抗、コンデンサ）
で実現する必要がなく、ＬＳＩの外部の部品がいらない
ため、それとの接続のピンは不要である：ことが挙げら
れる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】従って、上述したよう
な第１および第２の従来技術では、信号の周波数特性が
ＬＳＩプロセスの素子の変動に依存せず、且つ、Ｆｓに
依存しないトーンコントロール回路を実現することはで
きなかった。
な第１および第２の従来技術では、信号の周波数特性が
ＬＳＩプロセスの素子の変動に依存せず、且つ、Ｆｓに
依存しないトーンコントロール回路を実現することはで
きなかった。
【００２５】よって本発明の目的は上述の点に鑑み、信
号の周波数特性がＬＳＩプロセスや、Ｆｓの変化に依存
しないデジタル式のトーンコントロール回路を提供する
ことにある。
号の周波数特性がＬＳＩプロセスや、Ｆｓの変化に依存
しないデジタル式のトーンコントロール回路を提供する
ことにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明は、信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用
の係数を切り換える手段を具備したものである。ここ
で、複数の信号サンプリング周波数に対応する各係数を
備えておくのが好適である。このとき、基本となる係数
を設け、該係数を２のべき乗することにより他の係数を
実現する手段を備えた構成とすることも可能である。
めに、本発明は、信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用
の係数を切り換える手段を具備したものである。ここ
で、複数の信号サンプリング周波数に対応する各係数を
備えておくのが好適である。このとき、基本となる係数
を設け、該係数を２のべき乗することにより他の係数を
実現する手段を備えた構成とすることも可能である。
【００２７】また、信号サンプリング周波数を検出する
ことで、係数の切り替えを自動的に行う手段を有するこ
とも可能である。あるいは、信号サンプリング周波数切
り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力の信号
がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有するこ
とも可能である。
ことで、係数の切り替えを自動的に行う手段を有するこ
とも可能である。あるいは、信号サンプリング周波数切
り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力の信号
がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有するこ
とも可能である。
【００２８】
１）本発明の上記構成によれば、従来技術では実現でき
なかった信号の周波数特性がＬＳＩプロセスおよびＦｓ
に依存しない、デジタル式トーンコントロール回路を実
現できる。
なかった信号の周波数特性がＬＳＩプロセスおよびＦｓ
に依存しない、デジタル式トーンコントロール回路を実
現できる。
【００２９】２）本発明によれば、複数のＦｓに対応す
る係数において、基本となる係数を設け、その係数を２
のべき乗することによって他の係数を実現する手段を備
えることにより、回路規模を縮小できる。
る係数において、基本となる係数を設け、その係数を２
のべき乗することによって他の係数を実現する手段を備
えることにより、回路規模を縮小できる。
【００３０】３）本発明によれば、Ｆｓ切り替え時の係
数の切り替えの自動化が行える。
数の切り替えの自動化が行える。
【００３１】４）本発明によれば、トーンコントロール
回路の入力信号がゼロレベルを横切るタイミングを検出
する回路を設けることにより、Ｆｓ切り替え時に生じる
信号の不連続性（パルス性ノイズ）を防止することがで
きる。
回路の入力信号がゼロレベルを横切るタイミングを検出
する回路を設けることにより、Ｆｓ切り替え時に生じる
信号の不連続性（パルス性ノイズ）を防止することがで
きる。
【００３２】また、上記の２）〜４）をそれぞれ組み合
わせて用いることで、各作用を併せ持つトーンコントロ
ール回路を実現できる。
わせて用いることで、各作用を併せ持つトーンコントロ
ール回路を実現できる。
【００３３】
【実施例】以下、図面を参照して、本発明の各実施例を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
【００３４】実施例１ 図４は、本発明の第１の実施例を示す。前述した第２の
従来技術では、図３を用いて説明したように、１つのＦ
ｓ（信号サンプリング周波数）に対応する係数を係数回
路６が備えている。しかしながら、この第２の従来技術
と本実施例との違いは、図４に示すように、Ｆｓの変化
に対応するために係数回路１６において、Ｆｓ指示信号
９でそのＦｓに対応した係数を選択し、Ｆｓの変化に対
応できるようにしたことである。
従来技術では、図３を用いて説明したように、１つのＦ
ｓ（信号サンプリング周波数）に対応する係数を係数回
路６が備えている。しかしながら、この第２の従来技術
と本実施例との違いは、図４に示すように、Ｆｓの変化
に対応するために係数回路１６において、Ｆｓ指示信号
９でそのＦｓに対応した係数を選択し、Ｆｓの変化に対
応できるようにしたことである。
【００３５】このように選択された係数をもとに、デジ
タルフィルタ１でトーンコントロールのための演算を行
う。
タルフィルタ１でトーンコントロールのための演算を行
う。
【００３６】ここで、実際のデジタルフィルタについて
詳説する。図５は、図４に示したデジタルフィルタ１を
３次ＩＩＲ型（無限インパルス応答）デジタルフィルタ
で実現したものである。本図に示した記号のうち、丸印
の中に＋マークを付した記号は加算、正方形の中にＺ-1
と書いてある記号は遅延、右または方向に向いた白抜き
矢印マークは信号を重み付けする係数を表し、遅延の数
がフィルタの次数となる。バスは２次ＩＩＲ型フィルタ
で実現し、トレブルは１次のＩＩＲ型フィルタで実現し
ている。そのバス、トレブルの伝達関数を次式で表わ
す。
詳説する。図５は、図４に示したデジタルフィルタ１を
３次ＩＩＲ型（無限インパルス応答）デジタルフィルタ
で実現したものである。本図に示した記号のうち、丸印
の中に＋マークを付した記号は加算、正方形の中にＺ-1
と書いてある記号は遅延、右または方向に向いた白抜き
矢印マークは信号を重み付けする係数を表し、遅延の数
がフィルタの次数となる。バスは２次ＩＩＲ型フィルタ
で実現し、トレブルは１次のＩＩＲ型フィルタで実現し
ている。そのバス、トレブルの伝達関数を次式で表わ
す。
【００３７】
【数８】
【００３８】
【数９】
【００３９】回路図中に示した白抜き矢印マークの値ａ
ｂ０，ａｂ１，ａｂ２，ｂｂ１，ｂｂ２は式（７）のバ
スの係数であり、ａｔ０，ａｔ１，ｂｔ１は式（８）の
トレブルの係数である。Ｆｓを変えた時には、これらの
係数がＦｓに対応するように変えられる。
ｂ０，ａｂ１，ａｂ２，ｂｂ１，ｂｂ２は式（７）のバ
スの係数であり、ａｔ０，ａｔ１，ｂｔ１は式（８）の
トレブルの係数である。Ｆｓを変えた時には、これらの
係数がＦｓに対応するように変えられる。
【００４０】先に、第１の従来技術として挙げた問題点
は、抵抗，コンデンサのチップサイズに影響されるコス
トを考慮した場合、抵抗，コンデンサのいずれかが外部
の部品となり、それに伴いＬＳＩとの接続のためのピン
が必要になること、ＬＳＩプロセスに依存する抵抗また
はコンデンサのばらつきにより、信号周波数特性がばら
つことである。また、第２の従来技術として挙げた問題
点は、信号の周波数特性がＦｓに依存することである。
は、抵抗，コンデンサのチップサイズに影響されるコス
トを考慮した場合、抵抗，コンデンサのいずれかが外部
の部品となり、それに伴いＬＳＩとの接続のためのピン
が必要になること、ＬＳＩプロセスに依存する抵抗また
はコンデンサのばらつきにより、信号周波数特性がばら
つことである。また、第２の従来技術として挙げた問題
点は、信号の周波数特性がＦｓに依存することである。
【００４１】これらの問題点は、ここで述べた本実施例
により、全て解決される。すなわち、ＬＳＩの外部部品
の必要性に伴い必要となるＬＳＩとの接続のためのピン
が不要となり、ＬＳＩプロセスに依存して信号周波数特
性が変わらず、且つ、信号周波数特性がＦｓに依存しな
いトーンコントロール回路を実現できる。
により、全て解決される。すなわち、ＬＳＩの外部部品
の必要性に伴い必要となるＬＳＩとの接続のためのピン
が不要となり、ＬＳＩプロセスに依存して信号周波数特
性が変わらず、且つ、信号周波数特性がＦｓに依存しな
いトーンコントロール回路を実現できる。
【００４２】実施例２ 実施例１で述べたトーンコントロール回路（図４）にお
いて、Ｆｓが変わった時に、対応する係数を、基準とな
る係数をシフトすることにより求める実施例を図６に示
す。
いて、Ｆｓが変わった時に、対応する係数を、基準とな
る係数をシフトすることにより求める実施例を図６に示
す。
【００４３】２進数の係数では、その係数を右に１ビッ
トシフトすると１／２倍、左に１ビットシフトすると２
倍と言ったように、係数をシフトすることにより容易に
２のべき乗の演算ができる。従って、本実施例の特色
は、基準係数発生回路１６′により基準となる係数を発
生し、その係数をシフトすることにより、いくつか異な
るＦｓに対応する係数を作り出すことである。
トシフトすると１／２倍、左に１ビットシフトすると２
倍と言ったように、係数をシフトすることにより容易に
２のべき乗の演算ができる。従って、本実施例の特色
は、基準係数発生回路１６′により基準となる係数を発
生し、その係数をシフトすることにより、いくつか異な
るＦｓに対応する係数を作り出すことである。
【００４４】すなわち、いくつかの異なるＦｓに対応す
る係数が基準となる１つの係数より求められるため、Ｆ
ｓに対応する係数の種類を低減できる。実際のデジタル
フィルタの係数はＲＯＭ回路により実現されており、係
数の種類の低減により、その回路規模を小さくすること
が可能となる。
る係数が基準となる１つの係数より求められるため、Ｆ
ｓに対応する係数の種類を低減できる。実際のデジタル
フィルタの係数はＲＯＭ回路により実現されており、係
数の種類の低減により、その回路規模を小さくすること
が可能となる。
【００４５】実施例３ 実施例１のトーンコントロール回路（図４）に対して、
周波数特性のずれを小さくする方法と回路規模を小さく
する方法を適用することについて以下に説明する。
周波数特性のずれを小さくする方法と回路規模を小さく
する方法を適用することについて以下に説明する。
【００４６】Ｓ領域の伝達関数からＺ領域の伝達関数に
変換するための双一次Ｓ／Ｚ変換は、言い替えるとアナ
ログ領域の伝達関数を、変換に用いるＦｓの範囲内でデ
ジタルに近似するものである。従って、変換で用いるＦ
ｓの値を大きくしていくと、デジタルの伝達関数の周波
数特性は、アナログの伝達関数の周波数特性に限りなく
近くなる。
変換するための双一次Ｓ／Ｚ変換は、言い替えるとアナ
ログ領域の伝達関数を、変換に用いるＦｓの範囲内でデ
ジタルに近似するものである。従って、変換で用いるＦ
ｓの値を大きくしていくと、デジタルの伝達関数の周波
数特性は、アナログの伝達関数の周波数特性に限りなく
近くなる。
【００４７】従って、変換で用いるＦｓをその２倍，４
倍，８倍とすることで、変換により生じる周波数特性の
ずれのより小さいトーンコントロール回路が実現でき
る。
倍，８倍とすることで、変換により生じる周波数特性の
ずれのより小さいトーンコントロール回路が実現でき
る。
【００４８】また、回路規模を小さくするために、バス
を２次ＩＩＲ型フィルタから１次ＩＩＲ型フィルタにす
る。１次ＩＩＲ型フィルタを求める方法は次の通りであ
る。
を２次ＩＩＲ型フィルタから１次ＩＩＲ型フィルタにす
る。１次ＩＩＲ型フィルタを求める方法は次の通りであ
る。
【００４９】まず、式（１）に示したバスのＳ領域の伝
達関数の分子多項式の２つの解（ゼロ点）を求める。こ
のように求めた２つのゼロ点から小さい方を選択する。
同様に分母多項式の２つの解（極）を求め、それらの２
つの極のうち小さい方を選ぶ。
達関数の分子多項式の２つの解（ゼロ点）を求める。こ
のように求めた２つのゼロ点から小さい方を選択する。
同様に分母多項式の２つの解（極）を求め、それらの２
つの極のうち小さい方を選ぶ。
【００５０】バスの基本的な周波数特性である、低域周
波数のゲインの上昇，下降は、そのターン・オーバー周
波数１００Ｈｚの近傍のゼロ点と極により決まる。前述
した小さい値のゼロ点，極は、その周波数の近傍に存在
する。大きい方のもう１つのゼロ点と極は、１ｋＨｚ近
傍、または、それ以上の周波数に存在するものであり、
振幅特性の傾きを急峻にする働きをしている。
波数のゲインの上昇，下降は、そのターン・オーバー周
波数１００Ｈｚの近傍のゼロ点と極により決まる。前述
した小さい値のゼロ点，極は、その周波数の近傍に存在
する。大きい方のもう１つのゼロ点と極は、１ｋＨｚ近
傍、または、それ以上の周波数に存在するものであり、
振幅特性の傾きを急峻にする働きをしている。
【００５１】従って、小さい方のゼロ点と極のみを用い
て伝達関数を再構成することにより、多少振幅特性の傾
きが変わるが、聴感特性上は問題のないトーンコントロ
ール回路を実現できる。
て伝達関数を再構成することにより、多少振幅特性の傾
きが変わるが、聴感特性上は問題のないトーンコントロ
ール回路を実現できる。
【００５２】このようにして得た第３の実施例による回
路を図７に示す。本図に示した回路と図５に示した２次
のバスの回路とを比較すると、加算回路は１個、遅延回
路は１個、係数回路の数は２個、それぞれ少なくできる
ことがわかる。すなわち、本実施例により、聴感特性を
損なうことなく、デジタルフィルタの回路規模、およ
び、係数を実現するＲＯＭ回路の規模を小さくすること
が可能となる。
路を図７に示す。本図に示した回路と図５に示した２次
のバスの回路とを比較すると、加算回路は１個、遅延回
路は１個、係数回路の数は２個、それぞれ少なくできる
ことがわかる。すなわち、本実施例により、聴感特性を
損なうことなく、デジタルフィルタの回路規模、およ
び、係数を実現するＲＯＭ回路の規模を小さくすること
が可能となる。
【００５３】実施例４ 実施例１で述べたトーンコントロール回路（図４）にＦ
ｓを検出する回路を備えた実施例を図８に示す。図８の
Ｆｓ検出回路２０がＦｓを検出するための回路で、その
回路から得たＦｓ指示信号をもとに、係数回路１６で対
応するＦｓの係数を選択する。
ｓを検出する回路を備えた実施例を図８に示す。図８の
Ｆｓ検出回路２０がＦｓを検出するための回路で、その
回路から得たＦｓ指示信号をもとに、係数回路１６で対
応するＦｓの係数を選択する。
【００５４】ＬＳＩの場合、それを制御するための外部
の回路が必要である。本実施例の回路により、Ｆｓの切
り替えを自動的に行えるようになる。それにより、Ｆｓ
切り替えのためのＦｓ指示信号を外部から与える必要が
なくなり、ＬＳＩを制御するための外部の回路の簡素化
が図れる。
の回路が必要である。本実施例の回路により、Ｆｓの切
り替えを自動的に行えるようになる。それにより、Ｆｓ
切り替えのためのＦｓ指示信号を外部から与える必要が
なくなり、ＬＳＩを制御するための外部の回路の簡素化
が図れる。
【００５５】実施例５ 実施例１で述べたトーンコントロール回路（図４）にゼ
ロクロス検出回路を備えた実施例を図９に示す。図９の
ゼロクロス検出回路３０は、入力信号がゼロレベルを横
切るタイミングを入力信号の符号ビット（０が正で、１
が負）の変化により、Ｆｓが変わった時の係数の切り替
えタイミングを作り出している。
ロクロス検出回路を備えた実施例を図９に示す。図９の
ゼロクロス検出回路３０は、入力信号がゼロレベルを横
切るタイミングを入力信号の符号ビット（０が正で、１
が負）の変化により、Ｆｓが変わった時の係数の切り替
えタイミングを作り出している。
【００５６】デジタルフィルタの演算では、その入力と
フィルタ係数の積が必ず存在する。いま、ある時刻の入
力信号の振幅値をＩ、係数をａとして表した場合、その
関係はＩ×ａとして表せる。仮にＦｓの切り替えによ
り、その係数ａがａ１からａ２に変わったとすると、そ
れによる信号の負連続性により生じるノイズはΔＮ＝Ｉ
×（ａ１−ａ２）となる。この関係において、ａ１−ａ
２はＦｓ切り替え時に必ず生じる固有の値であるため、
その値の大小を操作することはできない。
フィルタ係数の積が必ず存在する。いま、ある時刻の入
力信号の振幅値をＩ、係数をａとして表した場合、その
関係はＩ×ａとして表せる。仮にＦｓの切り替えによ
り、その係数ａがａ１からａ２に変わったとすると、そ
れによる信号の負連続性により生じるノイズはΔＮ＝Ｉ
×（ａ１−ａ２）となる。この関係において、ａ１−ａ
２はＦｓ切り替え時に必ず生じる固有の値であるため、
その値の大小を操作することはできない。
【００５７】よって、ΔＮをゼロにするには、Ｉの値が
ゼロの時に係数の切り替えを行えばよい。このゼロクロ
ス検出回路３０は、そのＩがゼロとなるタイミングを検
出するものである。
ゼロの時に係数の切り替えを行えばよい。このゼロクロ
ス検出回路３０は、そのＩがゼロとなるタイミングを検
出するものである。
【００５８】上述した信号の不連続性により生じるノイ
ズは、スイッチを切り替えた時などに聞こえるプツ音と
同じように聞こえる。従って、本実施例により聴感上問
題となるこのノイズを除去したトーンコントロール回路
が実現できる。
ズは、スイッチを切り替えた時などに聞こえるプツ音と
同じように聞こえる。従って、本実施例により聴感上問
題となるこのノイズを除去したトーンコントロール回路
が実現できる。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したとおり本発明によれば、従
来技術では実現できなかった、信号の周波数特性がＬＳ
ＩプロセスおよびＦｓ（信号サンプリング周波数）に依
存しないトーンコントロール回路を、回路規模を縮小し
て実現することができる。
来技術では実現できなかった、信号の周波数特性がＬＳ
ＩプロセスおよびＦｓ（信号サンプリング周波数）に依
存しないトーンコントロール回路を、回路規模を縮小し
て実現することができる。
【００６０】さらに、Ｆｓ検出回路を付加することによ
り、自動的に係数の切り替えが行える。また、ゼロクロ
ス検出回路を用いることで、Ｆｓ切り替え時に生じるパ
ルス性ノイズを除去することができる。
り、自動的に係数の切り替えが行える。また、ゼロクロ
ス検出回路を用いることで、Ｆｓ切り替え時に生じるパ
ルス性ノイズを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なトーンコントロール回路の周波数特性
を例示した線図である。
を例示した線図である。
【図２】従来から知られているアナログ式のトーンコン
トロール回路を示す図である。
トロール回路を示す図である。
【図３】従来から知られているデジタル式のトーンコン
トロール回路を示す図である。
トロール回路を示す図である。
【図４】第１の実施例によるトーンコントロール回路を
示す図である。
示す図である。
【図５】第１の実施例に用いるデジタルフィルタを示し
た回路図である。
た回路図である。
【図６】第２の実施例を示す回路図である。
【図７】第３の実施例を示す回路図である。
【図８】第４の実施例を示す回路図である。
【図９】第５の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】 １ デジタルフィルタ ２ 入力信号 ３ 出力信号 ４ 係数データ ５ サンプリングクロック ６ 係数回路 ７ バスゲイン・コントロール信号 ８ トレブルゲイン・コントロール信号 ９ Ｆｓ（信号サンプリング周波数）指示信号 １０ 係数シフト回路 １１ 基準係数データ １６ 係数回路 １６′ 基準係数発生回路 ２０ サンプリング周波数検出回路 ３０ ゼロクロス検出回路
Claims (5)
- 【請求項１】 信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、 信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用の係数
を切り換える手段を具備したことを特徴とするトーンコ
ントロール回路。 - 【請求項２】 請求項１において、複数の信号サンプリ
ング周波数に対応する各係数を備えたことを特徴とする
トーンコントロール回路。 - 【請求項３】 請求項２において、基本となる係数を設
け、該係数を２のべき乗することにより他の係数を実現
する手段を備えたことを特徴とするトーンコントロール
回路。 - 【請求項４】 請求項１において、信号サンプリング周
波数を検出することで、係数の切り替えを自動的に行う
手段を有することを特徴とするトーンコントロール回
路。 - 【請求項５】 請求項１において、信号サンプリング周
波数切り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力
の信号がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有
することを特徴とするトーンコントロール回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9736394A JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9736394A JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07307629A true JPH07307629A (ja) | 1995-11-21 |
Family
ID=14190425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9736394A Pending JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07307629A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0803978A2 (en) * | 1996-04-26 | 1997-10-29 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
| EP1289143A2 (en) * | 2001-08-08 | 2003-03-05 | Tektronix, Inc. | Variable sample rate recursive digital filter |
| JP2006261809A (ja) * | 2005-03-15 | 2006-09-28 | Fujitsu Ten Ltd | 音質調整装置および音質調整方法 |
| US7684883B2 (en) | 2004-04-28 | 2010-03-23 | Sony Corporation | Information processing apparatus, information processing method, and program |
| JP2015088926A (ja) * | 2013-10-30 | 2015-05-07 | トヨタ自動車株式会社 | デジタルフィルタ |
| JP2022037727A (ja) * | 2020-08-25 | 2022-03-09 | 株式会社東海理化電機製作所 | 音調整装置、音処理方法、及びプログラム |
-
1994
- 1994-05-11 JP JP9736394A patent/JPH07307629A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0803978A2 (en) * | 1996-04-26 | 1997-10-29 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
| EP0803978A3 (en) * | 1996-04-26 | 1999-04-28 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
| US6108428A (en) * | 1996-04-26 | 2000-08-22 | Sanyo Electric Co., Ltd | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
| EP1289143A2 (en) * | 2001-08-08 | 2003-03-05 | Tektronix, Inc. | Variable sample rate recursive digital filter |
| EP1289143B1 (en) * | 2001-08-08 | 2008-12-17 | Tektronix, Inc. | Variable sample rate recursive digital filter |
| US7684883B2 (en) | 2004-04-28 | 2010-03-23 | Sony Corporation | Information processing apparatus, information processing method, and program |
| JP2006261809A (ja) * | 2005-03-15 | 2006-09-28 | Fujitsu Ten Ltd | 音質調整装置および音質調整方法 |
| JP4560429B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2010-10-13 | 富士通テン株式会社 | 音質調整装置および音質調整方法 |
| JP2015088926A (ja) * | 2013-10-30 | 2015-05-07 | トヨタ自動車株式会社 | デジタルフィルタ |
| JP2022037727A (ja) * | 2020-08-25 | 2022-03-09 | 株式会社東海理化電機製作所 | 音調整装置、音処理方法、及びプログラム |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020531 |