JPH0678554A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH0678554A JPH0678554A JP4226605A JP22660592A JPH0678554A JP H0678554 A JPH0678554 A JP H0678554A JP 4226605 A JP4226605 A JP 4226605A JP 22660592 A JP22660592 A JP 22660592A JP H0678554 A JPH0678554 A JP H0678554A
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- JP
- Japan
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- inverter circuit
- output
- impedance
- capacitor
- rectifier
- Prior art date
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- Y02B70/126—
-
- Y02B70/1441—
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】出力に含まれるリップル成分を低減して負荷に
供給される電力を調整する。 【構成】交流電源の整流平滑出力をインバータ回路1で
高周波電圧に変換する。ダイオードブリッジDBの出力
端にコンデンサC4 を介してインバータ回路1の高周波
出力の一部を帰還して入力力率を改善する。上記コンデ
ンサC4 がインバータ回路1の第1の振動系と共に第2
の振動系を構成する。インバータ回路1の振動系のイン
ダクタンス成分として可飽和リアクトルLC を用いて、
第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを可変す
る。且つ第1及び第2の振動系より負荷Lに供給される
出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路1を
動作させる。
供給される電力を調整する。 【構成】交流電源の整流平滑出力をインバータ回路1で
高周波電圧に変換する。ダイオードブリッジDBの出力
端にコンデンサC4 を介してインバータ回路1の高周波
出力の一部を帰還して入力力率を改善する。上記コンデ
ンサC4 がインバータ回路1の第1の振動系と共に第2
の振動系を構成する。インバータ回路1の振動系のイン
ダクタンス成分として可飽和リアクトルLC を用いて、
第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを可変す
る。且つ第1及び第2の振動系より負荷Lに供給される
出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路1を
動作させる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置に関するものである。
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】入力力率の改善及び効率の向上を図った
従来のインバータ装置としては図14に示す特願平2−
327324号で提案されたものがある。なお、このイ
ンバータ装置は放電灯点灯装置として用いてある。従っ
て、以下の説明では放電灯点灯装置として説明を行う。
従来のインバータ装置としては図14に示す特願平2−
327324号で提案されたものがある。なお、このイ
ンバータ装置は放電灯点灯装置として用いてある。従っ
て、以下の説明では放電灯点灯装置として説明を行う。
【0003】この放電灯点灯装置では、交流電源VS を
整流する整流器としてのダイオードブリッジDBと、ダ
イオードブリッジDBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1と、振動系(以下、この振動系を第1の振動系と呼
ぶ)を含み平滑コンデンサC 1 の両端電圧を高周波電圧
に変換するインバータ回路1と、上記ダイオードブリッ
ジDBの出力端にインピーダンス素子としてのコンデン
サC4 を介してインバータ回路1の高周波出力の一部を
帰還してダイオードブリッジDBに交流電源V S のほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善回路
とを備えている。
整流する整流器としてのダイオードブリッジDBと、ダ
イオードブリッジDBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1と、振動系(以下、この振動系を第1の振動系と呼
ぶ)を含み平滑コンデンサC 1 の両端電圧を高周波電圧
に変換するインバータ回路1と、上記ダイオードブリッ
ジDBの出力端にインピーダンス素子としてのコンデン
サC4 を介してインバータ回路1の高周波出力の一部を
帰還してダイオードブリッジDBに交流電源V S のほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善回路
とを備えている。
【0004】インバータ回路1は、平滑コンデンサC1
の両端にMOSFETからなるスイッチング素子Q1 ,
Q2 を直列接続し、スイッチング素子Q2 の両端に直流
カット用のコンデンサC3 及びインダクタL1 を介して
放電灯Laを接続し、放電灯Laの夫々のフィラメント
の非電源側の両端に放電灯Laのフィラメントの予熱用
のコンデンサC2 を接続してある。なお、コンデンサC
2 はインダクタL1 と共に第1の振動系を構成してい
る。
の両端にMOSFETからなるスイッチング素子Q1 ,
Q2 を直列接続し、スイッチング素子Q2 の両端に直流
カット用のコンデンサC3 及びインダクタL1 を介して
放電灯Laを接続し、放電灯Laの夫々のフィラメント
の非電源側の両端に放電灯Laのフィラメントの予熱用
のコンデンサC2 を接続してある。なお、コンデンサC
2 はインダクタL1 と共に第1の振動系を構成してい
る。
【0005】このインバータ回路1では、スイッチング
素子Q1 ,Q2 を高周波的に交互にオン,オフさせるこ
とにより、平滑コンデンサC1 の両端電圧を高周波電圧
に変換し、放電灯Laを高周波点灯する。つまり、スイ
ッチング素子Q1 がオンのとき、コンデンサC1 、スイ
ッチング素子Q1 、インダクタL1 、コンデンサC3、
放電灯Laの経路で、放電灯Laに電流を流し、このと
きコンデンサC3 に蓄積された電荷を電源として、スイ
ッチング素子Q2 がオンのとき、コンデンサC 3 、イン
ダクタL1 、スイッチング素子Q2 、放電灯Laの経路
でそれまでと逆方向の電流を放電灯Laに流して、放電
灯Laを高周波点灯する。
素子Q1 ,Q2 を高周波的に交互にオン,オフさせるこ
とにより、平滑コンデンサC1 の両端電圧を高周波電圧
に変換し、放電灯Laを高周波点灯する。つまり、スイ
ッチング素子Q1 がオンのとき、コンデンサC1 、スイ
ッチング素子Q1 、インダクタL1 、コンデンサC3、
放電灯Laの経路で、放電灯Laに電流を流し、このと
きコンデンサC3 に蓄積された電荷を電源として、スイ
ッチング素子Q2 がオンのとき、コンデンサC 3 、イン
ダクタL1 、スイッチング素子Q2 、放電灯Laの経路
でそれまでと逆方向の電流を放電灯Laに流して、放電
灯Laを高周波点灯する。
【0006】上記入力力率改善回路は、コンデンサC3
と放電灯Laとの接続点とダイオードブリッジDBの正
極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子と
してのコンデンサC4 と、ダイオードブリッジDBの出
力とコンデンサC1 との間に接続されたダイオードD3
とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイッ
チング素子Q2 のオン時に、ダイオードブリッジDB、
コンデンサC4 、コンデンサC3 、インダクタL1 、ス
イッチング素子Q2 と電流が流れると共に、コンデンサ
C4 とインダクタL1 からなる振動系の作用により、主
に、コンデンサC4 、ダイオードD3 、スイッチング素
子Q 1 、インダクタL1 、コンデンサC3 を通る経路で
反転電流が流れる。
と放電灯Laとの接続点とダイオードブリッジDBの正
極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子と
してのコンデンサC4 と、ダイオードブリッジDBの出
力とコンデンサC1 との間に接続されたダイオードD3
とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイッ
チング素子Q2 のオン時に、ダイオードブリッジDB、
コンデンサC4 、コンデンサC3 、インダクタL1 、ス
イッチング素子Q2 と電流が流れると共に、コンデンサ
C4 とインダクタL1 からなる振動系の作用により、主
に、コンデンサC4 、ダイオードD3 、スイッチング素
子Q 1 、インダクタL1 、コンデンサC3 を通る経路で
反転電流が流れる。
【0007】このようにコンデンサC4 を介して交流電
源VS の全域にわたってダイオードブリッジDBに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサC4 とダイオードD3
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源VS とダイオードブリッ
ジDBとの間には高周波カットフィルタFを挿入し、高
周波成分が交流電源V S 側に漏れることを防止してあ
る。
源VS の全域にわたってダイオードブリッジDBに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサC4 とダイオードD3
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源VS とダイオードブリッ
ジDBとの間には高周波カットフィルタFを挿入し、高
周波成分が交流電源V S 側に漏れることを防止してあ
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の構成
のインバータ装置では、インバータ回路1のスイッチン
グ素子Q1 ,Q2 のスイッチング周波数が変化すると、
図20(b)〜(d)に破線で示す包絡線波形が変化す
る。殊に、図20(b),(d)の場合には包絡線波形
の最大値と最少値との差、つまりはリップルが大きくな
り、負荷の動作に悪影響を及ぼすという問題があった。
例えば、放電灯点灯装置の場合に放電灯Laを調光点灯
させると、放電灯Laにちらつきを生じるという問題が
起こる。
のインバータ装置では、インバータ回路1のスイッチン
グ素子Q1 ,Q2 のスイッチング周波数が変化すると、
図20(b)〜(d)に破線で示す包絡線波形が変化す
る。殊に、図20(b),(d)の場合には包絡線波形
の最大値と最少値との差、つまりはリップルが大きくな
り、負荷の動作に悪影響を及ぼすという問題があった。
例えば、放電灯点灯装置の場合に放電灯Laを調光点灯
させると、放電灯Laにちらつきを生じるという問題が
起こる。
【0009】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置において、出力に含まれるリップル成分を
低減して負荷に供給される電力を調整することを可能と
することにある。
あり、その目的とするところは、インバータ回路の高周
波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域に
わたって高周波的に電流を流して入力力率を改善するイ
ンバータ装置において、出力に含まれるリップル成分を
低減して負荷に供給される電力を調整することを可能と
することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明では、上
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の
振動系を含み平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、上記整流器の出力端にイン
ピーダンス素子を介してインバータ回路の高周波出力の
一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって
高周波的に電流を流す入力力率改善回路とを備え、上記
インピーダンス素子がインバータ回路の第1の振動系と
共に第2の振動系を構成するインバータ装置であって、
上記第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを可変
するインピーダンス制御手段と、上記第1あるいは第2
の振動系のインピーダンス状態で、第1及び第2の振動
系より負荷に供給される出力が最も等しくなる発振周波
数でインバータ回路を動作させる周波数制御手段を設け
てある。
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の
振動系を含み平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に
変換するインバータ回路と、上記整流器の出力端にイン
ピーダンス素子を介してインバータ回路の高周波出力の
一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって
高周波的に電流を流す入力力率改善回路とを備え、上記
インピーダンス素子がインバータ回路の第1の振動系と
共に第2の振動系を構成するインバータ装置であって、
上記第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを可変
するインピーダンス制御手段と、上記第1あるいは第2
の振動系のインピーダンス状態で、第1及び第2の振動
系より負荷に供給される出力が最も等しくなる発振周波
数でインバータ回路を動作させる周波数制御手段を設け
てある。
【0011】また、請求項2の発明では、上記目的を達
成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第1の振動系と共に第2の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第1及び第2の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第1あるい
は第2の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えいる。
成するために、交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第1の振動系と共に第2の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第1及び第2の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第1あるい
は第2の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えいる。
【0012】なお、上記第1及び第2の振動系を構成す
る経路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピ
ーダンス制御手段に設け、このスイッチング素子のスイ
ッチングを制御して第1あるいは第2の振動系の見かけ
上のインピーダンスを可変するようにしてもよい。
る経路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピ
ーダンス制御手段に設け、このスイッチング素子のスイ
ッチングを制御して第1あるいは第2の振動系の見かけ
上のインピーダンスを可変するようにしてもよい。
【0013】
【作用】請求項1の発明は、上述のように構成すること
により、第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを
可変し、そのインピーダンスの変化に合わせてインバー
タ回路の発振周波数を可変して、負荷に供給される電力
の調整を行い、且つ上記第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第1及び第2の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させて、出力に含まれるリップル成分を低
減する。つまりは、出力に含まれるリップル成分を低減
して負荷に供給される電力を調整することを可能とす
る。
により、第1あるいは第2の振動系のインピーダンスを
可変し、そのインピーダンスの変化に合わせてインバー
タ回路の発振周波数を可変して、負荷に供給される電力
の調整を行い、且つ上記第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第1及び第2の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させて、出力に含まれるリップル成分を低
減する。つまりは、出力に含まれるリップル成分を低減
して負荷に供給される電力を調整することを可能とす
る。
【0014】また、請求項2の発明は、上述のように構
成することにより、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第1あるいは第2
の振動系のインピーダンスを可変して、負荷に供給され
る電力の調整を行い、且つそのインバータ回路の発振周
波数で第1及び第2の振動系より負荷に供給される出力
が最も等しくなるように第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンスを可変して、出力に含まれるリップル成分
を低減し、出力に含まれるリップル成分を低減して負荷
に供給される電力を調整することを可能とする。
成することにより、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第1あるいは第2
の振動系のインピーダンスを可変して、負荷に供給され
る電力の調整を行い、且つそのインバータ回路の発振周
波数で第1及び第2の振動系より負荷に供給される出力
が最も等しくなるように第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンスを可変して、出力に含まれるリップル成分
を低減し、出力に含まれるリップル成分を低減して負荷
に供給される電力を調整することを可能とする。
【0015】
【実施例】まず初めに図14の従来回路においてインバ
ータ回路1の発振周波数の変化によりリップル成分が発
生する理由から説明する。上記インバータ装置に設けら
れたコンデンサC4 の充電は、上述したようにダイオー
ドブリッジDB、コンデンサC4 、コンデンサC3 、イ
ンダクタL1 、スイッチング素子Q2 の経路で行われ、
コンデンサC4 は図1に示す矢印の向きに充電される。
そして、コンデンサC4 の放電は、主に、コンデンサC
4 、ダイオードD3 、スイッチング素子Q1、インダク
タL1 、コンデンサC3 の経路で行われ、このときコン
デンサC4 の両端電圧は下降する。
ータ回路1の発振周波数の変化によりリップル成分が発
生する理由から説明する。上記インバータ装置に設けら
れたコンデンサC4 の充電は、上述したようにダイオー
ドブリッジDB、コンデンサC4 、コンデンサC3 、イ
ンダクタL1 、スイッチング素子Q2 の経路で行われ、
コンデンサC4 は図1に示す矢印の向きに充電される。
そして、コンデンサC4 の放電は、主に、コンデンサC
4 、ダイオードD3 、スイッチング素子Q1、インダク
タL1 、コンデンサC3 の経路で行われ、このときコン
デンサC4 の両端電圧は下降する。
【0016】ここで、上記コンデンサC4 の充放電のタ
イミングはスイッチング素子Q1 ,Q2 のオン,オフと
同時に開始されるわけではなく、このコンデンサC4 の
両端電圧VC4と、電源電圧Vin、インダクタL1 の両端
電圧VL1、コンデンサC3 の両端電圧VC3との電圧関係
で決まる。いま、上記コンデンサC4 が充放電されてい
ない場合には、図14の回路は図15に示す構成となっ
ていると考えてよい。また、コンデンサC4 が充放電さ
れている場合には図16の構成となっていると考えてよ
い。つまり、上記図15と図16の回路の切り換わりに
よるその出力差により上記リップルが発生するのであ
る。
イミングはスイッチング素子Q1 ,Q2 のオン,オフと
同時に開始されるわけではなく、このコンデンサC4 の
両端電圧VC4と、電源電圧Vin、インダクタL1 の両端
電圧VL1、コンデンサC3 の両端電圧VC3との電圧関係
で決まる。いま、上記コンデンサC4 が充放電されてい
ない場合には、図14の回路は図15に示す構成となっ
ていると考えてよい。また、コンデンサC4 が充放電さ
れている場合には図16の構成となっていると考えてよ
い。つまり、上記図15と図16の回路の切り換わりに
よるその出力差により上記リップルが発生するのであ
る。
【0017】この場合においてリップル成分を小さくす
るには図15及び図16の回路の出力がほぼ同じになれ
ば、リップル成分を小さくできるはずである。ところ
で、上記図15及び図16の回路を考えた場合、夫々の
異なる点は振動系の構成にある。つまり、図15の場合
にはインダクタL1 とコンデンサC2 で第1の振動系が
構成され、図16の場合にはインダクタL1 とコンデン
サC2 ,C4 で第2の振動系が構成されている。従っ
て、この振動系の出力がほぼ同一になれば、リップル成
分を小さくなる。
るには図15及び図16の回路の出力がほぼ同じになれ
ば、リップル成分を小さくできるはずである。ところ
で、上記図15及び図16の回路を考えた場合、夫々の
異なる点は振動系の構成にある。つまり、図15の場合
にはインダクタL1 とコンデンサC2 で第1の振動系が
構成され、図16の場合にはインダクタL1 とコンデン
サC2 ,C4 で第2の振動系が構成されている。従っ
て、この振動系の出力がほぼ同一になれば、リップル成
分を小さくなる。
【0018】ここで、夫々の振動系の出力特性が例えば
図17に示すようになっているとすれば、夫々の出力値
が一定になる周波数にインバータ回路1の発振周波数
(以下、この周波数をf0 と呼ぶ)に設定すればよいこ
とが分かる。なお、17図のイで第1の振動系の出力特
性を示し、ロで第2の振動系の出力特性を示す。ところ
で、上述の場合において最もリップル成分の発生に影響
を与えるのは、電源電圧Vinであるので、電源電圧Vin
(実際にはダイオードブリッジDBを介して後段回路に
電源が供給されているので、電源電圧Vinの絶対値)と
インバータ装置の出力との特性を求めたところ、図18
に示す結果が得られた。この図18では縦軸に出力(例
えば、負荷の両端電圧)、横軸に電源電圧の絶対値を示
してある。なお、電源電圧の絶対値はすべて瞬時値であ
る。また、図中のVP は電源電圧の最大値を示す。
図17に示すようになっているとすれば、夫々の出力値
が一定になる周波数にインバータ回路1の発振周波数
(以下、この周波数をf0 と呼ぶ)に設定すればよいこ
とが分かる。なお、17図のイで第1の振動系の出力特
性を示し、ロで第2の振動系の出力特性を示す。ところ
で、上述の場合において最もリップル成分の発生に影響
を与えるのは、電源電圧Vinであるので、電源電圧Vin
(実際にはダイオードブリッジDBを介して後段回路に
電源が供給されているので、電源電圧Vinの絶対値)と
インバータ装置の出力との特性を求めたところ、図18
に示す結果が得られた。この図18では縦軸に出力(例
えば、負荷の両端電圧)、横軸に電源電圧の絶対値を示
してある。なお、電源電圧の絶対値はすべて瞬時値であ
る。また、図中のVP は電源電圧の最大値を示す。
【0019】なお、上記図18の特性は以下のようにし
て求めたものである。つまり、図14のインバータ装置
で、電源電圧の絶対値|Vin|と出力VOUT が図19に
示すようになっている場合、|Vin|=0での出力V
OUT はt=t1 の前後の微小時間ΔtにおけるVOUT の
値から求め、また|Vin|=VP での出力VOUT はt=
t3 の前後の微小時間ΔtにおけるVOUT の値から求
め、さらに同様にして任意の|Vin|での出力VOUT は
その|Vin|となる時間(例えば、t=t2 )の前後の
微小時間ΔtにおけるVOUT の値から求めた。また、微
小時間Δtはインバータ回路1のスイッチング周波数の
数倍程度とし、|Vin|の変化を無視できるようにし
た。
て求めたものである。つまり、図14のインバータ装置
で、電源電圧の絶対値|Vin|と出力VOUT が図19に
示すようになっている場合、|Vin|=0での出力V
OUT はt=t1 の前後の微小時間ΔtにおけるVOUT の
値から求め、また|Vin|=VP での出力VOUT はt=
t3 の前後の微小時間ΔtにおけるVOUT の値から求
め、さらに同様にして任意の|Vin|での出力VOUT は
その|Vin|となる時間(例えば、t=t2 )の前後の
微小時間ΔtにおけるVOUT の値から求めた。また、微
小時間Δtはインバータ回路1のスイッチング周波数の
数倍程度とし、|Vin|の変化を無視できるようにし
た。
【0020】いま、放電灯Laを調光点灯する場合につ
いて考えると、この場合にコンデンサC4 とダイオード
D3 からなる上記力率改善回路を備えていないインバー
タ方式の放電灯点灯装置では、例えば周波数をインダク
タL1 とコンデンサC2 からなる第1の振動系の共振周
波数からずらすことにより、放電灯Laに供給される電
力を小さくして調光点灯を行うことができる。
いて考えると、この場合にコンデンサC4 とダイオード
D3 からなる上記力率改善回路を備えていないインバー
タ方式の放電灯点灯装置では、例えば周波数をインダク
タL1 とコンデンサC2 からなる第1の振動系の共振周
波数からずらすことにより、放電灯Laに供給される電
力を小さくして調光点灯を行うことができる。
【0021】しかし、図14のインバータ装置におい
て、単にインバータ回路1の発振周波数を変化させる
と、上述した理由によりリップル成分が増加して放電灯
Laにちらつきを生じるという問題がある。そこで、放
電灯Laに供給される出力が小さくなり、且つリップル
成分が少なくなるように、振動系のインピーダンス及び
インバータ回路1の周波数を共に変化させると、調光状
態でも放電灯Laをちらつきなく安定点灯させることが
できる。この場合に、振動系のインピーダンスを変化さ
せ、それに応じてインバータ回路1の周波数を変化させ
る方法と、インバータ回路1の周波数を変化させ、それ
に応じて振動系のインピーダンスを変化させる方法との
2つの方法が考えられる。
て、単にインバータ回路1の発振周波数を変化させる
と、上述した理由によりリップル成分が増加して放電灯
Laにちらつきを生じるという問題がある。そこで、放
電灯Laに供給される出力が小さくなり、且つリップル
成分が少なくなるように、振動系のインピーダンス及び
インバータ回路1の周波数を共に変化させると、調光状
態でも放電灯Laをちらつきなく安定点灯させることが
できる。この場合に、振動系のインピーダンスを変化さ
せ、それに応じてインバータ回路1の周波数を変化させ
る方法と、インバータ回路1の周波数を変化させ、それ
に応じて振動系のインピーダンスを変化させる方法との
2つの方法が考えられる。
【0022】(実施例1)図1に本発明の一実施例を示
す。本実施例は基本的には図14の従来回路と同じ構成
であり、本実施例の特徴とするところはインダクタL1
の代わりに可飽和リアクトルLC を用いた点にある。こ
の可飽和リアクトルLC は出力巻線NL と制御巻線NC
からなり、図1ではリアクトル制御回路5で制御巻線N
C に流す電流を変化させて、出力巻線NL のインダクタ
ンスを可変する構成としてあり、リアクトル制御回路5
はスイッチング素子Q1 ,Q2 のスイッチングを制御す
る制御回路3で制御するようにしてある。なお、この制
御回路3の出力に応じてスイッチング素子Q1 ,Q2 は
駆動回路4で駆動制御される。
す。本実施例は基本的には図14の従来回路と同じ構成
であり、本実施例の特徴とするところはインダクタL1
の代わりに可飽和リアクトルLC を用いた点にある。こ
の可飽和リアクトルLC は出力巻線NL と制御巻線NC
からなり、図1ではリアクトル制御回路5で制御巻線N
C に流す電流を変化させて、出力巻線NL のインダクタ
ンスを可変する構成としてあり、リアクトル制御回路5
はスイッチング素子Q1 ,Q2 のスイッチングを制御す
る制御回路3で制御するようにしてある。なお、この制
御回路3の出力に応じてスイッチング素子Q1 ,Q2 は
駆動回路4で駆動制御される。
【0023】この図1の場合には例えば放電灯Laを全
点灯させる場合に、インバータ回路1の発振周波数が上
述したf0 となっており、この周波数f0 のとき可飽和
リアクトルLC の出力巻線NL とコンデンサC2 ,C4
で形成される振動系の出力がほぼ同じになるようにして
ある。調光点灯を行う場合、制御回路3がリアクトル制
御回路5を介して可飽和リアクトルLC の制御巻線NC
に流す電流を変化させて、出力巻線NL のインダクタン
ス値を変化させる。そして、このときの2つの振動系の
出力が一定になるように制御回路3の制御の下でインバ
ータ回路1の発振周波数を可変する。このようにすれ
ば、リップル成分の少ない安定した状態で放電灯Laを
調光点灯することができる。なお、このようにしても入
力力率改善回路による入力力率の改善効果はそのまま維
持される。
点灯させる場合に、インバータ回路1の発振周波数が上
述したf0 となっており、この周波数f0 のとき可飽和
リアクトルLC の出力巻線NL とコンデンサC2 ,C4
で形成される振動系の出力がほぼ同じになるようにして
ある。調光点灯を行う場合、制御回路3がリアクトル制
御回路5を介して可飽和リアクトルLC の制御巻線NC
に流す電流を変化させて、出力巻線NL のインダクタン
ス値を変化させる。そして、このときの2つの振動系の
出力が一定になるように制御回路3の制御の下でインバ
ータ回路1の発振周波数を可変する。このようにすれ
ば、リップル成分の少ない安定した状態で放電灯Laを
調光点灯することができる。なお、このようにしても入
力力率改善回路による入力力率の改善効果はそのまま維
持される。
【0024】なお、調光点灯を行う場合、制御回路3の
制御の下でインバータ回路1の発振周波数を可変させ、
その周波数下で2つの共振系の出力がほぼ同じになるよ
うに、制御回路3がリアクトル制御回路5を介して可飽
和リアクトルLC の制御巻線NC に流す電流を変化させ
て、出力巻線NL のインダクタンス値を変化させ、リッ
プル成分の少ない安定した状態で放電灯Laを調光点灯
するようにしてもよい。この場合には図18に示すよう
に出力は主に電源電圧Vinに応じて変化するので、この
電源電圧Vinを検出する手段を設け、電源電圧Vinに応
じて制御回路3がリアクトル制御回路5を介して出力巻
線NL のインダクタンス値を変化させるようにすればよ
い。
制御の下でインバータ回路1の発振周波数を可変させ、
その周波数下で2つの共振系の出力がほぼ同じになるよ
うに、制御回路3がリアクトル制御回路5を介して可飽
和リアクトルLC の制御巻線NC に流す電流を変化させ
て、出力巻線NL のインダクタンス値を変化させ、リッ
プル成分の少ない安定した状態で放電灯Laを調光点灯
するようにしてもよい。この場合には図18に示すよう
に出力は主に電源電圧Vinに応じて変化するので、この
電源電圧Vinを検出する手段を設け、電源電圧Vinに応
じて制御回路3がリアクトル制御回路5を介して出力巻
線NL のインダクタンス値を変化させるようにすればよ
い。
【0025】上記可飽和リアクトルLC とリアクトル制
御回路5との具体例を図2に示す。この図2において
は、可飽和リアクトルLC を2つのリアクトルLC1,L
C2を用いて構成し、夫々のリアクトルLC1,LC2の制御
巻線NC1,NC2の極性を反転させて、抵抗RC と電圧を
可変自在な制御電源VC で等価的に示したリアクトル制
御回路5に接続してある。このようにすると、出力巻線
NL1,NL2の飽和状態が緩やかになり制御が容易にな
る。
御回路5との具体例を図2に示す。この図2において
は、可飽和リアクトルLC を2つのリアクトルLC1,L
C2を用いて構成し、夫々のリアクトルLC1,LC2の制御
巻線NC1,NC2の極性を反転させて、抵抗RC と電圧を
可変自在な制御電源VC で等価的に示したリアクトル制
御回路5に接続してある。このようにすると、出力巻線
NL1,NL2の飽和状態が緩やかになり制御が容易にな
る。
【0026】なお、上述の場合には可飽和リアクトルL
C を用いていたが、図3に示すように、インダクタL1
に直列にトランスT1 の1次巻線N1 を接続し、2次巻
線N 2 に可変インピーダンス素子Zとスイッチ要素S1
を並列に接続してもよい。ここで、トランスT1 の2次
巻線N2 の両端をスイッチS1 をオンとして短絡した場
合には、1次巻線N1 にはインダクタンス成分が現れ
ず、2次巻線N2 を開放した場合には1次巻線N1 のイ
ンダクタンス成分(L2 )が現れ、可変インピーダンス
素子Zのインピーダンス値を調整すれば、インダクタン
ス値を0〜L2 まで可変できる。つまり、振動系のイン
ダクタンス値をL、インダクタL1 のインダクタンス値
をL1 とした場合、L1 <L<L1 +L2 の範囲で変化
させることができる。
C を用いていたが、図3に示すように、インダクタL1
に直列にトランスT1 の1次巻線N1 を接続し、2次巻
線N 2 に可変インピーダンス素子Zとスイッチ要素S1
を並列に接続してもよい。ここで、トランスT1 の2次
巻線N2 の両端をスイッチS1 をオンとして短絡した場
合には、1次巻線N1 にはインダクタンス成分が現れ
ず、2次巻線N2 を開放した場合には1次巻線N1 のイ
ンダクタンス成分(L2 )が現れ、可変インピーダンス
素子Zのインピーダンス値を調整すれば、インダクタン
ス値を0〜L2 まで可変できる。つまり、振動系のイン
ダクタンス値をL、インダクタL1 のインダクタンス値
をL1 とした場合、L1 <L<L1 +L2 の範囲で変化
させることができる。
【0027】さらに、振動系のインダクタンスを可変す
るさらに他の方法としは、図4に示すように、インダク
タL1 に並列にスイッチ要素S2 を介してインダクタL
2 を接続してもよい。ここで、スイッチ要素S2 は図1
の制御回路3の制御の下でオン,オフ制御するようにす
ればよい。いま、スイッチ要素S2 がオンのときには、
振動系のインダクタンスはインダクタL1 のインダクタ
ンスのみとなり、スイッチ要素S2 がオンのときに、イ
ンダクタL1 ,L2 の合成インダクタンスとなる。
るさらに他の方法としは、図4に示すように、インダク
タL1 に並列にスイッチ要素S2 を介してインダクタL
2 を接続してもよい。ここで、スイッチ要素S2 は図1
の制御回路3の制御の下でオン,オフ制御するようにす
ればよい。いま、スイッチ要素S2 がオンのときには、
振動系のインダクタンスはインダクタL1 のインダクタ
ンスのみとなり、スイッチ要素S2 がオンのときに、イ
ンダクタL1 ,L2 の合成インダクタンスとなる。
【0028】ところで、上述の場合には振動系のインピ
ーダンスを可変する方法として振動系のインダクタンス
を可変する場合について説明したが、コンデンサC4 や
コンデンサC2 のキャパシタンスを可変してもよい。図
5はコンデンサC4 に並列にコンデンサC5 とスイッチ
要素S3 の直列回路を接続し、スイッチ要素S3 を上述
した図4の場合と同様に制御回路3の制御の下でオン,
オフ制御するようにしてある。
ーダンスを可変する方法として振動系のインダクタンス
を可変する場合について説明したが、コンデンサC4 や
コンデンサC2 のキャパシタンスを可変してもよい。図
5はコンデンサC4 に並列にコンデンサC5 とスイッチ
要素S3 の直列回路を接続し、スイッチ要素S3 を上述
した図4の場合と同様に制御回路3の制御の下でオン,
オフ制御するようにしてある。
【0029】図6は、コンデンサC2 に並列にコンデン
サC6 とスイッチ要素S4 の直列回路を接続し、スイッ
チ要素S4 を制御回路3の制御の下でオン,オフ制御す
るようにしたものである。 (実施例2)ところで、コンデンサC4 の充放電のタイ
ミングは、上述したようにスイッチング素子Q1 ,Q2
のオン,オフと同時に開始されるわけではなく、このコ
ンデンサC4 の両端電圧VC4と、電源電圧Vin、インダ
クタL1 の両端電圧VL1、コンデンサC3 の両端電圧V
C3との電圧関係で決まる。従って、この2つの振動系の
切り換わりがリップル成分の発生に影響をする。これは
逆に言えばコンデンサC4 の充放電の時間を制御すれ
ば、出力特性を変えることができることを意味する。な
お、このようにした場合には見掛け上はコンデンサC4
のインピーダンス値を変えることに他ならない。
サC6 とスイッチ要素S4 の直列回路を接続し、スイッ
チ要素S4 を制御回路3の制御の下でオン,オフ制御す
るようにしたものである。 (実施例2)ところで、コンデンサC4 の充放電のタイ
ミングは、上述したようにスイッチング素子Q1 ,Q2
のオン,オフと同時に開始されるわけではなく、このコ
ンデンサC4 の両端電圧VC4と、電源電圧Vin、インダ
クタL1 の両端電圧VL1、コンデンサC3 の両端電圧V
C3との電圧関係で決まる。従って、この2つの振動系の
切り換わりがリップル成分の発生に影響をする。これは
逆に言えばコンデンサC4 の充放電の時間を制御すれ
ば、出力特性を変えることができることを意味する。な
お、このようにした場合には見掛け上はコンデンサC4
のインピーダンス値を変えることに他ならない。
【0030】図7はコンデンサC4 の充放電の時間を制
御して2つの振動系の出力をほぼ同一とする実施例であ
る。この図7の場合にはダイオードD3 に直列にスイッ
チ要素S5 を接続してある。なお、このダイオードD3
とスイッチ要素S5 の代わりに単方向性のスイッチ要素
を用いてもよいことは言うまでもない。動作的には、ス
イッチング素子Q1 がオンし、上述した電圧関係によっ
てコンデンサC4 がスイッチング素子Q1 を介して放電
されることをスイッチ要素S5で制御する。このように
すれば、コンデンサC4 の充電電荷の放出の割合も低下
し、次の充電量の小さくなり、結果的に充放電の両方の
期間を短くすることができる。これにより、コンデンサ
C4 の見掛け上の容量を変えることができ、上述した図
5の実施例と同様にして2つの振動系の出力はほぼ等し
くなるように制御すれば、リップル成分の少ない出力を
得ることができる。
御して2つの振動系の出力をほぼ同一とする実施例であ
る。この図7の場合にはダイオードD3 に直列にスイッ
チ要素S5 を接続してある。なお、このダイオードD3
とスイッチ要素S5 の代わりに単方向性のスイッチ要素
を用いてもよいことは言うまでもない。動作的には、ス
イッチング素子Q1 がオンし、上述した電圧関係によっ
てコンデンサC4 がスイッチング素子Q1 を介して放電
されることをスイッチ要素S5で制御する。このように
すれば、コンデンサC4 の充電電荷の放出の割合も低下
し、次の充電量の小さくなり、結果的に充放電の両方の
期間を短くすることができる。これにより、コンデンサ
C4 の見掛け上の容量を変えることができ、上述した図
5の実施例と同様にして2つの振動系の出力はほぼ等し
くなるように制御すれば、リップル成分の少ない出力を
得ることができる。
【0031】また、図8に示すようにダイオードブリッ
ジDBを構成するダイオードD03,D04に直列にスイッ
チ要素S01,S02を接続したもので、スイッチング素子
Q2がオンし、上述した電圧関係によってコンデンサC
4 が充電されることをスイッチ要素S01,S02で制御す
る。ここで、スイッチ要素S01,S02のいずれに電流が
流れるかは、電源電圧の極性で変わるが、電流が流れる
スイッチ要素S01,S 02はダイオードブリッジDBの動
作で決まっているので、両スイッチ要素S01,S02を同
じタイミングでオン,オフさせても問題はない。
ジDBを構成するダイオードD03,D04に直列にスイッ
チ要素S01,S02を接続したもので、スイッチング素子
Q2がオンし、上述した電圧関係によってコンデンサC
4 が充電されることをスイッチ要素S01,S02で制御す
る。ここで、スイッチ要素S01,S02のいずれに電流が
流れるかは、電源電圧の極性で変わるが、電流が流れる
スイッチ要素S01,S 02はダイオードブリッジDBの動
作で決まっているので、両スイッチ要素S01,S02を同
じタイミングでオン,オフさせても問題はない。
【0032】この場合にはコンデンサC4 の充電量を減
少させることで、次にコンデンサC 4 が放電されるタイ
ミングが遅れ、充放電の両方の期間を短くすることがで
き、結果的にコンデンサC4 の見掛け上の容量を変え、
上述の場合と同様にリップル成分の少ない出力を得るこ
とができる。なお、図9に示すようにスイッチ要素S01
をダイオードD02に直列に挿入しても図8と同様に動作
させることができる。また、図7乃至図9におけるスイ
ッチ要素S5 ,S01,S02は電源投入時には交流電源V
S のゼロクロス点に同期してオンとすることで、ラッシ
ュ電流が流れることを防止するためにも用いることがで
きる。
少させることで、次にコンデンサC 4 が放電されるタイ
ミングが遅れ、充放電の両方の期間を短くすることがで
き、結果的にコンデンサC4 の見掛け上の容量を変え、
上述の場合と同様にリップル成分の少ない出力を得るこ
とができる。なお、図9に示すようにスイッチ要素S01
をダイオードD02に直列に挿入しても図8と同様に動作
させることができる。また、図7乃至図9におけるスイ
ッチ要素S5 ,S01,S02は電源投入時には交流電源V
S のゼロクロス点に同期してオンとすることで、ラッシ
ュ電流が流れることを防止するためにも用いることがで
きる。
【0033】また、図10に示すようにコンデンサC4
と直列にスイッチ要素S6 を挿入すると、コンデンサC
4 の充放電を共に制御することができる。さらに、図1
1に示すように交流電源VS とダイオードブリッジDB
との間にスイッチ要素S7 を挿入しても同様の制御を行
える。ところで、本発明は上記構成以外の回路であって
も適用できる。例えば、図11に示すようにコンデンサ
C3 をコンデンサC2 ,C4 と共にダイオードブリッジ
DBの出力に直列接続したもの、あるいは図12に示す
ようにコンデンサC4とコンデンサC2 との間にインダ
クタL3 を設けたものなどにも適用でき、さらに図11
及び図12の場合には図1の方法でリップルの少なくし
て負荷Lに供給される電力を調整する場合を示してある
が、上述した図2乃至図10のいずれのものを適用して
もよいことは言うまでもない。また、インバータ回路1
の振動系にはさらにインダクタやコンデンサを含むもの
であっても本発明を適用できる。さらにまた、負荷は放
電灯Laに限らず、さらにインバータ回路の構成はその
他の構成のインバータ回路であっても適用できる。
と直列にスイッチ要素S6 を挿入すると、コンデンサC
4 の充放電を共に制御することができる。さらに、図1
1に示すように交流電源VS とダイオードブリッジDB
との間にスイッチ要素S7 を挿入しても同様の制御を行
える。ところで、本発明は上記構成以外の回路であって
も適用できる。例えば、図11に示すようにコンデンサ
C3 をコンデンサC2 ,C4 と共にダイオードブリッジ
DBの出力に直列接続したもの、あるいは図12に示す
ようにコンデンサC4とコンデンサC2 との間にインダ
クタL3 を設けたものなどにも適用でき、さらに図11
及び図12の場合には図1の方法でリップルの少なくし
て負荷Lに供給される電力を調整する場合を示してある
が、上述した図2乃至図10のいずれのものを適用して
もよいことは言うまでもない。また、インバータ回路1
の振動系にはさらにインダクタやコンデンサを含むもの
であっても本発明を適用できる。さらにまた、負荷は放
電灯Laに限らず、さらにインバータ回路の構成はその
他の構成のインバータ回路であっても適用できる。
【0034】
【発明の効果】請求項1の発明は上述のように、交流電
源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コ
ンデンサと、第1の振動系を含み平滑コンデンサの両端
電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上記整
流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバータ
回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源の
ほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善
回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバータ回
路の第1の振動系と共に第2の振動系を構成するインバ
ータ装置であって、上記第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンスを可変するインピーダンス制御手段と、上
記第1あるいは第2の振動系のインピーダンス状態で、
第1及び第2の振動系より負荷に供給される出力が最も
等しくなる発振周波数でインバータ回路を動作させる周
波数制御手段を設けてあるので、第1あるいは第2の振
動系のインピーダンスを可変し、そのインピーダンスの
変化に合わせてインバータ回路の発振周波数を可変する
ことで、負荷に供給される電力の調整を行うことがで
き、しかも上記第1あるいは第2の振動系のインピーダ
ンス状態で、第1及び第2の振動系より負荷に供給され
る出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路を
動作させることで、出力に含まれるリップル成分を低減
することができ、結果的には出力に含まれるリップル成
分を低減した状態で負荷に供給される電力を調整するこ
とができる。
源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑コ
ンデンサと、第1の振動系を含み平滑コンデンサの両端
電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上記整
流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバータ
回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源の
ほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率改善
回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバータ回
路の第1の振動系と共に第2の振動系を構成するインバ
ータ装置であって、上記第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンスを可変するインピーダンス制御手段と、上
記第1あるいは第2の振動系のインピーダンス状態で、
第1及び第2の振動系より負荷に供給される出力が最も
等しくなる発振周波数でインバータ回路を動作させる周
波数制御手段を設けてあるので、第1あるいは第2の振
動系のインピーダンスを可変し、そのインピーダンスの
変化に合わせてインバータ回路の発振周波数を可変する
ことで、負荷に供給される電力の調整を行うことがで
き、しかも上記第1あるいは第2の振動系のインピーダ
ンス状態で、第1及び第2の振動系より負荷に供給され
る出力が最も等しくなる発振周波数でインバータ回路を
動作させることで、出力に含まれるリップル成分を低減
することができ、結果的には出力に含まれるリップル成
分を低減した状態で負荷に供給される電力を調整するこ
とができる。
【0035】また、請求項2の発明は上述のように、交
流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平
滑コンデンサと、第1の振動系を含み平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上
記整流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバ
ータ回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電
源のほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率
改善回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバー
タ回路の第1の振動系と共に第2の振動系を構成するイ
ンバータ装置であって、インバータ回路の発振周波数を
可変する周波数制御手段と、そのインバータ回路の発振
周波数で第1及び第2の振動系より負荷に供給される出
力が最も等しくなるように第1あるいは第2の振動系の
インピーダンスを可変するインピーダンス制御手段とを
備えているので、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第1あるいは第2
の振動系のインピーダンスを可変することで、負荷に供
給される電力の調整を行うことができ、しかもそのイン
バータ回路の発振周波数で第1及び第2の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第1あるい
は第2の振動系のインピーダンスを可変することで、出
力に含まれるリップル成分を低減し、出力に含まれるリ
ップル成分を低減した状態で負荷に供給される電力を調
整することができる。
流電源を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平
滑コンデンサと、第1の振動系を含み平滑コンデンサの
両端電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、上
記整流器の出力端にインピーダンス素子を介してインバ
ータ回路の高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電
源のほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力力率
改善回路とを備え、上記インピーダンス素子がインバー
タ回路の第1の振動系と共に第2の振動系を構成するイ
ンバータ装置であって、インバータ回路の発振周波数を
可変する周波数制御手段と、そのインバータ回路の発振
周波数で第1及び第2の振動系より負荷に供給される出
力が最も等しくなるように第1あるいは第2の振動系の
インピーダンスを可変するインピーダンス制御手段とを
備えているので、インバータ回路の発振周波数を可変
し、その発振周波数の変化に合わせて第1あるいは第2
の振動系のインピーダンスを可変することで、負荷に供
給される電力の調整を行うことができ、しかもそのイン
バータ回路の発振周波数で第1及び第2の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第1あるい
は第2の振動系のインピーダンスを可変することで、出
力に含まれるリップル成分を低減し、出力に含まれるリ
ップル成分を低減した状態で負荷に供給される電力を調
整することができる。
【図1】本発明の一実施例の回路図である。
【図2】他の方法で振動系のインダクタンス成分を可変
する方法を示した回路図である。
する方法を示した回路図である。
【図3】さらに他の方法で振動系のインダクタンス成分
を可変する方法を示した回路図である。
を可変する方法を示した回路図である。
【図4】さらに別の方法で振動系のインダクタンス成分
を可変する方法を示した回路図である。
を可変する方法を示した回路図である。
【図5】振動系のキャパシタンス成分を可変する方法を
示した回路図である。
示した回路図である。
【図6】振動系の他のキャパシタンス成分を可変する方
法を示した回路図である。
法を示した回路図である。
【図7】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変する方法を示した回路図である。
変する方法を示した回路図である。
【図8】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変する他の方法を示した回路図である。
変する他の方法を示した回路図である。
【図9】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上可
変するさらに他の方法を示した回路図である。
変するさらに他の方法を示した回路図である。
【図10】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上
可変するさらに別の方法を示した回路図である。
可変するさらに別の方法を示した回路図である。
【図11】振動系の他のキャパシタンス成分を見かけ上
可変するさらに他の方法を示した回路図である。
可変するさらに他の方法を示した回路図である。
【図12】異なる構成のインバータ回路を備えるインバ
ータ装置を示す実施例の回路図である。
ータ装置を示す実施例の回路図である。
【図13】さらに異なる構成のインバータ回路を備える
インバータ装置を示す実施例の回路図である。
インバータ装置を示す実施例の回路図である。
【図14】従来例の回路図である。
【図15】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
していない状態での等価回路図である。
していない状態での等価回路図である。
【図16】同上で入力力率改善用のコンデンサが充放電
している状態での等価回路図である。
している状態での等価回路図である。
【図17】図14の回路においてリップルを少なくする
方法の説明図である。
方法の説明図である。
【図18】図14の回路のインバータ回路の発振周波数
を可変した場合における電源電圧と出力との関係を示す
説明図である。
を可変した場合における電源電圧と出力との関係を示す
説明図である。
【図19】図18の電源電圧と出力との関係を求める方
法の説明図である。
法の説明図である。
【図20】図14回路においてインバータ回路の発振周
波数を可変した場合の出力波形を示す説明図である。
波数を可変した場合の出力波形を示す説明図である。
1 インバータ回路 3 制御回路 4 駆動回路 5 リアクトル制御回路 VS 交流電源 DB ダイオードブリッジ Q1 ,Q2 スイッチング素子 L1 インダクタ C1 ,C2 ,C4 コンデンサ D3 ダイオード L 負荷 La 放電灯
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第1の振動系と共に第2の振
動系を構成するインバータ装置であって、上記第1ある
いは第2の振動系のインピーダンスを可変するインピー
ダンス制御手段と、上記第1あるいは第2の振動系のイ
ンピーダンス状態で、第1及び第2の振動系より負荷に
供給される出力が最も等しくなる発振周波数でインバー
タ回路を動作させる周波数制御手段を設けて成ることを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項2】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力を平滑する平滑コンデンサと、第1の振動系を含み
平滑コンデンサの両端電圧を高周波電圧に変換するイン
バータ回路と、上記整流器の出力端にインピーダンス素
子を介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還し
て整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に電
流を流す入力力率改善回路とを備え、上記インピーダン
ス素子がインバータ回路の第1の振動系と共に第2の振
動系を構成するインバータ装置であって、インバータ回
路の発振周波数を可変する周波数制御手段と、そのイン
バータ回路の発振周波数で第1及び第2の振動系より負
荷に供給される出力が最も等しくなるように第1あるい
は第2の振動系のインピーダンスを可変するインピーダ
ンス制御手段とを備えて成ることを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項3】 上記第1及び第2の振動系を構成する経
路内に組み込まれたスイッチング素子を上記インピーダ
ンス制御手段を設け、このスイッチング素子のスイッチ
ングを制御して第1あるいは第2の振動系の見かけ上の
インピーダンスを可変して成ることを特徴とする請求項
1または請求項2記載のインバータ装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4226605A JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
CA002104737A CA2104737C (en) | 1992-08-26 | 1993-08-24 | Inverter device |
US08/112,207 US5410466A (en) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | High power-factor inverter device having reduced output ripple |
KR1019930016691A KR0155147B1 (ko) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | 인버터 장치 |
CN93118805A CN1080081C (zh) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | 变换装置 |
DE4328748A DE4328748B4 (de) | 1992-08-26 | 1993-08-26 | Wechselrichtereinheit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4226605A JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0678554A true JPH0678554A (ja) | 1994-03-18 |
Family
ID=16847821
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4226605A Pending JPH0678554A (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0678554A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1289350A1 (de) * | 2001-08-27 | 2003-03-05 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Betriebsschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden |
KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP4226605A patent/JPH0678554A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100382242B1 (ko) * | 2000-06-23 | 2003-05-01 | 김도윤 | 평면형광램프 구동용 전원장치 |
EP1289350A1 (de) * | 2001-08-27 | 2003-03-05 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Betriebsschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden |
US6744219B2 (en) | 2001-08-27 | 2004-06-01 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Operating circuit for a discharge lamp with preheatable electrodes |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010321 |