JPH07307629A - トーンコントロール回路 - Google Patents
トーンコントロール回路Info
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- JPH07307629A JPH07307629A JP9736394A JP9736394A JPH07307629A JP H07307629 A JPH07307629 A JP H07307629A JP 9736394 A JP9736394 A JP 9736394A JP 9736394 A JP9736394 A JP 9736394A JP H07307629 A JPH07307629 A JP H07307629A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coefficient
- control circuit
- tone control
- circuit
- signal
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 従来技術と本実施例との違いは、Fs(信号
サンプリング周波数)の変化に対応するために係数回路
16において、Fs指示信号9でそのFsに対応した係
数を選択し、Fsの変化に対応できるようにしたことで
ある。このように選択された係数をもとに、デジタルフ
ィルタ1でトーンコントロールのための演算を行う。 【効果】 従来技術では実現できなかった、信号の周波
数特性がLSIプロセスおよびFs(信号サンプリング
周波数)に依存しないトーンコントロール回路を、回路
規模を縮小して実現することができる。
サンプリング周波数)の変化に対応するために係数回路
16において、Fs指示信号9でそのFsに対応した係
数を選択し、Fsの変化に対応できるようにしたことで
ある。このように選択された係数をもとに、デジタルフ
ィルタ1でトーンコントロールのための演算を行う。 【効果】 従来技術では実現できなかった、信号の周波
数特性がLSIプロセスおよびFs(信号サンプリング
周波数)に依存しないトーンコントロール回路を、回路
規模を縮小して実現することができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、信号周波数特性の低域
周波数でのゲイン、および、高域周波数でのゲインを独
立して制御するデジタルフィルタを有するトーンコント
ロール回路に関するものである。さらに詳述すれば本発
明は、オーディオ・マルチメディアなどの分野において
複数の信号サンプリング周波数(以下、Fsと略する)
で使用可能なデジタル式トーンコントロール回路に関す
る。
周波数でのゲイン、および、高域周波数でのゲインを独
立して制御するデジタルフィルタを有するトーンコント
ロール回路に関するものである。さらに詳述すれば本発
明は、オーディオ・マルチメディアなどの分野において
複数の信号サンプリング周波数(以下、Fsと略する)
で使用可能なデジタル式トーンコントロール回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】図1は、一般的なオーディオ・マルチメ
ディア用トーンコントロール回路の周波数特性を示す。
図1において低域周波数特性(1kHz以下)を実現す
るものをバスと言い、高域周波数特性(1kHz以上)
を実現するものをトレブルという。通常バス・トレブル
のゲインは図1に示すように何段階かに切り替えられ
る。この図1ではゲインの刻みを2dBとし、±方向に
各7段階としてある。
ディア用トーンコントロール回路の周波数特性を示す。
図1において低域周波数特性(1kHz以下)を実現す
るものをバスと言い、高域周波数特性(1kHz以上)
を実現するものをトレブルという。通常バス・トレブル
のゲインは図1に示すように何段階かに切り替えられ
る。この図1ではゲインの刻みを2dBとし、±方向に
各7段階としてある。
【0003】図1に示したバス・トレブルの周波数特性
において、ゲインが上昇または下降を始める周波数をタ
ーン・オーバー周波数といい、バスでは100Hz、ト
レブルでは10kHz前後である。
において、ゲインが上昇または下降を始める周波数をタ
ーン・オーバー周波数といい、バスでは100Hz、ト
レブルでは10kHz前後である。
【0004】このようなトーンコントロール回路には、
アナログ式およびデジタル式の2つの従来技術がある。
以下、それらについて説明する。
アナログ式およびデジタル式の2つの従来技術がある。
以下、それらについて説明する。
【0005】まず、第1の従来技術として、アナログ式
トーンコントロール回路について説明する。図2は、図
1のような周波数特性を実現するアナログ式トーンコン
トロール回路の従来例を示す。これは負帰還型のトーン
コントロール回路であり、オペアンプ(演算増幅器)を
反転増幅接続したものと、抵抗、可変抵抗、コンデンサ
より構成される。バス制御回路を構成するのは抵抗R
1、可変抵抗VRB、コンデンサCLである。図1に示
すようなバスの機能は、可変抵抗VRBを変えることに
より実現する。また、図1に示すようなトレブル制御回
路を構成するのは抵抗R2、可変抵抗VRT、コンデン
サCHである。トレブルの機能は可変抵抗VRTを変え
ることにより実現する。
トーンコントロール回路について説明する。図2は、図
1のような周波数特性を実現するアナログ式トーンコン
トロール回路の従来例を示す。これは負帰還型のトーン
コントロール回路であり、オペアンプ(演算増幅器)を
反転増幅接続したものと、抵抗、可変抵抗、コンデンサ
より構成される。バス制御回路を構成するのは抵抗R
1、可変抵抗VRB、コンデンサCLである。図1に示
すようなバスの機能は、可変抵抗VRBを変えることに
より実現する。また、図1に示すようなトレブル制御回
路を構成するのは抵抗R2、可変抵抗VRT、コンデン
サCHである。トレブルの機能は可変抵抗VRTを変え
ることにより実現する。
【0006】以上のような動作をするバス・トレブルの
S領域の伝達関数はコンデンサ、抵抗、可変抵抗を係数
要素として持つ次のような式となる。
S領域の伝達関数はコンデンサ、抵抗、可変抵抗を係数
要素として持つ次のような式となる。
【0007】
【数1】
【0008】
【数2】
【0009】また、バス・トレブルの各可変抵抗はそれ
ぞれ
ぞれ
【0010】
【数3】VRB=VRB1+VRB2、 VRT=VRT1+VRT2 とした。
【0011】バスの時定数は式(1)におけるVRBと
R1の積和によりなる抵抗とCLとの積により決まる。
また、トレブルの時定数は式(2)におけるVRTとR
1とR2の積和よりなる抵抗とCHとの積により決ま
る。バスおよびトレブルのターン・オーバー周波数であ
る100Hz,10kHzを実現するような時定数はこ
の場合大きくなる。
R1の積和によりなる抵抗とCLとの積により決まる。
また、トレブルの時定数は式(2)におけるVRTとR
1とR2の積和よりなる抵抗とCHとの積により決ま
る。バスおよびトレブルのターン・オーバー周波数であ
る100Hz,10kHzを実現するような時定数はこ
の場合大きくなる。
【0012】したがって、LSI化する場合、抵抗また
はコンデンサのチップサイズに影響されるコストを考慮
すると、抵抗・コンデンサのいずれかがLSIの外部の
部品となる。この場合、そのためのピンが必要となる。
また、LSIでは抵抗、コンデンサはLSIプロセスに
依存し±20%程度のばらつきを持つため、そのばらつ
きにより、周波数特性もばらついてしまう。
はコンデンサのチップサイズに影響されるコストを考慮
すると、抵抗・コンデンサのいずれかがLSIの外部の
部品となる。この場合、そのためのピンが必要となる。
また、LSIでは抵抗、コンデンサはLSIプロセスに
依存し±20%程度のばらつきを持つため、そのばらつ
きにより、周波数特性もばらついてしまう。
【0013】すなわち、アナログ式トーンコントロール
回路の問題点としては、 1.LSIプロセスに依存してその周波数特性が変わ
る: 2.LSIの外部の部品が必要となる。そのためLSI
との接続のためのピンが必要になる:ことが挙げられ
る。しかし、利点として 1.信号の周波数特性がFsに依存しない:ことが挙げ
られる。
回路の問題点としては、 1.LSIプロセスに依存してその周波数特性が変わ
る: 2.LSIの外部の部品が必要となる。そのためLSI
との接続のためのピンが必要になる:ことが挙げられ
る。しかし、利点として 1.信号の周波数特性がFsに依存しない:ことが挙げ
られる。
【0014】次に、第2の従来技術として、デジタル式
トーンコントロール回路について説明する。図3にその
回路図を示す。本図において、1はトーンコントロール
の演算をするデジタルフィルタである。その係数はバ
ス,トレブルのゲインコントロール信号7,8により係
数回路6で選択される。その係数はアナログ式トーンコ
ントロール回路の伝達関数(式(1),式(2))に対
して、双一次s/z変換を施すことにより求められる。
双一次s/z変換の式は次のようになる。
トーンコントロール回路について説明する。図3にその
回路図を示す。本図において、1はトーンコントロール
の演算をするデジタルフィルタである。その係数はバ
ス,トレブルのゲインコントロール信号7,8により係
数回路6で選択される。その係数はアナログ式トーンコ
ントロール回路の伝達関数(式(1),式(2))に対
して、双一次s/z変換を施すことにより求められる。
双一次s/z変換の式は次のようになる。
【0015】双一次s/z変換:伝達関数が1次の場合
【0016】
【数4】
【0017】
【数5】
【0018】伝達関数が2次の場合
【0019】
【数6】
【0020】
【数7】
【0021】これらの変換により、バスはS領域の2次
の関数から、Z領域の2次の関数となる。同様にトレブ
ルはZの1次の関数となる。
の関数から、Z領域の2次の関数となる。同様にトレブ
ルはZの1次の関数となる。
【0022】これらの変換式からわかるように、変換は
Fsと1対1に対応する。したがって、従来のデジタル
式トーンコントロール回路では、変換に用いたFs以外
のFsで使用した場合、信号の振幅特性、位相特性の各
周波数特性がFsの違い分だけずれてしまう。
Fsと1対1に対応する。したがって、従来のデジタル
式トーンコントロール回路では、変換に用いたFs以外
のFsで使用した場合、信号の振幅特性、位相特性の各
周波数特性がFsの違い分だけずれてしまう。
【0023】すなわち、トーンコントロール回路をデジ
タル回路で実現する場合、 1.信号の周波数特性がFsに依存する:と言う問題が
ある。しかし、利点として、 1.数値演算であるため、LSIプロセスの影響を受け
ない: 2.大きな時定数をアナログ素子(抵抗、コンデンサ)
で実現する必要がなく、LSIの外部の部品がいらない
ため、それとの接続のピンは不要である:ことが挙げら
れる。
タル回路で実現する場合、 1.信号の周波数特性がFsに依存する:と言う問題が
ある。しかし、利点として、 1.数値演算であるため、LSIプロセスの影響を受け
ない: 2.大きな時定数をアナログ素子(抵抗、コンデンサ)
で実現する必要がなく、LSIの外部の部品がいらない
ため、それとの接続のピンは不要である:ことが挙げら
れる。
【0024】
【発明が解決しようとする課題】従って、上述したよう
な第1および第2の従来技術では、信号の周波数特性が
LSIプロセスの素子の変動に依存せず、且つ、Fsに
依存しないトーンコントロール回路を実現することはで
きなかった。
な第1および第2の従来技術では、信号の周波数特性が
LSIプロセスの素子の変動に依存せず、且つ、Fsに
依存しないトーンコントロール回路を実現することはで
きなかった。
【0025】よって本発明の目的は上述の点に鑑み、信
号の周波数特性がLSIプロセスや、Fsの変化に依存
しないデジタル式のトーンコントロール回路を提供する
ことにある。
号の周波数特性がLSIプロセスや、Fsの変化に依存
しないデジタル式のトーンコントロール回路を提供する
ことにある。
【0026】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明は、信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用
の係数を切り換える手段を具備したものである。ここ
で、複数の信号サンプリング周波数に対応する各係数を
備えておくのが好適である。このとき、基本となる係数
を設け、該係数を2のべき乗することにより他の係数を
実現する手段を備えた構成とすることも可能である。
めに、本発明は、信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用
の係数を切り換える手段を具備したものである。ここ
で、複数の信号サンプリング周波数に対応する各係数を
備えておくのが好適である。このとき、基本となる係数
を設け、該係数を2のべき乗することにより他の係数を
実現する手段を備えた構成とすることも可能である。
【0027】また、信号サンプリング周波数を検出する
ことで、係数の切り替えを自動的に行う手段を有するこ
とも可能である。あるいは、信号サンプリング周波数切
り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力の信号
がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有するこ
とも可能である。
ことで、係数の切り替えを自動的に行う手段を有するこ
とも可能である。あるいは、信号サンプリング周波数切
り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力の信号
がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有するこ
とも可能である。
【0028】
1)本発明の上記構成によれば、従来技術では実現でき
なかった信号の周波数特性がLSIプロセスおよびFs
に依存しない、デジタル式トーンコントロール回路を実
現できる。
なかった信号の周波数特性がLSIプロセスおよびFs
に依存しない、デジタル式トーンコントロール回路を実
現できる。
【0029】2)本発明によれば、複数のFsに対応す
る係数において、基本となる係数を設け、その係数を2
のべき乗することによって他の係数を実現する手段を備
えることにより、回路規模を縮小できる。
る係数において、基本となる係数を設け、その係数を2
のべき乗することによって他の係数を実現する手段を備
えることにより、回路規模を縮小できる。
【0030】3)本発明によれば、Fs切り替え時の係
数の切り替えの自動化が行える。
数の切り替えの自動化が行える。
【0031】4)本発明によれば、トーンコントロール
回路の入力信号がゼロレベルを横切るタイミングを検出
する回路を設けることにより、Fs切り替え時に生じる
信号の不連続性(パルス性ノイズ)を防止することがで
きる。
回路の入力信号がゼロレベルを横切るタイミングを検出
する回路を設けることにより、Fs切り替え時に生じる
信号の不連続性(パルス性ノイズ)を防止することがで
きる。
【0032】また、上記の2)〜4)をそれぞれ組み合
わせて用いることで、各作用を併せ持つトーンコントロ
ール回路を実現できる。
わせて用いることで、各作用を併せ持つトーンコントロ
ール回路を実現できる。
【0033】
【実施例】以下、図面を参照して、本発明の各実施例を
詳細に説明する。
詳細に説明する。
【0034】実施例1 図4は、本発明の第1の実施例を示す。前述した第2の
従来技術では、図3を用いて説明したように、1つのF
s(信号サンプリング周波数)に対応する係数を係数回
路6が備えている。しかしながら、この第2の従来技術
と本実施例との違いは、図4に示すように、Fsの変化
に対応するために係数回路16において、Fs指示信号
9でそのFsに対応した係数を選択し、Fsの変化に対
応できるようにしたことである。
従来技術では、図3を用いて説明したように、1つのF
s(信号サンプリング周波数)に対応する係数を係数回
路6が備えている。しかしながら、この第2の従来技術
と本実施例との違いは、図4に示すように、Fsの変化
に対応するために係数回路16において、Fs指示信号
9でそのFsに対応した係数を選択し、Fsの変化に対
応できるようにしたことである。
【0035】このように選択された係数をもとに、デジ
タルフィルタ1でトーンコントロールのための演算を行
う。
タルフィルタ1でトーンコントロールのための演算を行
う。
【0036】ここで、実際のデジタルフィルタについて
詳説する。図5は、図4に示したデジタルフィルタ1を
3次IIR型(無限インパルス応答)デジタルフィルタ
で実現したものである。本図に示した記号のうち、丸印
の中に+マークを付した記号は加算、正方形の中にZ-1
と書いてある記号は遅延、右または方向に向いた白抜き
矢印マークは信号を重み付けする係数を表し、遅延の数
がフィルタの次数となる。バスは2次IIR型フィルタ
で実現し、トレブルは1次のIIR型フィルタで実現し
ている。そのバス、トレブルの伝達関数を次式で表わ
す。
詳説する。図5は、図4に示したデジタルフィルタ1を
3次IIR型(無限インパルス応答)デジタルフィルタ
で実現したものである。本図に示した記号のうち、丸印
の中に+マークを付した記号は加算、正方形の中にZ-1
と書いてある記号は遅延、右または方向に向いた白抜き
矢印マークは信号を重み付けする係数を表し、遅延の数
がフィルタの次数となる。バスは2次IIR型フィルタ
で実現し、トレブルは1次のIIR型フィルタで実現し
ている。そのバス、トレブルの伝達関数を次式で表わ
す。
【0037】
【数8】
【0038】
【数9】
【0039】回路図中に示した白抜き矢印マークの値a
b0,ab1,ab2,bb1,bb2は式(7)のバ
スの係数であり、at0,at1,bt1は式(8)の
トレブルの係数である。Fsを変えた時には、これらの
係数がFsに対応するように変えられる。
b0,ab1,ab2,bb1,bb2は式(7)のバ
スの係数であり、at0,at1,bt1は式(8)の
トレブルの係数である。Fsを変えた時には、これらの
係数がFsに対応するように変えられる。
【0040】先に、第1の従来技術として挙げた問題点
は、抵抗,コンデンサのチップサイズに影響されるコス
トを考慮した場合、抵抗,コンデンサのいずれかが外部
の部品となり、それに伴いLSIとの接続のためのピン
が必要になること、LSIプロセスに依存する抵抗また
はコンデンサのばらつきにより、信号周波数特性がばら
つことである。また、第2の従来技術として挙げた問題
点は、信号の周波数特性がFsに依存することである。
は、抵抗,コンデンサのチップサイズに影響されるコス
トを考慮した場合、抵抗,コンデンサのいずれかが外部
の部品となり、それに伴いLSIとの接続のためのピン
が必要になること、LSIプロセスに依存する抵抗また
はコンデンサのばらつきにより、信号周波数特性がばら
つことである。また、第2の従来技術として挙げた問題
点は、信号の周波数特性がFsに依存することである。
【0041】これらの問題点は、ここで述べた本実施例
により、全て解決される。すなわち、LSIの外部部品
の必要性に伴い必要となるLSIとの接続のためのピン
が不要となり、LSIプロセスに依存して信号周波数特
性が変わらず、且つ、信号周波数特性がFsに依存しな
いトーンコントロール回路を実現できる。
により、全て解決される。すなわち、LSIの外部部品
の必要性に伴い必要となるLSIとの接続のためのピン
が不要となり、LSIプロセスに依存して信号周波数特
性が変わらず、且つ、信号周波数特性がFsに依存しな
いトーンコントロール回路を実現できる。
【0042】実施例2 実施例1で述べたトーンコントロール回路(図4)にお
いて、Fsが変わった時に、対応する係数を、基準とな
る係数をシフトすることにより求める実施例を図6に示
す。
いて、Fsが変わった時に、対応する係数を、基準とな
る係数をシフトすることにより求める実施例を図6に示
す。
【0043】2進数の係数では、その係数を右に1ビッ
トシフトすると1/2倍、左に1ビットシフトすると2
倍と言ったように、係数をシフトすることにより容易に
2のべき乗の演算ができる。従って、本実施例の特色
は、基準係数発生回路16′により基準となる係数を発
生し、その係数をシフトすることにより、いくつか異な
るFsに対応する係数を作り出すことである。
トシフトすると1/2倍、左に1ビットシフトすると2
倍と言ったように、係数をシフトすることにより容易に
2のべき乗の演算ができる。従って、本実施例の特色
は、基準係数発生回路16′により基準となる係数を発
生し、その係数をシフトすることにより、いくつか異な
るFsに対応する係数を作り出すことである。
【0044】すなわち、いくつかの異なるFsに対応す
る係数が基準となる1つの係数より求められるため、F
sに対応する係数の種類を低減できる。実際のデジタル
フィルタの係数はROM回路により実現されており、係
数の種類の低減により、その回路規模を小さくすること
が可能となる。
る係数が基準となる1つの係数より求められるため、F
sに対応する係数の種類を低減できる。実際のデジタル
フィルタの係数はROM回路により実現されており、係
数の種類の低減により、その回路規模を小さくすること
が可能となる。
【0045】実施例3 実施例1のトーンコントロール回路(図4)に対して、
周波数特性のずれを小さくする方法と回路規模を小さく
する方法を適用することについて以下に説明する。
周波数特性のずれを小さくする方法と回路規模を小さく
する方法を適用することについて以下に説明する。
【0046】S領域の伝達関数からZ領域の伝達関数に
変換するための双一次S/Z変換は、言い替えるとアナ
ログ領域の伝達関数を、変換に用いるFsの範囲内でデ
ジタルに近似するものである。従って、変換で用いるF
sの値を大きくしていくと、デジタルの伝達関数の周波
数特性は、アナログの伝達関数の周波数特性に限りなく
近くなる。
変換するための双一次S/Z変換は、言い替えるとアナ
ログ領域の伝達関数を、変換に用いるFsの範囲内でデ
ジタルに近似するものである。従って、変換で用いるF
sの値を大きくしていくと、デジタルの伝達関数の周波
数特性は、アナログの伝達関数の周波数特性に限りなく
近くなる。
【0047】従って、変換で用いるFsをその2倍,4
倍,8倍とすることで、変換により生じる周波数特性の
ずれのより小さいトーンコントロール回路が実現でき
る。
倍,8倍とすることで、変換により生じる周波数特性の
ずれのより小さいトーンコントロール回路が実現でき
る。
【0048】また、回路規模を小さくするために、バス
を2次IIR型フィルタから1次IIR型フィルタにす
る。1次IIR型フィルタを求める方法は次の通りであ
る。
を2次IIR型フィルタから1次IIR型フィルタにす
る。1次IIR型フィルタを求める方法は次の通りであ
る。
【0049】まず、式(1)に示したバスのS領域の伝
達関数の分子多項式の2つの解(ゼロ点)を求める。こ
のように求めた2つのゼロ点から小さい方を選択する。
同様に分母多項式の2つの解(極)を求め、それらの2
つの極のうち小さい方を選ぶ。
達関数の分子多項式の2つの解(ゼロ点)を求める。こ
のように求めた2つのゼロ点から小さい方を選択する。
同様に分母多項式の2つの解(極)を求め、それらの2
つの極のうち小さい方を選ぶ。
【0050】バスの基本的な周波数特性である、低域周
波数のゲインの上昇,下降は、そのターン・オーバー周
波数100Hzの近傍のゼロ点と極により決まる。前述
した小さい値のゼロ点,極は、その周波数の近傍に存在
する。大きい方のもう1つのゼロ点と極は、1kHz近
傍、または、それ以上の周波数に存在するものであり、
振幅特性の傾きを急峻にする働きをしている。
波数のゲインの上昇,下降は、そのターン・オーバー周
波数100Hzの近傍のゼロ点と極により決まる。前述
した小さい値のゼロ点,極は、その周波数の近傍に存在
する。大きい方のもう1つのゼロ点と極は、1kHz近
傍、または、それ以上の周波数に存在するものであり、
振幅特性の傾きを急峻にする働きをしている。
【0051】従って、小さい方のゼロ点と極のみを用い
て伝達関数を再構成することにより、多少振幅特性の傾
きが変わるが、聴感特性上は問題のないトーンコントロ
ール回路を実現できる。
て伝達関数を再構成することにより、多少振幅特性の傾
きが変わるが、聴感特性上は問題のないトーンコントロ
ール回路を実現できる。
【0052】このようにして得た第3の実施例による回
路を図7に示す。本図に示した回路と図5に示した2次
のバスの回路とを比較すると、加算回路は1個、遅延回
路は1個、係数回路の数は2個、それぞれ少なくできる
ことがわかる。すなわち、本実施例により、聴感特性を
損なうことなく、デジタルフィルタの回路規模、およ
び、係数を実現するROM回路の規模を小さくすること
が可能となる。
路を図7に示す。本図に示した回路と図5に示した2次
のバスの回路とを比較すると、加算回路は1個、遅延回
路は1個、係数回路の数は2個、それぞれ少なくできる
ことがわかる。すなわち、本実施例により、聴感特性を
損なうことなく、デジタルフィルタの回路規模、およ
び、係数を実現するROM回路の規模を小さくすること
が可能となる。
【0053】実施例4 実施例1で述べたトーンコントロール回路(図4)にF
sを検出する回路を備えた実施例を図8に示す。図8の
Fs検出回路20がFsを検出するための回路で、その
回路から得たFs指示信号をもとに、係数回路16で対
応するFsの係数を選択する。
sを検出する回路を備えた実施例を図8に示す。図8の
Fs検出回路20がFsを検出するための回路で、その
回路から得たFs指示信号をもとに、係数回路16で対
応するFsの係数を選択する。
【0054】LSIの場合、それを制御するための外部
の回路が必要である。本実施例の回路により、Fsの切
り替えを自動的に行えるようになる。それにより、Fs
切り替えのためのFs指示信号を外部から与える必要が
なくなり、LSIを制御するための外部の回路の簡素化
が図れる。
の回路が必要である。本実施例の回路により、Fsの切
り替えを自動的に行えるようになる。それにより、Fs
切り替えのためのFs指示信号を外部から与える必要が
なくなり、LSIを制御するための外部の回路の簡素化
が図れる。
【0055】実施例5 実施例1で述べたトーンコントロール回路(図4)にゼ
ロクロス検出回路を備えた実施例を図9に示す。図9の
ゼロクロス検出回路30は、入力信号がゼロレベルを横
切るタイミングを入力信号の符号ビット(0が正で、1
が負)の変化により、Fsが変わった時の係数の切り替
えタイミングを作り出している。
ロクロス検出回路を備えた実施例を図9に示す。図9の
ゼロクロス検出回路30は、入力信号がゼロレベルを横
切るタイミングを入力信号の符号ビット(0が正で、1
が負)の変化により、Fsが変わった時の係数の切り替
えタイミングを作り出している。
【0056】デジタルフィルタの演算では、その入力と
フィルタ係数の積が必ず存在する。いま、ある時刻の入
力信号の振幅値をI、係数をaとして表した場合、その
関係はI×aとして表せる。仮にFsの切り替えによ
り、その係数aがa1からa2に変わったとすると、そ
れによる信号の負連続性により生じるノイズはΔN=I
×(a1−a2)となる。この関係において、a1−a
2はFs切り替え時に必ず生じる固有の値であるため、
その値の大小を操作することはできない。
フィルタ係数の積が必ず存在する。いま、ある時刻の入
力信号の振幅値をI、係数をaとして表した場合、その
関係はI×aとして表せる。仮にFsの切り替えによ
り、その係数aがa1からa2に変わったとすると、そ
れによる信号の負連続性により生じるノイズはΔN=I
×(a1−a2)となる。この関係において、a1−a
2はFs切り替え時に必ず生じる固有の値であるため、
その値の大小を操作することはできない。
【0057】よって、ΔNをゼロにするには、Iの値が
ゼロの時に係数の切り替えを行えばよい。このゼロクロ
ス検出回路30は、そのIがゼロとなるタイミングを検
出するものである。
ゼロの時に係数の切り替えを行えばよい。このゼロクロ
ス検出回路30は、そのIがゼロとなるタイミングを検
出するものである。
【0058】上述した信号の不連続性により生じるノイ
ズは、スイッチを切り替えた時などに聞こえるプツ音と
同じように聞こえる。従って、本実施例により聴感上問
題となるこのノイズを除去したトーンコントロール回路
が実現できる。
ズは、スイッチを切り替えた時などに聞こえるプツ音と
同じように聞こえる。従って、本実施例により聴感上問
題となるこのノイズを除去したトーンコントロール回路
が実現できる。
【0059】
【発明の効果】以上説明したとおり本発明によれば、従
来技術では実現できなかった、信号の周波数特性がLS
IプロセスおよびFs(信号サンプリング周波数)に依
存しないトーンコントロール回路を、回路規模を縮小し
て実現することができる。
来技術では実現できなかった、信号の周波数特性がLS
IプロセスおよびFs(信号サンプリング周波数)に依
存しないトーンコントロール回路を、回路規模を縮小し
て実現することができる。
【0060】さらに、Fs検出回路を付加することによ
り、自動的に係数の切り替えが行える。また、ゼロクロ
ス検出回路を用いることで、Fs切り替え時に生じるパ
ルス性ノイズを除去することができる。
り、自動的に係数の切り替えが行える。また、ゼロクロ
ス検出回路を用いることで、Fs切り替え時に生じるパ
ルス性ノイズを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】一般的なトーンコントロール回路の周波数特性
を例示した線図である。
を例示した線図である。
【図2】従来から知られているアナログ式のトーンコン
トロール回路を示す図である。
トロール回路を示す図である。
【図3】従来から知られているデジタル式のトーンコン
トロール回路を示す図である。
トロール回路を示す図である。
【図4】第1の実施例によるトーンコントロール回路を
示す図である。
示す図である。
【図5】第1の実施例に用いるデジタルフィルタを示し
た回路図である。
た回路図である。
【図6】第2の実施例を示す回路図である。
【図7】第3の実施例を示す回路図である。
【図8】第4の実施例を示す回路図である。
【図9】第5の実施例を示す回路図である。
【符号の説明】 1 デジタルフィルタ 2 入力信号 3 出力信号 4 係数データ 5 サンプリングクロック 6 係数回路 7 バスゲイン・コントロール信号 8 トレブルゲイン・コントロール信号 9 Fs(信号サンプリング周波数)指示信号 10 係数シフト回路 11 基準係数データ 16 係数回路 16′ 基準係数発生回路 20 サンプリング周波数検出回路 30 ゼロクロス検出回路
Claims (5)
- 【請求項1】 信号周波数特性の低域周波数でのゲイ
ン、および、高域周波数でのゲインを独立して制御する
デジタルフィルタを有するトーンコントロール回路にお
いて、 信号サンプリング周波数に応じてデジタル演算用の係数
を切り換える手段を具備したことを特徴とするトーンコ
ントロール回路。 - 【請求項2】 請求項1において、複数の信号サンプリ
ング周波数に対応する各係数を備えたことを特徴とする
トーンコントロール回路。 - 【請求項3】 請求項2において、基本となる係数を設
け、該係数を2のべき乗することにより他の係数を実現
する手段を備えたことを特徴とするトーンコントロール
回路。 - 【請求項4】 請求項1において、信号サンプリング周
波数を検出することで、係数の切り替えを自動的に行う
手段を有することを特徴とするトーンコントロール回
路。 - 【請求項5】 請求項1において、信号サンプリング周
波数切り替え時の係数の切り替えのタイミングを、入力
の信号がゼロレベルを横切るタイミングで行う手段を有
することを特徴とするトーンコントロール回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9736394A JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9736394A JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07307629A true JPH07307629A (ja) | 1995-11-21 |
Family
ID=14190425
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9736394A Pending JPH07307629A (ja) | 1994-05-11 | 1994-05-11 | トーンコントロール回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07307629A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0803978A2 (en) * | 1996-04-26 | 1997-10-29 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
EP1289143A2 (en) * | 2001-08-08 | 2003-03-05 | Tektronix, Inc. | Variable sample rate recursive digital filter |
JP2006261809A (ja) * | 2005-03-15 | 2006-09-28 | Fujitsu Ten Ltd | 音質調整装置および音質調整方法 |
US7684883B2 (en) | 2004-04-28 | 2010-03-23 | Sony Corporation | Information processing apparatus, information processing method, and program |
JP2015088926A (ja) * | 2013-10-30 | 2015-05-07 | トヨタ自動車株式会社 | デジタルフィルタ |
JP2022037727A (ja) * | 2020-08-25 | 2022-03-09 | 株式会社東海理化電機製作所 | 音調整装置、音処理方法、及びプログラム |
-
1994
- 1994-05-11 JP JP9736394A patent/JPH07307629A/ja active Pending
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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EP0803978A3 (en) * | 1996-04-26 | 1999-04-28 | SANYO ELECTRIC Co., Ltd. | Tone control device and sound volume/tone control device for reducing noise at the time of tone modification |
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EP1289143B1 (en) * | 2001-08-08 | 2008-12-17 | Tektronix, Inc. | Variable sample rate recursive digital filter |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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