JP4846205B2 - Ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、三相ブリッジ回路の各アームのうち１アームのオン・オフ状態を固定しておき、残りの２アームのみをＰＷＭ制御する２アーム変調方式を用いてなるＰＷＭインバータの制御方法に関する。

図８は、この種のＰＷＭインバータの従来例動作を説明するＰＷＭインバータの出力波形図であり、この図において、図示の相電圧ｖ_U ，ｖ_V ，ｖ_W それぞれに対し、例えば、図示の線間電圧ｖ_UVは正弦波状になることが知られている。また、このＰＷＭインバータで可変速駆動される誘導電動機での力率角は負荷率により約２５°〜約５０°（電気角）の範囲で変化することも知られているが、図８では、相電圧ｖ_U と相電流ｉ_U との力率角、すなわち、位相角が約３０°（電気角）のときを示している。

このＰＷＭインバータの主回路を構成する半導体スイッチング素子のスイッチング損失は、該素子のオン・オフ時の電圧および電流の大きさで決まり、それぞれが大きい程、前記スイッチング損失も増大することが知られている。

図９は、図８における相電流ｉ_U と相電圧ｖ_U を指令する電圧指令値ｅ_U ^** と三角波状の搬送波との関係を説明する波形図であり、この図からも明らかなように、従来は相電圧ｖ_U の波高値を中心に±３０°（電気角）の区間に２アーム変調方式におけるオン・オフ状態を固定する期間を発生させるようにしているが、その結果、相電流ｉ_U の波高値と前記オン・オフ状態の区間とにずれが生じ、例えば、図９に示すＵ相のＰＷＭ制御結果としてのＰＷＭｕ^* において、相電流ｉ_U が大きな値の位置でも前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作が行われ、従って、該素子のスイッチング損失が増大するという問題点があった。なお、図９の動作波形例では、その動作を理解し易くするために、前記搬送波の周波数をＰＷＭインバータが出力する基本波周波数の９倍の例を示しているが、一般的に、前記搬送波は前記基本波周波数の３０〜数１００倍に設定されることから、前記スイッチング損失の増大も無視できない値となり、その結果、ＰＷＭインバータ全体を大きくし、価格上昇を招いていた。

上記問題点を解決するＰＷＭインバータの制御方法として、下記特許文献１に記載されているように、負荷力率に応じてＰＷＭインバータの内部損失をより少なくする制御方法が提案されている。
特開平６−２３３５４６号公報 （第３〜６頁，第１図）

上記特許文献１に開示されている制御方法では、ＰＷＭインバータが出力する電圧と電流から直接的にその位相角を検出するようにしているが、この検出に手間がかかり、特にマイコン制御を用いてなるＰＷＭインバータの場合、該ＰＷＭインバータ全体の回路構成を複雑にし、価格上昇の要因となっていた。

この発明の目的は、上記問題点を解決し、マイコン制御を用いてなるＰＷＭインバータに好適な制御方法を提供することにある。

この発明は、ベクトル演算制御の過程で、三相ブリッジ回路の各アームのうち１アームのオン・オフ状態を固定しておき、残りの２アームのみをＰＷＭ制御する２アーム変調方式を用いてなるＰＷＭインバータの制御方法において、
前記ＰＷＭインバータに指令される前記ベクトル演算制御に使用される周波数指令値と電圧指令値と該ＰＷＭインバータが出力する電流の座標変換した値に基づいて該ＰＷＭインバータの出力する電圧と電流の位相角を推定演算し、前記電圧指令値の零クロス点から電気角で９０°遅れた位置に前記位相角を加算演算した位置が前記オン・オフ状態を固定した区間のほぼ中心となるように制御することを特徴とする。

この発明は、ＰＷＭインバータの出力電圧や出力電流を、周知の技術を用いて直交座標系に分解すれば、その位相角が容易に求められることに着目してなされたものであり、その結果、この発明のＰＷＭインバータの制御方法に用いることにより、そのスイッチング損失を低減することが可能になり、従って、該ＰＷＭインバータの電流容量を大きくすることができるので、このＰＷＭインバータ全体をより安価に製作することができる。

図１は、この発明の第１の実施例を示すＰＷＭインバータの回路構成図であり、この図において、１は図示の如くＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路を三相ブリッジ接続してなる主回路を有するＰＷＭインバータ、２はＰＷＭインバータ１の負荷として、ＰＷＭインバータ１により可変速駆動される誘導電動機などの交流電動機、１０はＰＷＭインバータ１を制御する制御装置である。

この制御装置１０において、１１は外部から指令される周波数指令値としての交流電動機２の一次周波数指令値ω₁ ^*から交流電動機２のトルク成分の一次電圧指令値ｖ_1q ^* を導出するＶ／ω₁ 変換器、１２は前記一次電圧指令値ｖ_1q ^* と交流電動機２の励磁成分の一次電圧指令値ｖ_1d ^* とに基づく極座標変換を行い、交流電動機２の一次電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ₁ ^*｜とその偏角δ^* とを出力する極座標変換器、１３は前記一次電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ₁ ^*｜とその偏角δ^* とから正弦波状の三相の電圧指令値ｅ_U ^*，ｅ_V ^*，ｅ_W ^*それぞれを導出し、これらの電圧指令値と加算演算器２３から得られる位相角φとから、後述の方法により、２アーム変調方式の三相の電圧指令値ｅ_U ^** ，ｅ_V ^** ，ｅ_W ^** それぞれを導出する変調波発生器、１５は搬送波発生器１４が出力する搬送波と前記電圧指令値ｅ_U ^** ，ｅ_V ^** ，ｅ_W ^** それぞれとに基づくＰＷＭ制御を行い、その演算結果をＰＷＭインバータ１の前記主回路への駆動信号として出力する変調器、１７はＰＷＭインバータ１から交流電動機２への各相の電流を検出する電流検出器、１８は電流検出器１７のそれぞれの検出値に対して前記一次周波数指令値ω₁ ^*を積分器１６での積分演算してなる角度値に基づくベクトル回転を行い、交流電動機２のｄ軸成分の一次電流ｉ_1dとｑ軸成分の一次電流ｉ_1qとに分解するベクトル回転器、１９はｔａｎ^-1（ｉ_1q／ｉ_1d）を演算し、その結果をψ（電気角）として出力する関数演算器、２０はＰＷＭインバータ１から交流電動機２へ印加される各相の電圧を検出する電圧検出器、２１は電圧検出器２０のそれぞれの検出値に対して積分器１６からの前記角度値に基づくベクトル回転を行い、交流電動機２のｄ軸成分の一次電圧ｖ_1dとｑ軸成分の一次電圧ｖ_1qとに分解するベクトル回転器、２２はｔａｎ^-1（ｖ_1q／ｖ_1d）を演算し、その結果をδ（電気角）として出力する関数演算器、２３は前記ψから前記δを減算し、その結果を前記位相角φ（電気角）として出力する加算演算器である。

図１に示したＰＷＭインバータ１と制御装置１０によるこの発明の動作を、図２〜図６を参照しつつ、以下に説明する。

変調波発生器１３では、先ず、加算演算器２３から得られたＰＷＭインバータ１の出力電圧と出力電流の位相角φに基づいて、ＰＷＭインバータ１の前記主回路の前記オン・オフ状態を固定したそれぞれ区間と各相の前記出力電流それぞれの波高値の±３０°（電気角）の区間とをほぼ一致させるための補正値φ’を、図２に示す特性式の如く、演算しているが、このとき、前記位相角φが３０°未満または１５０°を越えるときには、２アーム変調方式で所望の前記出力電圧を得るために、前記補正量φ’に制限を行っている。

次に、変調波発生器１３では、正弦波状の三相の電圧指令値ｅ_U ^*，ｅ_V ^*，ｅ_W ^*それぞれから、２アーム変調方式の三相の電圧指令値ｅ_U ^** ，ｅ_V ^** ，ｅ_W ^** それぞれを導出するために、図３に示すフローチャートに従い、先述の一次周波数指令値ω₁ ^*に対応した時々刻々の電気角θの推移に基づいて、モード１〜モード６（図４参照）の処理を行っている。

図５は、ＰＷＭインバータ１の出力電圧と出力電流の位相角φが約３０°（電気角）のときに、上述の処理演算により得られた三相の電圧指令値ｅ_U ^** ，ｅ_V ^** ，ｅ_W ^** に基づいて、ＰＷＭインバータ１が出力する相電圧ｖ_U ，ｖ_V ，ｖ_W それぞれに対し、例えば、図示の線間電圧ｖ_UVは、図８に示した従来例と同様に、正弦波状になることを示した波形図である。

図６（イ）は、この発明によるＰＷＭインバータの制御方法として、図５に示した相電流ｉ_U と相電圧ｖ_U を指令する電圧指令値ｅ_U ^** と三角波状の搬送波との関係を説明する波形図であり、この図からも明らかなように、電圧指令値ｅ_U ^** におけるオン・オフ状態を固定する期間と相電流ｉ_U の波高値の±３０°の区間とがほぼ一致していることから、Ｕ相のＰＷＭ制御結果としてのＰＷＭｕ^* においても、相電流ｉ_U が大きな値の位置では前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作が回避されている。

一方、図６（ロ）に示す従来のＰＷＭインバータの制御方法では、電圧指令値ｅ_U ^** におけるオン・オフ状態を固定する期間と相電流ｉ_U の波高値の±３０°の区間とにずれが生じており、その結果、Ｕ相のＰＷＭ制御結果としてのＰＷＭｕ^* において、相電流ｉ_U が大きな値の位置でも前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作が行われている。

なお、図６（イ），（ロ）の動作波形例では、その動作を理解し易くするために、前記搬送波の周波数をＰＷＭインバータが出力する基本波周波数の９倍の例を示しているが、一般的に、前記搬送波は前記基本波周波数の３０〜数１００倍に設定されることから、この発明のＰＷＭインバータの制御方法による前記スイッチング損失の低減効果が大きいことは明らかである。

図７は、この発明の第２の実施例を示すＰＷＭインバータの回路構成図であり、この図において、図１の回路構成と同一機能を有するものには同一符号を付している。

すなわち、この制御装置１０ａでは、制御装置１０における電圧検出器２０，ベクトル回転器２１，関数演算器２２が省略され、従って、座標変換器１２からの偏角δ^* と関数演算器１９からの前記ψとの減算演算を加算演算器２３ａに行わせることにより、前記位相角φを推定演算している。

この発明の第１の実施例を示すＰＷＭインバータの制御装置の回路構成図 図１の動作を説明する特性図 図１の動作を説明するフローチャート 図３の動作を説明する処理内容図 図１の動作を説明するＰＷＭインバータの出力波形図 図１の動作を説明するＰＷＭ制御の波形図 この発明の第２の実施例を示すＰＷＭインバータの制御装置の回路構成図 従来例の動作を説明するＰＷＭインバータの出力波形図 従来例の動作を説明するＰＷＭ制御の波形図

符号の説明

１…ＰＷＭインバータ、２…交流電動機、１０，１０ａ…制御装置、１１…Ｖ／ω₁ 変換器、１２…極座標変換器、１３…変調波発生器、１４…搬送波発生器、１５…変調器、１６…積分器、１７…電流検出器、１８…ベクトル回転器、１９…関数演算器、２０…電圧検出器、２１…ベクトル回転器、２２…関数演算器、２３，２３ａ…加算演算器。

Claims (1)

1. ベクトル演算制御の過程で、三相ブリッジ回路の各アームのうち１アームのオン・オフ状態を固定しておき、残りの２アームのみをＰＷＭ制御する２アーム変調方式を用いてなるＰＷＭインバータの制御方法において、
   前記ＰＷＭインバータに指令される前記ベクトル演算制御に使用される周波数指令値と電圧指令値と該ＰＷＭインバータが出力する電流の座標変換した値に基づいて該ＰＷＭインバータの出力する電圧と電流の位相角を推定演算し、前記電圧指令値の零クロス点から電気角で９０°遅れた位置に前記位相角を加算演算した位置が前記オン・オフ状態を固定した区間のほぼ中心となるように制御することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。

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