CN111034001B - 功率转换装置及电动助力转向装置 - Google Patents

功率转换装置及电动助力转向装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111034001B
CN111034001B CN201780093908.3A CN201780093908A CN111034001B CN 111034001 B CN111034001 B CN 111034001B CN 201780093908 A CN201780093908 A CN 201780093908A CN 111034001 B CN111034001 B CN 111034001B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
current
voltage
vector
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201780093908.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111034001A (zh
Inventor
森辰也
古川晃
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN111034001A publication Critical patent/CN111034001A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111034001B publication Critical patent/CN111034001B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/50—Vector control arrangements or methods not otherwise provided for in H02P21/00- H02P21/36
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/15—Power factor Correction [PFC] circuit generating the DC link voltage for motor driving inverter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明的功率转换装置构成为输出导通截止信号，以使得形成根据导通截止信号的模式确定的多个电压矢量中相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该导通截止信号使将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压的逆变器的各半导体开关元件切换成导通和截止，该电流矢量是基于伴随来自逆变器的三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量。

Description

功率转换装置及电动助力转向装置
技术领域
本发明涉及一种具备了用于降低电容器电流的结构的功率转换装置、以及具备了该功率转换装置的电动助力转向装置。
背景技术
作为现有的逆变器装置的一个示例、能例举如下述那样构成的逆变器装置(例如参照专利文献1)。即，逆变器装置包括：具有与三相的各相相对应地设置的多个开关元件的逆变器；以及对逆变器的各开关元件的导通和断开的切换进行两相调制控制的控制部。
上述的控制部在负载的功率因数为预先设定的阈值以上的情况下，对于两相调制控制中的停止相以外的两相，进行使导通期间的中心位置或截止期间的中心位置偏移180度的相位偏移。此外，上述的控制部在负载的功率因数小于阈值的情况下，不进行该相位偏移，进行两相调制控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开2014/097804号
发明内容
发明所要解决的技术问题
记载在专利文献1中的控制方法(以下称为现有控制方法)中，在功率因数降低的情况下，若不进行相位偏移而进行两相调制控制，则无法获得降低电容器的电容器电流的效果，该电容器对输入至逆变器的输入侧的直流电压进行平滑化。
此外，在将电动机连接至逆变器的输出侧的情况下，若电动机的转速从零转速变高，则功率因数通常会降低。因而，现有控制方法中，在电动机以零转速或低速区域旋转的情况下，通过进行相位偏移，从而能获得降低电感器电流的效果。另一方面，在电动机以高速旋转的情况下，停止相位偏移，因此无法获得降低电容器电流的效果。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供一种即使在电动机的转速较高，且功率因数较低的情况下，也有助于降低电容器电流的功率转换装置及具备了该功率转换装置的电动助力转向装置。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的功率转换装置包括：逆变器，该逆变器具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压，并输出三相交流电压；电容器，该电容器并联设置在直流电源和逆变器之间；以及控制器，该控制器基于所输入的控制指令值，计算从逆变器输出的三相交流电压的指令值即电压指令值，并根据计算出的电压指令值，输出将逆变器的各半导体开关元件切换成导通和截止的导通截止信号，控制器输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的模式确定的多个电压矢量中，形成相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该电流矢量是基于伴随三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量。
发明效果
根据本发明，能获得一种即使在电动机的转速较高，且功率因数较低的情况下，也有助于降低电容器电流的功率转换装置及具备了该功率转换装置的电动助力转向装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。
图2是表示本发明的实施方式1的根据电流矢量的相位θi输出的电压矢量的表。
图3是表示本发明的实施方式1的与导通截止Qup～Qwn的模式相对应地输出的电压矢量的表。
图4是表示图3的电压矢量V0～V7的图。
图5是表示本发明的实施方式1的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时所输出的电压矢量的图。
图6是表示本发明的实施方式1的根据电流矢量的相位θi输出的电压矢量的占空比的表。
图7是表示本发明的实施方式1的电压指令值Vu、Vv以及Vw、电流Iu、Iv以及Iw的波形的图。
图8是表示本发明的实施方式1的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。
图9是示出图8的比较例的图。
图10是表示本发明的实施方式2的根据电流矢量的相位θi采用的电压调制方式的表。
图11是表示本发明的实施方式2的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。
图12是表示本发明的实施方式3的根据电流矢量的相位θi采用的电压调制方式的表。
图13是表示本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi稍小于60度时的电容器电流Ic的波形的图。
图14是表示本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi稍大于60度时的电容器电流Ic的波形的图。
图15是本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi每变化30度就切换载波反相时的电动机转矩的波形图。
图16是示出图15的比较例的图。
图17是表示本发明的实施方式4的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。
图18是表示相对于图11将U相载波和V相载波的相位设定为相等时的电容器电流Ic的波形图。
图19是表示本发明的实施方式5的逆变器电压利用率和电容器电流的关系的说明图。
图20是表示本发明实施方式6中的电动助力转向装置的整体结构的图。
具体实施方式
以下，利用附图，按照优选实施方式对本发明所涉及的功率转换装置及电动助力转向装置进行说明。另外，在附图的说明中，对相同部分或相当部分标注相同标号，并省略重复说明。
实施方式1﹒
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体结构的图。另外，图1中，还图示出连接至功率转换装置的输入侧的直流电源3、连接至其输出侧的电动机1。
如图1所示，本实施方式1中的功率转换装置具备：电容器4、逆变器6、电流检测器7以及控制器8。
电动机1是具有由U相的绕组U、V相的绕组V以及W相的绕组W构成的三相绕组的三相交流电动机。作为电动机1的具体示例，能例举永磁体同步电动机、感应电动机、同步磁阻电动机等，只要是具有三相绕组的电动机，可以使用任意种类的电动机作为电动机1。这里，对将非凸极型的永磁体同步电动机用作为电动机1的情况进行举例。
位置检测器2检测电动机1的旋转位置θ，将检测到的旋转位置θ输出至控制器8。
直流电源3具有高电位侧端子和低电位侧端子，将直流电压Vdc作为两端子间的电压输出至逆变器6。直流电源3包含例如电池、DC-DC转换器、二极管整流器以及PWM整流器等输出直流电压的全部设备。
电容器4与逆变器6相对应地并联地设置在直流电源3与逆变器6之间。电容器4与直流电源3并联连接，抑制输入至逆变器6的直流电压Vdc的变动，并实现稳定的直流电压。
电感5用于表示包含在直流电源3的内部及中间电缆中的电感值。通常，在功率转换装置中，为了抑制从逆变器6流出到直流电源3的噪声，将共模扼流线圈作为噪声滤波器连接在直流电源3的附近。上述的噪声滤波器的电感值也包含在电感5中。
逆变器6具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源3输出的直流电压Vdc转换成三相交流电压，并输出该三相交流电压。
逆变器6是具有高电位侧的3个半导体开关元件Sup～Swp、以及低电位侧的3个半导体开关元件Sun～Swn的三相逆变器。基于来自控制器8的导通截止信号Qup～Qwn，将半导体开关元件Sup～Swp、以及半导体开关元件Sun～Swn切换成导通和截止。由此，逆变器6将从直流电源3输入的直流电压Vdc转换成交流电压。逆变器6将该转换后的交流电压施加到电动机1的绕组U、绕组V以及绕组W上，从而使电流Iu、电流Iv以及电流Iw分别在绕组U、绕组V及绕组W中通电。
这里，导通截止信号Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp以及Qwn分别是用于将半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp以及Swn切换成导通截止的开关信号。以下，在导通截止信号Qup～Qwn中，在信号值为1时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件导通的信号，在信号值为0时，输出用于使与该导通截止信号相对应的半导体开关元件截止的信号。
例如使用将IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关元件与二极管反向并联连接而得到的器件作为半导体开关Sup～Swn。
电流检测器7将电动机1的绕组U、绕组V及绕组W中流过的电流Iu、电流Iv及电流Iw的值分别检测作为电流检测值Ius、Ivs及Iws。
另外，电流检测器7例如也可以是通过与逆变器6的半导体开关元件Sun、Svn及Swn分别串联地设置电流检测用电阻，来检测电流检测值Ius、Ivs及Iws的方式的电流检测器。此外，电流检测器7也可以是在逆变器6和电容器4之间设置电流检测用电阻，检测逆变器输入电流Iin，并根据该检测值求出电流检测值Ius、Ivs及Iws的方式的电流检测器。
将作为电动机1的控制指令值设定的电流指令值Id_target及Iq_target输入至控制器8。另外，这里对设定为电流指令值Id_target＝0的情况进行举例。控制器8基于所输入的电流指令值Id_target及Iq_tareget、从位置检测器2输入的旋转位置θ、从电流检测器7输入的电流检测值Ius、Ivs及Iws来输出导通截止信号Qup～Qwn。
另外，这里对将在电动机1中通电的电流的指令值设定为电动机1的控制指令值的情况进行举例，但不限于此。例如，在对电动机1进行V/F控制时，控制指令值为电动机1的速度指令值。在对电动机1的旋转位置进行控制时，控制指令值为电动机1的位置指令值。此外，对控制器8基于从电流检测器7输入的电流检测值Ius、Ivs及Iws来决定导通截止信号Qup～Qwn的情况进行举例，但不限于此。例如，控制器8也可以呈前馈式地根据电流指令值Id_target及Iq_target决定导通截止信号Qup～Qwn。
接着，对构成控制器8的各要素进行说明。控制器8具有坐标转换器9、减法器10、减法器11、电流控制器12、电流控制器13、坐标转换器14、电流矢量相位运算器15以及导通截止信号发生器16。另外，控制器8例如由执行运算处理的微型计算机、存储程序数据、固定值数据等数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)、更新所存储的数据并可依次改写的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)来实现。
坐标转换器9基于从电流检测器7输入的电流检测值Ius、Ivs及Iws、从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算两个旋转轴上的电流Id和Iq，将该电流Id输出至减法器10，并将该电流Iq输出至减法器11。
减法器10从电流指令值Id_target减去两个旋转轴上的电流Id，并将该结果输出至电流控制器12。
减法器11从电流指令值Iq_target减去两个旋转轴上的电流Iq，并将该结果输出至电流控制器13。
电流控制器12通过对减法器10的输出值进行比例控制和积分控制以使得该值为零，从而对两个旋转轴上的电压Vd进行计算，并将该电压Vd输出至坐标转换器14。
电流控制器13通过对减法器11的输出值进行比例控制和积分控制以使得该值为零，从而对两个旋转轴上的电压Vq进行计算，并将该电压Vq输出至坐标转换器14。
坐标转换器14基于两个旋转轴上的电压Vd和Vq、从位置检测器2输入的旋转位置θ，来计算电压指令值Vu、Vv及Vw，并将该结果输出至导通截止信号发生器16。
电流矢量相位运算器15根据下式(1－1)，基于从位置检测器2输入的旋转位置θ，计算电流矢量的相位θi。其中，相位θi的基准轴设为U相(参照图5)。
θi＝θ+90[deg]···(1－1)
式(1－1)是将非凸极型的永磁体同步电动机用作为电动机1时成立的式子。在将凸极型的永磁体同步电动机或感应电动机用作为电动机1时，电流矢量相位运算器15可以根据下式(1－2)，来计算相位θi。
θi＝θ+atan(Iq/Id)[deg]···(1－2)
并且，电流矢量相位运算器15可以不用电动机1的旋转位置θ，而使用电流检测值Ius、Ivs及Iws，并根据下式(1－3)来计算相位θi。
θi＝atan{(0.866×Ivs－0.866×Iws)/(Ius－0.5×Ivs－0.5×Iws)}[deg]···(1－3)
此外，电流矢量相位运算器15可以使用通过对电流指令值Id_target和Iq_target进行坐标转换得到的三相电流指令值来代替电流检测值Ius、Ivs及Iws，并根据式(1－3)，计算相位θi。
导通截止信号发生器16基于电压指令值Vu、Vv及Vw、电流矢量的相位θi，输出导通截止信号Qup～Qwn。
接着，对导通截止信号发生器16的动作进行详细描述。图2是表示本发明的实施方式1的根据电流矢量的相位θi输出的电压矢量的表。
如图2所示，导通截止信号发生器16根据电流矢量的相位θi选择2种电压矢量并输出。例如，在相位θi为30度以上且小于90度的情况下，选择V1及V3这两种电压矢量。例如，在相位θi为90度以上且小于150度的情况下，选择V2及V4这两种电压矢量。以下，同样地，导通截止信号发生器16如图2所示，根据相位θi选择2种电压矢量。
另外，当然也可以根据电流检测值Ius、Ivs及Iws的符号关系，来判别图2所示的电流矢量的相位θi的范围。例如，关于符号关系，若Ius>0、Ivs>0且Iws<0，则相位θi的范围能判别为30<θi<90。这也能根据后述的图7明确得知。
这里，对电压矢量进行说明。图3是表示本发明的实施方式1的与导通截止Qup～Qwn的模式相对应地输出的电压矢量的表。图4是表示图3的电压矢量V0～V7的图。
如图3所示，电压矢量是根据导通截止信号Qup～Qwn确定的电压矢量。若对图3的电压矢量V0～V7进行图示，则如图4那样。如图4所示，电压矢量V1～V6是每60度相位差有幅度的有效电压矢量，电压矢量V0及V7是没有幅度的零电压矢量。
接着，对导通截止信号发生器16的动作进行阐述。图5是表示本发明的实施方式1的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时所输出的电压矢量的图。
在相位θi为30度以上且小于90度时，如图5所示，相位最靠近电流矢量的电压矢量是电压矢量V2。在该情况下输出的电压矢量是相位第二靠近电流矢量的电压矢量V1和相位第三靠近电流矢量的电压矢量V3。
调节输出上述的电压矢量V1和V3的输出时间以使得电压矢量V1和V3所形成的合成矢量与电压指令矢量V＊一致。这里，使用电压指令值Vu、Vv及Vw，根据式(1－4)来计算电压指令矢量V＊。
V＊＝0.8166×(Vu+a×Vv+a2×Vw)···(1－4)
其中，a＝exp(j×120)、j2＝－1。
由此，导通截止信号发生器16根据式(1－4)，计算电压指令矢量V＊。导通截止信号发生器16通过调节电压矢量V1和V3的大小，使得上述的电压矢量的合成矢量与电压指令矢量V＊一致。
作为具体示例，图6中示出根据电流矢量的相位θi输出的每个电压矢量的占空比值。图6是表示本发明的实施方式1的根据电流矢量的相位θi输出的电压矢量的占空比的表。
在图6中，Vα和Vβ是在静止二轴上表现电压指令值Vu、Vv和Vw的电压。其中，使α轴与U相轴一致，使β轴的相位相对于α轴提前90度。D1、D2、D3、D4、D5和D6分别是对于电压矢量V1、V2、V3、V4、V5和V6的输出占空比。
例如，在将Ts作为控制周期，电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度的情况下，对于各电压矢量的输出时间，可以将电压矢量V1设为D1×Ts，将电压矢量V3设为D3×Ts，零电压矢量即电压矢量V0或V7设为(1－D1－D3)×Ts。相位θi为其他条件的情况下也相同。
如上所述，控制器8基于所输入的控制指令值，计算从逆变器6输出的三相交流电压的指令值即电压指令值Vu～Vw。控制器8根据计算出的电压指令值Vu～Vw，输出将逆变器6的各半导体开关元件Sup～Swn切换成导通和截止的导通截止信号Qup～Qwn。
此外，控制器8输出导通截止信号Qup～Qwn，以使得在根据导通截止信号Qup～Qwn的模式确定的多个电压矢量V0～V7中，形成相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该电流矢量是基于伴随三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量。
接着，对通过选择并输出相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量来实现的效果进行说明。
首先，对各电压矢量和对逆变器6的逆变器输入电流Iin的关系进行说明。之前的图3中，与第7列示出的电压矢量相对应地，在第8列中示出逆变器输入电流I in。如图3所示，在分别输出零电压矢量V0和V7的情况下，逆变器输入电流I in为0。此外，在分别输出有效电压矢量V1～V6的情况下，逆变器输入电流Iin与电流Iu、Iv及Iw中的一个电流值相等，或者成为反转该电流的符号后得到的值。
图7是表示本发明的实施方式1的电压指令值Vu、Vv以及Vw、电流Iu、Iv以及Iw的波形的图。另外，图7中，示出电流Iu、Iv及Iw的振幅为100A，电压指令值Vu、Vv及Vw的振幅为1V时的波形。下部的电流Iu、Iv和Iw相对于上部的电压指令值Vu、Vv和Vw具有30度的相位滞后。功率因数角为30度，用功率因数值来描述时，cos(30)≈0.8666。
如图5所示，在电流矢量的相位θi≈60度时，电流Iu、Iv及Iw如图7的下部的虚线框所示，Iu≈50A、Iv≈50A、Iw≈-100A。
这里，在电流矢量的相位θi≈60度时，如图2所示，输出电压矢量V1和V3。图8是表示本发明的实施方式1的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。另外，图8中，还图示出逆变器输入电流Iin和直流电流Ib的波形。
如图8所示，控制器8在控制周期Tc中，包含零电压矢量V0，例如按照V1、V0、V3、V0及V1的顺序切换并输出电压矢量。在该情况下，逆变器输入电流Iin根据电压矢量的变化按照Iu、0、Iv、0及Iu的顺序进行变化。
这里，如图1所示，逆变器输入电流I in是输入至逆变器6的电流，成为直流电流Ib和电容器电流Ic的合成电流。如图1所示，从逆变器6观察时，通过直流电源3的路径和通过电容器4的路径并联。
在直流电源3侧存在电感5，因此直流电源3侧的阻抗用ωL表示，其中将ω设为角频率，将L设为电感值。该阻抗值与ω成比例，因此相对于低频率分量成为低阻抗，而相对于高频率分量成为高阻抗。
电容器4侧的阻抗用1/ωC表示，其中将ω设为角频率，将C设为电容值。该阻抗值与ω成反比，因此相对于高频率分量成为低阻抗，而相对于低频率分量成为高阻抗。
由此，逆变器输入电流Iin中，低频率分量与直流电流Ib相对应，高频率分量与电容器电流Ic相对应。因而，如图8所示，逆变器输入电流Iin的平均值Iave与直流电流Ib相对应，除去平均值Iave的逆变器输入电流Iin的变动成分与电容器电流Ic相对应。因此，如图8所示，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为50A。
接着，作为比较例，在图7的虚线框的区域中，对采用了记载在专利文献1中的现有控制方法时的电容器电流Ic的变化进行说明。图9是示出图8的比较例的图。另外，图9中，还图示出逆变器输入电流I in、直流电流Ib、以及电压指令值Vu～Vw的波形。
现有控制方法中，根据专利文献1所公开的图3可知，在之前的图7所示的功率因数为0.866的条件是进行相位偏移的条件。此外，现有控制方法中，使用“二相调制方式”，功率因数为阈值以上时，根据“二相调制方式”使除停止开关的相以外的一相的PWM载波反转。这等效于在除停止开关的一相以外的二相中使PWM载波彼此反转。
因此，图9中，示出使除停止开关的V相以外的二相的PWM载波反转的情况。图9所示的控制方法中，在控制周期Tc中，按照V4、V7、V2、V7及V4的顺序输出电压矢量。在该情况下，逆变器输入电流I in根据电压矢量的变化按照-Iu、0、-Iw、0及-Iu的顺序进行变化。因此，如图9所示，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为150A。
由此，相对于现有控制方法，本实施方式1的控制方法构成为输出导通截止信号，以使得在电压矢量V0～V7中形成相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该电流矢量是基于通电至电动机1的电流的电流矢量。通过这样构成，可获得能降低电容器电流而不取决于功率因数的以往没有的显著效果。
以上，根据本实施方式1的功率转换装置，构成为输出导通截止信号，以使得在根据导通截止信号的模式确定的多个电压矢量中，形成相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该电流矢量是基于伴随来自逆变器的三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量。
由此，即使在电动机的转速较高，功率因数较低的情况下，也能降低电容器电流，其结果是，能有助于电容器的小型化。
实施方式2﹒
本发明的实施方式2中，对具备了结构不同于之前的实施方式1的控制器8的功率转换装置进行说明。另外，在本实施方式2中，省略与之前的实施方式1的相同点的说明，以与之前实施方式1的不同点为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式1的结构的不同点，本实施方式2的功率转换装置中，导通截止信号发生器16的动作不同。
图10是表示本发明的实施方式2的根据电流矢量的相位θi采用的电压调制方式的表。
图10的第2列中，与第1列所示的电流矢量的相位θi的范围相对应地，示出相位最靠近电流矢量的电压矢量。在图10的第3列中，示出与第1列所示的电流矢量的相位θi的范围相对应地采用的电压调制方式。
这里，“下固态二相调制”是指使电压指令值Vu、Vv及Vw相等地偏移以使得电压指令值Vu、Vv及Vw中的最小电压指令值与载波的最小值一致的调制方法。
将采用该调制方式的区间定义为“下固态二相调制区间”。
另一方面，“上固态二相调制”是指使电压指令值Vu、Vv及Vw相等地偏移以使得电压指令值Vu、Vv及Vw中的最大电压指令值与载波的最大值一致的调制方法。将采用该调制方式的区间定义为“上固态二相调制区间”。
如图10所示，在相位最靠近电流矢量的电压矢量为V2、V4及V6时，采用“下固态二相调制”作为电压调制方式。这里，作为共同点，由之前的图3可知，电压矢量V2、V4及V6是使高电位侧的2个半导体开关元件导通，并使低电位侧的1个半导体开关元件导通来形成的电压矢量。
因而，实施方式2中，在相位最靠近电流矢量的电压矢量是通过使高电位侧的2个半导体开关元件导通，并使低电位侧的1个半导体开关元件导通来形成的电压矢量时，采用“下固态二相调制”作为电压调制方式。
另一方面，如图10所示，在相位最靠近电流矢量的电压矢量为V1、V3及V5时，采用“上固态二相调制”作为电压调制方式。这里，作为共同点，由之前的图3可知，电压矢量V1、V3及V5是使高电位侧的1个半导体开关元件导通，并使低电位侧的2个半导体开关元件导通来形成的电压矢量。
因而，实施方式2中，在相位最靠近电流矢量的电压矢量是通过使高电位侧的1个半导体开关元件导通，并使低电位侧的2个半导体开关元件导通来形成的电压矢量时，采用“上固态二相调制”作为电压调制方式。
图10的第4列所示的载波反相是指相对于与其他相相对应的载波，以该载波的中心为基准使相对应的载波反转的相。
在采用“下固态二相调制”作为电压调制方式时，载波反相设为除在三相中电压指令值为最小的最小相以外的剩余的二相中的一相。即，在除最小相以外的剩余的二相中，与作为载波反相的一相相对应的载波相对于与另一相相对应的载波，以该载波的中心为基准进行反转。
另一方面，在采用“上固态二相调制”作为电压调制方式时，载波反相设为在三相中除电压指令值为最大的最大相以外的剩余的二相中的一相。即，在除最大相以外的剩余的二相中，与作为载波反相的一相相对应的载波相对于与另一相相对应的载波，以该载波的中心为基准进行反转。
由此，控制器8构成为通过将载波和电压指令值Vu、Vv及Vw相比较从而输出导通截止信号Qup～Qwn。控制器8在采用“下固态二相调制”的情况下，在三相中除最小相以外的剩余的二相中，将一相作为载波反相，相对于另一相的载波，以中心值为基准使载波反相的载波反转。此外，控制器8在采用“上固态二相调制”的情况下，在三相中除最大相以外的剩余的二相中，将一相作为载波反相，相对于另一相的载波，以中心值为基准使载波反相的载波反转。
接着，举具体示例，对控制器8的动作进一步进行说明。例如，考虑电流矢量的相位θi如之前图5所示，并且电压指令值Vu、Vv及Vw和电流Iu、Iv及Iw的波形如之前的图7所示的情况。
图11是表示本发明的实施方式2的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。另外，图11中，还图示出电压指令值Vu、Vv及Vw、逆变器输入电流Iin、及直流电流Ib的波形。
在该情况下，电流矢量的相位为大约60度，因此根据图10可知，采用“下固态二相调制”作为电压调制方式。因而，载波反相是除三相中电压指令值为最小的最小相即W相以外的剩余的U相和V相中的任意一个。即，如图10所示，与U相相对应的U相载波相对于与V相相对应的V相载波，以V相载波的中心为基准进行反转。
此外，如图11所示，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为50A。因而，本实施方式2中的控制方法能获得与之前的实施方式1中的控制方法相同的效果。
以上，根据本实施方式2的功率转换装置，构成为在采用“下固态二相调制”作为电压调制方式的情况下，将除最小相以外的剩余的二相中的一相作为载波反相，在采用“上固态二相调制”作为电压调制方式的情况下，将除最大相以外的剩余的二相中的一相作为载波反相。即使在如上述构成的情况下，也能获得与之前的实施方式1相同的效果。
实施方式3﹒
本发明的实施方式3中，对具备了结构不同于之前的实施方式1和2的控制器8的功率转换装置进行说明。另外，在本实施方式3中，省略与之前实施方式1、2的相同点的说明，以与之前的实施方式1、2的不同点为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式2的结构的不同点，本实施方式3的功率转换装置构成如下。即，导通截止信号发生器16的动作不同。此外，采用锯齿波作为载波。
图12是表示本发明的实施方式3的根据电流矢量的相位θi采用的电压调制方式的表。与之前的图10相同，与第1列所示的电流矢量的相位θi的范围相对应地采用图12的第3列所示的电压调制方式。
此外，图12的第4列所示的载波反相在与“下固态二相调制区间”相对应的相位θi的范围的中央，从最小相以外的二相中的一相切换成剩余的一相。同样，载波反相在与“上固态二相调制区间”相对应的相位θi的范围中央，从除最大相以外的二相中的一相切换成剩余的一相。由此，电流矢量的相位θi每变化30度，切换载波反相。
由此，控制器8在采用“下固态二相调制”的“下固态二相调制区间”的中央，将载波反相从一相切换成另一相。此外，控制器8在采用“上固态二相调制”的“上固态二相调制区间”的中央，将载波反相从一相切换成另一相。
接着，举具体示例，对控制器8的动作进一步进行说明。例如，考虑电流矢量的相位θi如之前图5所示，并且电压指令值Vu、Vv及Vw和电流Iu、Iv及Iw的波形如之前的图7所示的情况。
图13是表示本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi稍小于60度时的电容器电流Ic的波形的图。图14是表示本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi稍大于60度时的电容器电流Ic的波形的图。
另外，图13和图14中，还图示出电压指令值Vu、Vv及Vw、逆变器输入电流Iin、及直流电流Ib的波形。
由图12可知，在电流矢量的相位θi处于30度以上且小于60度的范围内的情况下，采用“下固态二相调制”作为电压调制方式，并且采用锯齿波作为载波。
因而，载波反相是除三相中电压指令值为最小的最小相即W相以外的U相和V相中的任意一个。即，如图13所示，向右下降的锯齿波即U相载波相对于向右上升的锯齿波即V相载波，以V相载波的中心为基准进行反转。
此外，如图13所示，在控制周期Tc中，输出相位第二靠近电流矢量的电压矢量V1和相位第三靠近电流矢量的电压矢量V3。即，在控制周期Tc中，包含零电压矢量V0，例如按照V3、V0及V1的顺序切换并输出电压矢量。在该情况下，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为50A。
另一方面，由图12可知，在电流矢量的相位θi处于60度以上且小于90度的范围内的情况下，采用“下固态二相调制”作为电压调制方式，并且采用锯齿波作为载波。
此外，载波反相从除作为最小相的W相以外的二相中的一相即U相切换成剩余的一相即V相。即，向右下降的锯齿波即V相载波相对于向右上升的锯齿波即U相载波，以U相载波的中心为基准，进行反转。
此外，如图14所示，在控制周期Tc中，输出相位第二靠近电流矢量的电压矢量V3和相位第三靠近电流矢量的电压矢量V1。即，在控制周期Tc中，包含零电压矢量V0，例如按照V1、V0及V3的顺序切换并输出电压矢量。在该情况下，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为50A。
由此，本实施方式3中的控制方法能获得与之前的实施方式2中的控制方法相同的效果。
图15是表示本发明的实施方式3的电流矢量的相位θi每变化30度切换载波反相时的电动机转矩的波形的图。图16是示出图15的比较例的图。
另外，图16中，作为比较例，示出如之前的实施方式2的控制方法那样，电流矢量的相位θi每变化60度切换载波反相时的电动机转矩的波形。此外，图15和图16也示出电流检测值Ius、Ivs及Iws的波形。
如图15所示，在电流矢量的相位θi每变化30度切换载波反相时，电动机转矩的脉动为0.04p.u.。另一方面，如图16所示，在电流矢量的相位θi每变化60度切换载波反相时，电动机转矩的脉动为0.06p.u.。因而，本实施方式3的控制方法可获得能抑制电动机转矩的脉动的效果。
以上，根据本实施方式3的功率转换装置，相对于之前的实施方式2的结构，构成为将载波设为锯齿波，在“下固态二相调制区间”的中央，将载波反相从一相切换成另一相，在“上固态二相调制区间”的中央，将载波反相从一相切换成另一相。由此，能获得与之前的实施方式1相同的效果，并且能进一步抑制电动机转矩的脉动。
实施方式4﹒
本发明的实施方式4中，对具备了结构不同于之前的实施方式1～3的控制器8的功率转换装置进行说明。另外，本实施方式4中，省略了与之前的实施方式1～3的相同点的说明，以与之前的实施方式1～3的不同点为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式2的结构的不同点，本实施方式4的载波的设定方法不同。即，本实施方式4中，设定成在三相中与电压指令值为第二大的中间相相对应的载波相对于与除中间相以外的剩余的二相相对应的载波，频率为2倍。
由此，控制器8构成为通过将载波和电压指令值Vu～Vw相比较从而输出导通截止信号Qup～Qwn。此外，控制器8设定为在三相中电压指令值为第二大的中间相的载波的频率是除中间相以外的剩余的二相的载波的频率的2倍。
接着，举具体示例，对控制器8的动作进一步进行说明。例如，考虑电流矢量的相位θi如之前图5所示，并且电压指令值Vu、Vv及Vw和电流Iu、Iv及Iw的波形如之前的图7所示的情况。
图17是表示本发明的实施方式4的电流矢量的相位θi为30度以上且小于90度时的电容器电流Ic的波形的图。另外，图17中，还图示出电压指令值Vu、Vv及Vw、逆变器输入电流Iin、及直流电流Ib的波形。
在该情况下，电压指令值Vu、Vv及Vw的大小关系为Vv＞Vu＞Vw，因此中间相为U相。因而，控制器8将与U相相对应的U相载波的频率设定为与剩余的2相相对应的载波的频率的2倍。
此外，在将U相载波的频率设定为与剩余的二相相对应的载波的频率的2倍时，如图17所示，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为50A。因而，本实施方式4中的控制方法能获得与之前的实施方式1中的控制方法相同的效果。
以上，根据本实施方式4的功率转换装置，构成为将中间相的载波的频率设定为除中间相以外的剩余的二相的载波的频率的2倍。即使在如上述构成的情况下，也能获得与之前的实施方式1相同的效果。
实施方式5﹒
本发明的实施方式5中，对具备了结构不同于之前的实施方式1～4的控制器8的功率转换装置进行说明。另外，本实施方式5中，省略了与之前的实施方式1～4的相同点的说明，以与之前的实施方式1～4的不同点为中心进行说明。
这里，作为与之前的实施方式2的结构的不同点，本实施方式5的功率转换装置构成如下。即，本实施方式5中，控制器8构成为在对被施加三相交流电压的电动机1进行通电的电流指令值Id_target为预先设定的阈值以下时，将载波的相位设定为相等。
图18是表示相对于图11将U相载波和V相载波的相位设定为相等时的电容器电流Ic的波形的图。另外，图18和之前的图11相同，还图示出电压指令值Vu、Vv及Vw、逆变器输入电流Iin、及直流电流Ib的波形。
如图18所示，控制器8在控制周期Tc中，包含零电压矢量V0，例如按照V3、V2、V0、V2和V3的顺序切换并输出电压矢量。根据之前的图5可知，上述的电压矢量V3及V2是相位最靠近电压指令矢量V＊的电压矢量，以及相位第二靠近电压指令矢量V＊的电压矢量。因此，所输出的电压矢量和电压指令矢量V＊的相位差比使载波反转的之前的图11时的相位差要小。
从抑制电动机1的转矩脉动的观点出发，如图18那样将载波设为同相的结构与如之前的图11那样使载波反转的结构相比更有利。然而，如图18所示，电容器电流Ic的变动的最大值Ic_max_min为100A。因而，从减小电容器电流的观点出发，如图18那样将载波设为同相的结构与如之前的图11那样使载波反转的结构相比更不利。
因此，本实施方式5中，控制器8在电流指令值Id_target为阈值以下，且作为结果电容器电流Ic的变动在允许范围内时，如图18所示将载波设为同相。通过上述的控制来抑制电动机1的转矩脉动。
另一方面，控制器8在电流指令值Id_target大于阈值，作为结果电容器电流Ic的变动超出允许范围时，如之前的图11所示，使载波反转。通过上述控制，来抑制电容器电流的变动。
接着，对上述的阈值的设定的具体示例进行说明。图19是表示本发明的实施方式5的逆变器电压利用率和电容器电流的关系的说明图。
图19中，示出在将额定电流通电至电动机1时，即将电流指令值Id_target设定为额定电流值时的电容器电流[p.u.]相对于逆变器电压利用率[％]的变化。另外，利用线间电压振幅/Vdc×100来表示逆变器电压利用率。
图19中，对于如图18那样将载波设为同相的情况与如图11那样使载波反转的情况，分别示出电容器电流[p.u.]相对于逆变器电压利用率[％]的变化。
这里，在将电流指令值Id_target设定为额定电流值的情况下，将使载波反转时的流过电容器4的电流的最大值设为第一最大值，将使载波同相时的流过电容器4的电流的最大值设为第二最大值。
如图19所示，在该情况下，第一最大值为0.66[p.u.]，第二最大值为0.91[p.u.]。因而，在使载波反转的情况下，相对于将载波设为同相的情况，能使电容器电流减小30％。
若考虑电容器电流的最大值与电流指令值Id_target成比例，则电流指令值Id_target为额定电流值的大约70％以下时，即使在将载波设为同相的情况下，电容器电流的最大值也为0.66[p.u.]以下。
因此，为了使电容器电流的最大值始终为0.66[p.u.]以下，并且尽可能抑制转矩脉动，控制器8如下进行动作。
控制器8在电流指令值Id_target为额定电流值的大约70％以下时，将载波设为同相。即，在该情况下，在之前的实施方式2或3的控制方法中，控制器8在下固态二相调制区间中，使除最小相以外的剩余的二相的载波的相位成为同相。此外，在该情况下，在之前的实施方式2或3的控制方法中，控制器8在上固态二相调制区间中，使除最大相以外的剩余的二相的载波的相位成为同相。
另一方面，控制器8在电流指令值Id_target大于额定电流值的大约70％时，根据之前的实施方式2或3的控制方法，使载波反转。另外，该额定电流值的大约70％的值相当于上述的阈值。
由此，基于第一最大值与第二最大值之比、以及额定电流值来设定上述的阈值。即，预先求出使载波反转时的第一最大值与使载波同相时的第二最大值的比。
若电流指令值Id_target相对于额定电流值为该比值以下，则控制器8将载波设定为同相，若电流指令值Id_target相对于额定电流值大于该比值，则控制器8使载波反转。因而，本实施方式5的控制方法中，能同时获得减小电流指令值在较低区域中的转矩脉动的效果、以及减小电流指令值在较高区域中的电容器电流的效果。
以上，根据本实施方式5的功率转换装置，相对于之前的实施方式2或3的结构，在电流指令值为预先设定的阈值以下时，下固态二相调制区间中，使载波的在除最小相以外的剩余的二相中的相位为同相；上固态二相调制区间中，使载波的在除最大相以外的剩余的二相中的相位为同相。
由此，能同时获得减小电流指令值在较低区域中的转矩波动的效果、以及减小电流指令值在较高区域中的电容器电流的效果。
另外，相对于之前的实施方式4的结构，控制器8可以构成为进行设定，使得在电流指令值为预先设定的阈值以下时，中间相的载波的频率与除中间相以外的剩余的二相的载波的频率一致。即使采用这种结构，也能得到与上述相同的效果。
实施方式6﹒
本发明的实施方式6中，对具备了之前的实施方式1～5中任意一个的功率转换装置的电动助力转向装置进行说明。另外，本实施方式6中，省略了与之前的实施方式1～5的相同点的说明，以与之前的实施方式1～5的不同点为中心进行说明。
图20是表示本发明实施方式6中的电动助力转向装置的整体结构的图。
搭载有电动助力转向装置的车辆的驾驶员使方向盘101朝左右旋转并进行前轮102的转向。转矩检测器103检测转向***的转向转矩Ts，并将所检测到的转向转矩Ts输出至后述的控制指令生成器105。电动机1经由齿轮104产生对驾驶员的转向进行辅助的辅助转矩。本实施方式6的电动机1除了转子与齿轮104机械连接以外，是与之前的实施方式1的电动机1相同的结构。
控制指令生成器105基于从转矩检测器103输入的转向转矩Ts，计算用于将电动机1控制成希望的状态的控制指令值，并输出算出的控制指令值。控制指令生成器105例如根据以下的式(6－1)，计算电流指令值Id_target作为控制指令。
Iq＿target＝ka×Ts···(6－1)
这里，Ka为常数，但也可以设定为根据转向转矩Ts、汽车的行驶速度而变动。这里，根据式(6－1)，决定电流指令值Id_target，但也可以基于与转向状况相对应的公知的补偿控制，来决定电流指令值Id_target。
接着，对通过本实施方式6的电动助力转向装置得到的效果进行说明。
电动助力转向装置寻求尺寸的小型化。通过使电动助力转向装置小型化，从而能增加对于车辆的搭载性，增加配置的自由度，还有助于车辆本身的小型化。
电动助力转向装置所具备的构成逆变器的电容器和线圈这样的无源元件的尺寸减小直接关系到逆变器的小型化。尤其是，使从电池提供的电压稳定的电容器的尺寸占整个逆变器的尺寸的比例非常大。因而，电容器不利于电动助力转向装置的小型化。
此外，作为电动助力转向装置所具备的电动机，通常出于减小电动机尺寸的要求而使用永磁体同步电动机。永磁体同步电动机随着电动机的转速变高，功率因数会降低。因而，需要减小在较大的功率因数范围内流过电容器的电流，以减小电容器电流。
然而，专利文献1所记载的控制方法中，若功率因数为阈值以下，则必须停止使用用于减小电容器电流的PWM控制。因而，即使在将专利文献1所记载的控制方法应用于电动助力转向装置的情况下，也难以减小电容器的尺寸。
对此，通过将之前的实施方式1～5中任意一个功率转换装置应用于电动助力转向装置，从而能在较大功率因数范围内减小流过电容器的电流。其结果是，可获得能实现电容器的尺寸减小，有助于电动助力转向装置的小型化的显著效果。
以上，根据本实施方式6的电动助力转向装置，具备之前的实施方式1～5中任意一个功率转换装置来构成。由此，可获得能实现电容器的尺寸减小，有助于电动助力转向装置的小型化的显著效果。
标号说明
1 电动机
2 位置检测器
3 直流电源
4 电容器
5 电感
6 逆变器
7 电流检测器
8 控制器
9 坐标转换器
10 减法器
11 减法器
12 电流控制器
13 电流控制器
14 坐标转换器
15 电流矢量相位运算器
16 导通截止信号发生器
101 方向盘
102 前轮
103 转矩检测器
104 齿轮
105 控制指令生成器。

Claims (9)

1.一种功率转换装置，包括：
逆变器，该逆变器具有多个半导体开关元件，通过将各半导体开关元件切换成导通和截止，从而将从直流电源输出的直流电压转换成三相交流电压，并输出所述三相交流电压；
电容器，该电容器并联设置在所述直流电源和所述逆变器之间；以及
控制器，该控制器基于所输入的控制指令值，计算从所述逆变器输出的所述三相交流电压的指令值即电压指令值，并根据计算出的所述电压指令值，输出将所述逆变器的各半导体开关元件切换成导通和截止的导通截止信号，
所述控制器输出所述导通截止信号，以使得在根据所述导通截止信号的模式确定的多个电压矢量中，形成相位第二靠近电流矢量的电压矢量和相位第三靠近电流矢量的电压矢量，该电流矢量是基于伴随所述三相交流电压的输出而提供的电流的电流矢量。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制器构成为通过将载波和所述电压指令值相比较从而输出所述导通截止信号，
在相位最靠近所述电流矢量的电压矢量是通过在所述多个半导体开关元件中使高电位侧的2个半导体开关元件导通并使低电位侧的1个半导体开关元件导通来形成的电压矢量时，采用下固态二相调制以作为电压调制方式，
在相位最靠近所述电流矢量的电压矢量是通过在所述多个半导体开关元件中使高电位侧的1个半导体开关元件导通并使低电位侧的2个半导体开关元件导通来形成的电压矢量时，采用上固态二相调制以作为所述电压调制方式，
所述控制器在采用所述下固态二相调制的情况下，使所述电压指令值偏移相等的量以使得所述电压指令值中的最小电压指令值与所述载波的最小值一致，在三相中除电压指令值为最小的最小相以外的剩余的二相中，将一相作为载波反相，使所述载波反相的载波相对于另一相的载波，以中心值为基准反转，
在采用所述上固态二相调制的情况下，使所述电压指令值偏移相等的量以使得所述电压指令值中的最大电压指令值与所述载波的最大值一致，在三相中除电压指令值为最大的最大相以外的剩余的二相中，将一相作为载波反相，使所述载波反相的载波相对于另一相的载波，以中心值为基准反转。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制器将所述载波设为锯齿波，
在采用所述下固态二相调制的下固态二相调制区间的中央，将所述载波反相从所述一相切换成所述另一相，
在采用所述上固态二相调制的上固态二相调制区间的中央，将所述载波反相从所述一相切换成所述另一相。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制器构成为通过将载波和所述电压指令值相比较从而输出所述导通截止信号，
所述控制器设定为在三相中电压指令值为第二大的中间相的载波的频率是除所述中间相以外的剩余二相的载波的频率的2倍。
5.如权利要求2或3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制指令值是对施加有所述三相交流电压的电动机进行通电的电流指令值，
所述控制器在所述电流指令值为预先设定的阈值以下时，
在采用所述下固态二相调制的下固态二相调制区间的除所述最小相以外的剩余的二相中，将载波的相位设为同相，
在采用所述上固态二相调制的上固态二相调制区间的除所述最大相以外的剩余的二相中，将载波的相位设为同相。
6.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制指令值是对施加有所述三相交流电压的电动机进行通电的电流指令值，
所述控制器进行设定，使得在所述电流指令值为预先设定的阈值以下时，所述中间相的载波的频率与除所述中间相以外的剩余二相的载波的频率一致。
7.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
在将所述电流指令值设定为对所述电动机进行通电的额定电流值的情况下，将使载波反转时的流过所述电容器的电流的最大值设为第一最大值，将使载波同相时的流过所述电容器的电流的最大值设为第二最大值，
基于所述第一最大值与所述第二最大值之比、以及所述额定电流值来设定所述阈值。
8.如权利要求1至7中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制指令值是施加有所述三相交流电压的电动机的控制指令值，
所述电动机是永磁体同步电动机，
所述控制器基于所述永磁体同步电动机的旋转位置，求出所述电流矢量的相位。
9.一种电动助力转向装置，具备权利要求1至8中任一项所述的功率转换装置。
CN201780093908.3A 2017-08-21 2017-08-21 功率转换装置及电动助力转向装置 Active CN111034001B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/029824 WO2019038814A1 (ja) 2017-08-21 2017-08-21 電力変換装置および電動パワーステアリング装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111034001A CN111034001A (zh) 2020-04-17
CN111034001B true CN111034001B (zh) 2022-10-14

Family

ID=65440010

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780093908.3A Active CN111034001B (zh) 2017-08-21 2017-08-21 功率转换装置及电动助力转向装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11165383B2 (zh)
EP (1) EP3675344B1 (zh)
JP (1) JP6716041B2 (zh)
CN (1) CN111034001B (zh)
WO (1) WO2019038814A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112997395B (zh) * 2018-11-14 2024-01-02 东芝三菱电机产业***株式会社 电力转换装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1990002442A1 (en) * 1988-08-30 1990-03-08 Fuji Electric Co., Ltd. Current limiting system for a voltage-type inverter
DE69306703T2 (de) * 1992-09-16 1997-04-30 Hitachi Ltd Verfahren zur Messung charakteristischer Konstanten für Wechselstrommotoren und auf diesem Verfahren basierender Regler
EP1436887A1 (en) * 2001-09-14 2004-07-14 Edwin A. Sweo Brushless doubly-fed induction machine control
JP4505725B2 (ja) * 2004-03-18 2010-07-21 富士電機システムズ株式会社 三相インバータ装置
JP4429338B2 (ja) * 2006-09-11 2010-03-10 三洋電機株式会社 モータ制御装置、電流検出ユニット
WO2008125136A1 (en) * 2007-04-13 2008-10-23 Cameron International Corporation Actuating device and method of operating an actuating device
JP4508237B2 (ja) * 2007-12-19 2010-07-21 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP5081131B2 (ja) * 2008-11-13 2012-11-21 本田技研工業株式会社 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置
JP4941686B2 (ja) * 2010-03-10 2012-05-30 株式会社デンソー 電力変換装置
US8339094B2 (en) * 2010-03-11 2012-12-25 GM Global Technology Operations LLC Methods, systems and apparatus for overmodulation of a five-phase machine
DE102012210650A1 (de) * 2012-06-22 2013-12-24 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Wechelrichters
JP5880420B2 (ja) 2012-12-20 2016-03-09 株式会社豊田自動織機 インバータ装置
JP6022951B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
JP5920300B2 (ja) * 2013-09-18 2016-05-18 株式会社デンソー 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
JP6221981B2 (ja) * 2014-07-25 2017-11-01 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
JP6369423B2 (ja) * 2015-09-01 2018-08-08 株式会社安川電機 電力変換装置、制御装置および制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6716041B2 (ja) 2020-07-01
EP3675344B1 (en) 2022-03-30
WO2019038814A1 (ja) 2019-02-28
EP3675344A4 (en) 2020-09-09
EP3675344A1 (en) 2020-07-01
JPWO2019038814A1 (ja) 2019-12-12
US11165383B2 (en) 2021-11-02
US20200373869A1 (en) 2020-11-26
CN111034001A (zh) 2020-04-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110785920B (zh) 逆变器装置及电动助力转向装置
US10432129B2 (en) AC rotary machine control device and electric power steering device
CN108966682B (zh) 逆变器控制装置
US9692346B2 (en) Control apparatus for electric power inverter
EP2763309B1 (en) Inverter apparatus and method of controlling inverter apparatus
AU2017336112B2 (en) Control device for power converter
CN110168924B (zh) 电动机控制装置
JP2020137233A (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置
JP6742393B2 (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置
CN111034020B (zh) 功率转换装置及电动助力转向装置
US8749184B2 (en) Control apparatus for electric motor
JP2020096399A (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置
CN111034001B (zh) 功率转换装置及电动助力转向装置
JP2020137231A (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置
EP4187774A1 (en) Power conversion device and electric power steering device
JP6775623B2 (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置
US11223312B2 (en) Rotary machine control device
CN113424427A (zh) 功率转换装置及电动助力转向装置
WO2017199641A1 (ja) 電動機の制御装置及びそれを備えた電動車両
JP7144903B1 (ja) 電力変換装置、発電電動機の制御装置、及び電動パワーステアリング装置
CN115699558A (zh) 交流旋转电机的控制装置及电动助力转向装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant