JP4103786B2 - 音響信号コンプレッサ - Google Patents

Description

この発明は、音声信号や楽音信号等の音響信号のダイナミックレンジを変更する音響信号コンプレッサに関し、特に、フィードバック制御式の音響信号コンプレッサに関する。

従来から、音響信号のダイナミックレンジを変更するコンプレッサは広く用いられていたが、このようなコンプレッサは、近年まではアナログ信号処理を利用した装置として構成されていた。そして、アナログコンプレッサにおいては、ゲイン調整後の出力信号に基づいて可変ゲイン回路におけるゲイン制御電圧を制御するフィードバック制御式の構成が広く用いられていた。
ここで、このようなアナログコンプレッサの構成例について説明する。図５はその構成例を示すブロック回路図である。なお、この図において、メータや操作子等に関する回路の図示は省略している。

この図に示すように、従来のアナログコンプレッサは、入力端子１１０，入力抵抗１１１，入力トランス１１２，可変ゲイン回路１１３，プリアンプ１１４，出力抵抗１１５，メインアンプ１１６，出力トランス１１７，エンベロープフォロワ（ＥＦ）抵抗１１８，ＥＦアンプ１１９，出力端子１２０，エンベロープフォロワ（ＥＦ）１３０を備えている。
そして、入力端子１１０から入力した音声信号や楽音信号等の音響信号を、操作子による設定に従って入力抵抗１１１でその入力レベルを調整し、さらに入力トランス１１２で内部回路に適した電圧に変換する。

この信号に対して、可変抵抗として機能するＦＥＴ（Field Effect Transistor）によって構成する可変ゲイン回路１１３でゲイン調整を施し、プリアンプ１１４及びメインアンプ１１６で信号を増幅し、その間の出力抵抗１１５で操作子による設定に従って出力レベルを調整し、出力トランス１１７で再度電圧を変換して出力端子１２０から出力する。
またこのとき、可変ゲイン回路１１３でのゲインを、信号（電圧）レベルの高い部分では小さく、低い部分では大きくすることにより、音響信号のダイナミックレンジを小さくしてレベルを平均化するようにしている。これがコンプレッサの主要な機能である。

ここで、可変ゲイン回路１１３でのゲイン調整は、ＥＦ１３０から出力されるゲイン制御電圧によって行うが、この出力はプリアンプ１１４からの出力に基づいて定められ、いわゆるフィードバック制御を行う構成となっている。プリアンプ１１４の出力は、ＥＦ抵抗１１８において所定の変換比率ＲＡＴＩＯに従ってレベル調整される。そして、ＥＦアンプ１１９で位相を反転した逆相の信号が生成され、位相を反転しない正相の信号と共にＥＦ１３０に入力される。
ＥＦ１３０は図６に示す構成であり、正相と逆相の信号を入力し、変換比率ＲＡＴＩＯに基づいて定められる閾値電圧ＴＨを越えるレベルの信号を検出し、そのレベルに応じたゲイン制御電圧を出力する。

具体的には、ＥＦ１３０は、入力ダイオード１３１，１３２、抵抗１３３，１３５、コンデンサ１３４及び閾値電圧源１３６を有する。また、出力はハイインピーダンスとする。この回路において、正相と逆相の２つの入力及び各入力ダイオード１３１，１３２が絶対値回路を構成するが、コンデンサ１３４の充電電荷による端子間電圧をＶｃとすると、絶対値がＶｃ＋ＴＨを越えなければ入力ダイオード１３１，１３２は導通しない。
そして、入力電圧の絶対値がＶｃ＋ＴＨを越えると入力ダイオード１３１又は１３２を通して電流が流れ、コンデンサを充電する。また、ＥＦ１３０の出力電圧すなわちゲイン制御電圧はＶｃ＋ＴＨであり、電圧の絶対値が大きい信号が入力されると、コンデンサ１３４が充電されるにつれて増加する。この時の時定数は抵抗１３３の抵抗値Ｒａに応じて変化するため、抵抗値ＲａによってＥＦ１３０のアタック時間を定めることができる。

一方、入力電圧の絶対値がＶｃ＋ＴＨ以下の場合には、入力ダイオード１３１，１３２は導通せず、コンデンサ１３４が抵抗１３５を通して放電し、その端子間電圧Ｖｃは徐々に低下し、それに応じてＥＦ１３０の出力信号レベルも低下する。この時の時定数は抵抗１３５の抵抗値Ｒｒに応じて変化するため、抵抗値ＲｒによってＥＦ１３０のリリース時間を定めることができる。
そして、可変ゲイン回路１１３においては、このようにして生成されたゲイン制御電圧（Ｖｃ＋ＴＨ）が大きい場合にはゲインを小さくし、ゲイン制御電圧が小さい場合にはゲインを大きくするようにしている。従って、可変ゲイン回路１１３からＥＦ１３０までの回路で一種の負帰還回路を構成していることになる。
以上が従来のアナログコンプレッサの構成例である。

このようなアナログコンプレッサは、もちろん上述の他にも種々の回路によって構成することができ、回路の設計に応じた特有の処理特性を有するものである。
一方で、近年においては、デジタル技術の発達に伴い、デジタル信号処理を行う音響機器が多数登場したことから、音響信号コンプレッサについてもデジタル信号処理を利用した装置が開発され、広く用いられるようになっている。このような音響信号コンプレッサとしては、例えば特許文献１に記載の音響信号コンプレッサ装置が挙げられる。

このようなデジタルコンプレッサにおいては、特許文献１に記載のように入力信号のレベルを検出してそのレベルに応じたレベル調整を行うフィードフォワード型や、いわゆる先読み制御を行うルックアヘッド型のコンプレッサが主流である。そして、アナログでは広く用いられていたフィードバック型は、デジタルではほとんど用いられていない。
特開平３−２１８１０９号公報

ところで、アナログコンプレッサは、上述のように特有の処理特性を有するものであるため、装置によっては、出力される音響信号を再生した場合に独特な味わいのある音を得ることができる。このため、特定のアナログコンプレッサには依然として多くのファンがおり、その処理特性をデジタル装置で再現することが求められている。
しかしながら、上述のように、デジタルコンプレッサで主流の制御方式はフィードバック型ではないため、そのままではフィードバック型の制御を行うアナログコンプレッサの処理特性を再現することは困難であるという問題があった。

また、デジタル処理の場合には時間や電圧等のパラメータが離散的にならざるを得ないため、十分な精度が得られない場合がある。特に、入力信号レベルの低い部分では、わずかな信号レベルの変化に応じて大きくゲインを変化させる必要があり、制御信号が高周波成分を持つことになるので、この影響が大きい。
フィードフォロー制御やルックアヘッド制御を行う場合には、制御値の発散や振動が起こりにくいため、この点はあまり問題にならなかったのであるが、フィードバック制御の場合には少しの誤差でもパラメータの発散や振動につながることがあり、一般的なデジタル音響信号のサンプリング周波数では十分な精度が得られるとは言い難かった。従って、デジタルコンプレッサの場合には、フィードバック型の制御を採用したとしても高品質な出力を得ることが難しいという問題もあった。

この発明は、このような問題を解決し、音響信号コンプレッサにおいて、デジタル信号処理を利用してフィードバック制御を行う場合でも処理負担をさほど大きくすることなく高品質な出力を得られるようにすることを目的とする。

上記の目的を達成するため、この発明は、フィードバック制御式の音響信号コンプレッサにおいて、第１のサンプリング周波数の入力信号をオーバーサンプリングして第２のサンプリング周波数の入力信号を生成するオーバーサンプリング手段と、上記オーバーサンプリング手段が生成した第２のサンプリング周波数の入力信号に対して、第２のサンプリング周波数のレベル制御信号に従ってレベル調整を行い、その調整後の信号を基にその第２のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成するフィードバック制御手段と、上記フィードバック制御手段が生成した第２のサンプリング周波数のレベル制御信号をダウンサンプリングして第１のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成するダウンサンプリング手段と、上記第１のサンプリング周波数の入力信号を上記ダウンサンプリング手段が生成した第１のサンプリング周波数のレベル制御信号に従ってレベル調整して出力するレベル調整手段とを設けたものである。
このようなフィードバック制御式の音響信号コンプレッサにおいて、上記フィードバック制御手段を、上記レベル調整後の入力信号のレベル包絡信号を求め、そのレベル包絡信号に対応した上記第２のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成する手段とするとよい。

以上のようなこの発明の音響信号コンプレッサによれば、デジタル信号処理を利用してフィードバック制御を行う場合でも、全体としてあまりコストを増加させることがなくパラメータの発散や振動を防止し、高品質な出力を得ることができる。

以下、この発明の好ましい実施の形態を図面を参照して説明する。
この発明の音響信号コンプレッサの実施形態であるデジタルコンプレッサについて説明する。図１はそのデジタルコンプレッサの構成を示すブロック図である。なお、この図において、メータや操作子等に関する回路の図示は省略している。

このデジタルコンプレッサは、フィードバック制御式のコンプレッサであり、図１に示すように、乗算器１１，１４，１９，入力フィルタ１２，オーバーサンプリングフィルタ１３，プリアンプフィルタ１５，ディレイ１６，ゲイン制御部１７，データラッチ１８，出力フィルタ２０，エンベロープフォロワ（ＥＦ）３０を備えている。そして、これらの構成は、ハードウェアによって実現しても、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等からなる所要のコンピュータに必要なプログラムを実行させて演算処理を行わせることによりソフトウェアによって実現してもよい。

上記の構成を有するこのデジタルコンプレッサは、所定のサンプリング周波数φ_１の音響信号の入力を受け付け、乗算器１１において、図示しない操作子の設定に従って定められる入力レベル設定値ＩＮＰＵＴを乗算して入力レベルの調整を行う。そして、入力フィルタ１２においてフィルタ処理を行い、入力信号の周波数特性を調整する。このフィルタ処理のパラメータも、ユーザが操作子により設定することができる。
そして、フィルタ処理後の入力信号は、オーバーサンプリングフィルタ１３及び乗算器１９に入力される。

このうちオーバーサンプリングフィルタ１３は、信号のサンプリング周波数φ_１を増加（サンプリング周期が短縮）させ、φ_Ｈとするオーバーサンプリングを行う機能を有する。
このオーバーサンプリングは、例えば図３に示すような処理である。すなわち、例えば（ａ）に示すように、サンプリング周期を短縮した分、実際にはデータが存在しないサンプリング点のデータを、前のデータと同一のデータを複製して作成し、その後ローパスフィルタによって高周波成分を除去し、段差をなだらかにする処理が考えられる。あるいは、（ｂ）に示すように、実際にはデータが存在しないサンプリング点のデータを、「０」を挿入して作成するようにしてもよい。ここで、サンプリング周波数の増分が２倍でなく、４倍等でもよいことはもちろんである。また、整数倍でなくてもよい。
そして、このようなオーバーサンプリングを行った後の信号が乗算器１４に入力される。

乗算器１４は、入力信号に、サンプリング周波数がφ_Ｈの第１のレベル制御信号であるゲイン制御信号Ｖ_ＧＨを乗算してレベルを調整する。ここで、Ｖ_ＧＨそのものでなく、Ｖ_ＧＨの関数等を乗算するようにしてもよい。可変ゲイン回路１１３でのゲイン（乗算値）を、信号レベルの高い部分では小さく、低い部分では大きくすることにより、音響信号のダイナミックレンジを小さくしてレベルを平均化することは、アナログコンプレッサの場合と同様である。

ところで、乗算器１４で使用するゲイン制御信号Ｖ_ＧＨは、乗算器１４自身の出力に基づいて生成され、ここではいわゆるフィードバック制御を行うようになっている。すなわち、乗算器１４はその出力を、プリアンプフィルタ１５に入力する。そしてここでフィルタ処理を行ったあと、信号をＥＦ３０に入力し、ここで信号のレベルを示すレベルエンベロープ信号（レベル包絡信号）に変換する。そして、ディレイ１６にてそのレベルエンベロープ信号を遅延し、ゲイン制御部１７がその遅延されたレベルエンベロープ信号の信号値に対応したゲイン制御信号を生成する。

ここで、ゲイン制御信号の生成は、レベルエンベロープ信号とゲイン制御信号との関係を記載したテーブルを参照したり、レベルエンベロープ信号に基づいて数学的関数演算又は論理演算等を行うことにより生成できる。また、ディレイ１６は、主にディレイフリーループを避けるために設けるものであるので、プリアンプフィルタ１５、ＥＦ３０、あるいはゲイン制御部１７が実質的にディレイを含むように構成されている場合には、特に設ける必要はない。ただし、応答性の調整のために、系が安定である範囲内でディレイを挿入することもあり得る。
プリアンプフィルタ１５についても、ＥＦ３０に十分な振幅の信号が入力するようにレベル等を調整するために設けているが、必須のものではない。

また、ＥＦ３０は、アナログコンプレッサにおける図６に示したＥＦ１３０の回路をモデリングしたものである。しかし、可能な限り精密に近似しようとすると全体にディレイフリーループを含む構成となり、回路での演算は不可能になってしまう。そこで、ＥＦ３０の回路には、これに等価変換を施した図２に示すモデルを採用している。すなわち、絶対値回路３１，加算器３２，３３，３４，３８，整流回路３５，乗算器３６，３７，４０，遅延回路３９を有するモデルである。
このモデルにおいては、まず絶対値回路３１で入力データの絶対値を取り、図６に示した入力ダイオード１３１，１３２において正相と逆相の入力のうち正の電圧を有するもののみを通過させることをモデリングしている。

また、加算器３２において、変換比率ＲＡＴＩＯに基づいて定められる閾値電圧ＴＨを絶対値回路３１の出力から減算し、さらに加算器３３でコンデンサ１３４に充電された電圧Ｖｃ（１サンプル前の計算値から１サンプル期間の放電分を差し引いた値）を減算し、整流回路３５において正の値の部分のみを通すが、このことにより、図６において入力信号の絶対値がＶｃ＋ＴＨを越えた場合のみ入力ダイオード１３１，１３２が導通することをモデリングしている。加算器３４については、コンデンサ１３４における電圧増加量が充電電流を減らすように働くことを示す負帰還を構成するためのものである。

従って、整流回路３５の出力が、コンデンサ１３４の充電に用いられる電圧を示すことになる。そして、乗算器３６において、ダイオードの抵抗値Ｒｄと抵抗１３３の抵抗値Ｒａの合計の逆数であるアドミタンス１／（Ｒｄ＋Ｒａ）をこれに乗じることにより、抵抗１３３を流れる電流値を求めている。そして、乗算器３７でこの値にコンデンサ１３４での積分定数（ｄｔ／Ｃ）／（１＋ｒ）を乗じることにより、コンデンサ１３４における１サンプリング周期分の充電による電圧増加量を求めることができる。ここで、ｄｔは１サンプリング周期の時間、Ｃはコンデンサ１３４の静電容量であり、ｒ＝ｄｔ／（Ｃ・Ｒｒ）である。

一方、遅延回路３９では電圧Ｖｃの計算値を１サンプル分遅延させる。そして、乗算器４０でこの値に１／（１＋ｒ）を乗じることにより、１サンプル前のＶｃの計算値から１サンプル期間の放電分を差し引いた値を求めることができる。そして加算器３８でこれを乗算器３７の出力に加算することにより、計算中のサンプリング期間においてコンデンサ１３４に蓄積されている電荷による端子電圧Ｖｃを求めることができる。
この値がＥＦ３０の出力となるが、図６に示したＥＦ１３０の場合と合わせるのであれば、ＶｃにＴＨを加算して出力としてもよい。

なお、このモデルにおいて、加算器３４から乗算器３７までの部分はディレイフリーループを構成する。また、ダイオードの抵抗値Ｒｄは入力電圧によって異なる変数である。従って、この部分の演算は、サンプリング周期毎のデジタル演算として行うことができない。しかし、予め条件を与え、二分法を用いた数値演算を行うことにより、入力電圧と放電後のＶｃとの差（加算器３３の出力）であるＶｔの各値に対して、この値とコンデンサ１３４の電圧増加量の比である電圧変換比を求めてテーブルを作成することができる。

このようなテーブルを予め作成しておき、Ｖｔに、そのＶｔと対応する電圧変換比の値を乗じることにより、コンデンサ１３４の電圧増加量を求めることができる。なお、ここでＶｔを直接電圧増加量に変換するテーブルを作成しないのは、Ｖｔの精度を計算結果に保存するためである。
従って、図２に示したモデルにおいて、加算器３４から乗算器３７までの部分を上記のテーブルを用いた処理に置き換えれば、残りの部分はデジタル回路による演算で実現することができる。

以上のようなオーバーサンプリングフィルタ１３，乗算器１４，プリアンプフィルタ１５，ＥＦ３０，ディレイ１６，ゲイン制御部１７の各回路を設けることにより、オーバーサンプリングした入力信号に対してレベル制御信号Ｖ_ＧＨに従ってレベル調整を行い、その調整後の信号を基にレベル制御信号Ｖ_ＧＨを生成するフィードバック制御を行うことができる。そして、これらの各回路がフィードバック制御手段として機能する。

一方、ゲイン制御部１７が生成したゲイン制御信号Ｖ_ＧＨは、データラッチ１８に入力し、データラッチ１８にてダウンサンプリングして、サンプリング周波数がこのデジタルコンプレッサへの入力信号と同じφ_１の第２のゲイン制御信号Ｖ_Ｇ１に変換する。
このダウンサンプリングは、例えば図４に示すような処理であり、サンプリング周期を伸長する分、存在しなくなるサンプリング点のデータを間引き、サンプリング周期を伸長する処理が考えられる。なお、ダウンサンプリングを行うための回路は、データラッチには限られない。また、サンプリング周波数の減少分が１／２倍でなく、また整数分の１でなくてもよいことは、オーバーサンプリングの場合と同様である。

そして、入力フィルタ１２から乗算器１９に入力する入力信号は、乗算器１９において第２のゲイン制御信号Ｖ_Ｇ１に従ってレベル調整を行い、出力フィルタ２０にて各種イコライザ、フィルタ、出力ボリウム等に相当する処理を行って音の特性を整えた上で出力する。

このデジタルコンプレッサは、以上のような構成により、入力する音響信号のレベルを平均化する。この際、フィードバック制御に使用するゲイン制御信号Ｖ_Ｇ１を生成するための帰還系の回路を、入力信号をオーバーサンプリングすることにより、入力信号よりも高いサンプリング周波数を用いて動作させるようにしているため、広帯域化を図り、フィードバックゲインを大きく取っても安定に動作させることができる。従って、高い精度を持ったゲイン制御信号を生成することができ、高圧縮、低スレッショルド動作においても安定で応答性のよいコンプレッサを実現することができる。また、パラメータの発散や振動を防止し、高品質な出力を得ることができる。
また、ゲイン制御部１７において生成した第１のゲイン制御信号Ｖ_ＧＨは、もとの音響信号のサンプリング周波数にダウンサンプリングして制御に使用し、ゲイン制御信号Ｖ_ＧＨの生成に係る部分以外は入力する音響信号のサンプリング周波数で処理することから、高速演算の必要な回路はごく一部であり、全体としてあまりコストを増加させることがない。

また、アナログコンプレッサと同じフィードバック制御の高品質なコンプレッサをデジタルで実現できるため、入力フィルタ１２、プリアンプフィルタ１５や出力フィルタ２０の特性を、図５に示した入力トランス１１２、プリアンプ１１４や出力トランス１１７の特性を測定してこれと合わせたり、メインアンプ１１６の特性を再現するためのフィルタを挿入したりすることにより、アナログコンプレッサの処理特性を高精度に再現したデジタルコンプレッサを作成することも可能となる。

なお、ここで挙げた構成は一例に過ぎず、再現対象のアナログコンプレッサにおける回路構成等に応じて、それをモデリングしたデジタルコンプレッサの回路構成や演算方式を変更してもよいことはもちろんである。また、この発明の音響信号コンプレッサは、アナログコンプレッサの特性を再現したデジタルコンプレッサに限られるものでもなく、独自の処理特性を有する音響信号コンプレッサでもよいことも、もちろんである。

以上の説明から明らかなように、この発明の音響信号コンプレッサによれば、デジタル信号処理を利用してフィードバック制御を行う場合でも、全体としてあまりコストを増加させることがなく高品質な出力を得ることができる。従って、フィードバック制御式のアナログ音響信号コンプレッサの特性を高精度に再現したデジタルコンプレッサを提供することができる。

この発明の音響信号コンプレッサの実施形態であるデジタルコンプレッサの構成を示すブロック図である。 図１に示したＥＦにおける演算のモデルを示す図である。 オーバーサンプリングについて説明するための図である。 ダウンサンプリングについて説明するための図である。 従来のアナログコンプレッサの構成例を示すブロック回路図である。 図５に示したＥＦの構成を示す図である。

符号の説明

１１，１４，１９，３６，３７，４０…乗算器、１２…入力フィルタ、１３…オーバーサンプリングフィルタ、１５…プリアンプフィルタ、１６…ディレイ、１７…ゲイン制御部、１８…データラッチ、２０…出力フィルタ、３０，１３０…ＥＦ、３１…絶対値回路、３２，３３，３４，３８…加算器、３５…整流回路、３９…遅延回路、１１０…入力端子、１１１…入力抵抗、１１２…入力トランス、１１３…可変ゲイン回路、１１４…プリアンプ、１１５…出力抵抗、１１６…メインアンプ、１１７…出力トランス、１１８…ＥＦ抵抗、１１９…ＥＦアンプ、１２０…出力端子、１３１，１３２…入力ダイオード、１３３，１３５…抵抗、１３４…コンデンサ、１３６…閾値電圧源

Claims (2)

1. 第１のサンプリング周波数の入力信号をオーバーサンプリングして第２のサンプリング周波数の入力信号を生成するオーバーサンプリング手段と、
   前記オーバーサンプリング手段が生成した第２のサンプリング周波数の入力信号に対して、第２のサンプリング周波数のレベル制御信号に従ってレベル調整を行い、その調整後の信号を基にその第２のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成するフィードバック制御手段と、
   前記フィードバック制御手段が生成した第２のサンプリング周波数のレベル制御信号をダウンサンプリングして第１のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成するダウンサンプリング手段と、
   前記第１のサンプリング周波数の入力信号を前記ダウンサンプリング手段が生成した第１のサンプリング周波数のレベル制御信号に従ってレベル調整して出力するレベル調整手段とを設けたことを特徴とするフィードバック制御式の音響信号コンプレッサ。
2. 請求項１に記載のフィードバック制御式の音響信号コンプレッサであって、
   前記フィードバック制御手段が、前記レベル調整後の入力信号のレベル包絡信号を求め、そのレベル包絡信号に対応した前記第２のサンプリング周波数のレベル制御信号を生成する手段であることを特徴とするフィードバック制御式の音響信号コンプレッサ。

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