JPH06292357A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06292357A JPH06292357A JP7708593A JP7708593A JPH06292357A JP H06292357 A JPH06292357 A JP H06292357A JP 7708593 A JP7708593 A JP 7708593A JP 7708593 A JP7708593 A JP 7708593A JP H06292357 A JPH06292357 A JP H06292357A
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- switching
- switching element
- capacitor
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振スイッチ採用の電源装置において二つの
共振ループをもつことで、ゼロクロス・スイッチングを
実現しつつも、デューティ比を大きくし、高効率で、大
電力を取り出すことのできる電源装置の提供すること。 【構成】 a)直流電源に対して直列接続された、第1の
スイッチング素子1と、第1の共振コイル5と、ダイオ
ード7と、コンデンサ4とからなる第1の共振ループ3
1と、b)前記コンデンサ4と並列に接続されたダイオー
ド8と、第2のスイッチング素子2と、第2の共振コイ
ル6と、出力端子に並列に接続されたコンデンサ10
と、前記第2の共振コイル6と前記コンデンサ10とに
並列に接続されたダイオード9とからなる第2の共振ル
ープ32と、c)第1のスイッチング素子1の制御端子
と、第2のスイッチング素子2の制御端子とに接続さ
れ、第1のスイッチング素子1と第2のスイッチング素
子2とを制御する制御手段3と、から構成される。
共振ループをもつことで、ゼロクロス・スイッチングを
実現しつつも、デューティ比を大きくし、高効率で、大
電力を取り出すことのできる電源装置の提供すること。 【構成】 a)直流電源に対して直列接続された、第1の
スイッチング素子1と、第1の共振コイル5と、ダイオ
ード7と、コンデンサ4とからなる第1の共振ループ3
1と、b)前記コンデンサ4と並列に接続されたダイオー
ド8と、第2のスイッチング素子2と、第2の共振コイ
ル6と、出力端子に並列に接続されたコンデンサ10
と、前記第2の共振コイル6と前記コンデンサ10とに
並列に接続されたダイオード9とからなる第2の共振ル
ープ32と、c)第1のスイッチング素子1の制御端子
と、第2のスイッチング素子2の制御端子とに接続さ
れ、第1のスイッチング素子1と第2のスイッチング素
子2とを制御する制御手段3と、から構成される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電子部品等に利用される
電源装置に係り、特に効率の向上と、出力電力の増加と
に適する電源回路の構成に関する。
電源装置に係り、特に効率の向上と、出力電力の増加と
に適する電源回路の構成に関する。
【0002】
【従来の技術】図4は、米国特許4,415,959号
公報に記載された従来技術となる電源装置の構成を示す
ものである。図中27は入力21から供給される電流を
スイッチングし、てトランス22に電流を流すスイッチ
ング素子である。ダイオード23とコンデンサ24は図
視せぬトランス22の漏れインダクタンスを介して、ス
イッチング素子27とあわせて直列に接続され、共振ル
ープを構成している。なお、ダイオード25はコンデン
サ24が逆方向に充電されるのを防ぐ為に設けられてい
るものであり、またチョークコイル26は負荷に流れる
電流を平滑するはたらきをもつ。図5は図4のスイッチ
ング素子27のスイッチングタイミング(a)を基準に
スイッチング素子27に流れる電流(b)と、コンデン
サ24の端子電圧(c)を示したものである。更に説明
すると、スイッチング素子27には図5(b)のように
トランス22の漏れインダクタンスとコンデンサ24の
容量とによって決まる周期の正弦波電流がスイッチング
素子27の同通区間に半波状に流れ、その電流Iは、ト
ランス22の漏れインダクタンスLと、共振コンデンサ
24の容量Cとによって定まる特性インピーダンスZ=
√(L/C)と、入力電圧と出力電圧との差とで定まる
値となる。
公報に記載された従来技術となる電源装置の構成を示す
ものである。図中27は入力21から供給される電流を
スイッチングし、てトランス22に電流を流すスイッチ
ング素子である。ダイオード23とコンデンサ24は図
視せぬトランス22の漏れインダクタンスを介して、ス
イッチング素子27とあわせて直列に接続され、共振ル
ープを構成している。なお、ダイオード25はコンデン
サ24が逆方向に充電されるのを防ぐ為に設けられてい
るものであり、またチョークコイル26は負荷に流れる
電流を平滑するはたらきをもつ。図5は図4のスイッチ
ング素子27のスイッチングタイミング(a)を基準に
スイッチング素子27に流れる電流(b)と、コンデン
サ24の端子電圧(c)を示したものである。更に説明
すると、スイッチング素子27には図5(b)のように
トランス22の漏れインダクタンスとコンデンサ24の
容量とによって決まる周期の正弦波電流がスイッチング
素子27の同通区間に半波状に流れ、その電流Iは、ト
ランス22の漏れインダクタンスLと、共振コンデンサ
24の容量Cとによって定まる特性インピーダンスZ=
√(L/C)と、入力電圧と出力電圧との差とで定まる
値となる。
【0003】スイッチング素子27の同通タイミングは
一般にスイッチング素子27がオンになっている区間と
正弦波の周期の2分の1とを一致させることにより、電
流がゼロの点でスイッチング素子27をオフにする云わ
ゆるゼロクロス・スイッチングとすることで、低ノイ
ズ、高効率を実現できる。この場合、制御手段28で
は、スイッチング素子27のオン時間を一定として、ス
イツチング素子27のスイッチング周波数を変えること
で負荷に出力される電圧を必要な値に調整する。つまり
取り出す電力が少ないときには、スイッチング素子27
のオン時間を一定のままでオフ時間を長くして出力電力
を下げ、取り出す電力が多いときは、オフ時間を短くす
ることで出力電力を上げ調整することになる。
一般にスイッチング素子27がオンになっている区間と
正弦波の周期の2分の1とを一致させることにより、電
流がゼロの点でスイッチング素子27をオフにする云わ
ゆるゼロクロス・スイッチングとすることで、低ノイ
ズ、高効率を実現できる。この場合、制御手段28で
は、スイッチング素子27のオン時間を一定として、ス
イツチング素子27のスイッチング周波数を変えること
で負荷に出力される電圧を必要な値に調整する。つまり
取り出す電力が少ないときには、スイッチング素子27
のオン時間を一定のままでオフ時間を長くして出力電力
を下げ、取り出す電力が多いときは、オフ時間を短くす
ることで出力電力を上げ調整することになる。
【0004】この共振回路に流れる電流Iによりコンデ
ンサ24の端子電圧Vcは図5(c) のように上昇し、
スイッチング素子27がオフすると直線的に下がってい
く。
ンサ24の端子電圧Vcは図5(c) のように上昇し、
スイッチング素子27がオフすると直線的に下がってい
く。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来技術では大きな電力を取り出すためにスイッチング素
子27のオフ時間を少なくしようとしても、ゼロクロス
・スイッチングの条件を満たすためにはコンデンサ24
の両端の電圧VCが完全にゼロになってからスイッチン
グ素子27をオンしなければならないから、デューティ
比を大きくとることができず、取り出すことのできる電
力が限られてしまう。チョークコイル26の値を小さく
して、コンデンサ24の端子電圧VCを速くゼロにする
ことも考えられるが、そうすると今度は逆に共振条件が
満たされなくな小さくすればよいが、そうすると共振条
件が満たされなくなり、ゼロクロススイッチングが実現
できないという問題が生じてしまう。
来技術では大きな電力を取り出すためにスイッチング素
子27のオフ時間を少なくしようとしても、ゼロクロス
・スイッチングの条件を満たすためにはコンデンサ24
の両端の電圧VCが完全にゼロになってからスイッチン
グ素子27をオンしなければならないから、デューティ
比を大きくとることができず、取り出すことのできる電
力が限られてしまう。チョークコイル26の値を小さく
して、コンデンサ24の端子電圧VCを速くゼロにする
ことも考えられるが、そうすると今度は逆に共振条件が
満たされなくな小さくすればよいが、そうすると共振条
件が満たされなくなり、ゼロクロススイッチングが実現
できないという問題が生じてしまう。
【0006】また、デューティ比が小さい状態でも大き
な電力を取り出せるようにしようとすると、回路を流れ
る電流のピーク値が大きくなり損失が増大するととも
に、電流容量の大きい部品が必要となりコストが高くな
る。
な電力を取り出せるようにしようとすると、回路を流れ
る電流のピーク値が大きくなり損失が増大するととも
に、電流容量の大きい部品が必要となりコストが高くな
る。
【0007】本発明は、このような問題点を解決するも
ので、共振ループを二つ設け、この二つの共振ループを
スイッチング素子によって交互に切り換えることで、チ
ョークコイル26の値を小さくしてもゼロクロススイッ
チングを実現でき、かつ、デューティ比を大きくとり、
効率の向上、出力電力の増加を可能とする電源装置を提
供することを目的とする。
ので、共振ループを二つ設け、この二つの共振ループを
スイッチング素子によって交互に切り換えることで、チ
ョークコイル26の値を小さくしてもゼロクロススイッ
チングを実現でき、かつ、デューティ比を大きくとり、
効率の向上、出力電力の増加を可能とする電源装置を提
供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明は、チョッパー制
御方式の直流電圧ー直流電圧変換装置において、少なく
ともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる第1の
フィルタ回路と、入力直流電源をスイッチングして前記
第1のフィルタ回路へ電力を供給する第1のスイッチン
グ素子と、少なくともコイルとコンデンサの直列共振回
路よりなる第2のフィルタ回路と、前記第1のフィルタ
回路からの出力をスイッチングして前記第2のフィルタ
回路へ電力を供給する第2のスイッチング素子と、前記
第2のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を検出
して、前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチ
ングタイミングを制御する制御回路よりなることを特徴
とする電源装置を請求項1の特徴とする。
御方式の直流電圧ー直流電圧変換装置において、少なく
ともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる第1の
フィルタ回路と、入力直流電源をスイッチングして前記
第1のフィルタ回路へ電力を供給する第1のスイッチン
グ素子と、少なくともコイルとコンデンサの直列共振回
路よりなる第2のフィルタ回路と、前記第1のフィルタ
回路からの出力をスイッチングして前記第2のフィルタ
回路へ電力を供給する第2のスイッチング素子と、前記
第2のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を検出
して、前記第1及び第2のスイッチング素子のスイッチ
ングタイミングを制御する制御回路よりなることを特徴
とする電源装置を請求項1の特徴とする。
【0009】また、第1のフィルタ回路への電力供給を
トランスを介し行うことを請求項2の特徴とする。
トランスを介し行うことを請求項2の特徴とする。
【0010】更に、第1及び第2のスイッチング素子の
スイッチングタイミングを制御する制御回路が、トラン
スの補助巻線より第1のスイッチング素子の導通状態を
検出して、第2のスイッング素子の導通を前記第1のス
イッチング素子が非導通期間に制御するものであること
を請求項3の特徴とする。
スイッチングタイミングを制御する制御回路が、トラン
スの補助巻線より第1のスイッチング素子の導通状態を
検出して、第2のスイッング素子の導通を前記第1のス
イッチング素子が非導通期間に制御するものであること
を請求項3の特徴とする。
【0011】
【実施例】以下、図を参照して本発明の実施例を説明す
る。
る。
【0012】図1は、本発明の一実施例の構成を示す図
である。1、2はそれぞれスイッチング手段である。3
は前記スイッチング手段1、2のオン時間のタイミング
を同期させながら、出力を定電圧化するための制御手段
である。
である。1、2はそれぞれスイッチング手段である。3
は前記スイッチング手段1、2のオン時間のタイミング
を同期させながら、出力を定電圧化するための制御手段
である。
【0013】4はコンデンサ、5は第1のコイル、7は
ダイオードで、これらと前記スイッチング手段1とで第
1の共振ループ31を構成する。
ダイオードで、これらと前記スイッチング手段1とで第
1の共振ループ31を構成する。
【0014】8はダイオードで、前記コンデンサ4と並
列に接続されてコンデンサ4が逆方向に充電されること
を防ぐ。9はダイオードで、前記スイッチング手段2が
オフしたときに流れる電流をバイパスする。6はコイル
で、出力端子に並列に接続されたコンデンサ10と、前
記スイッチング手段2と前記コンデンサ4とで第2の共
振ループ32を構成する。
列に接続されてコンデンサ4が逆方向に充電されること
を防ぐ。9はダイオードで、前記スイッチング手段2が
オフしたときに流れる電流をバイパスする。6はコイル
で、出力端子に並列に接続されたコンデンサ10と、前
記スイッチング手段2と前記コンデンサ4とで第2の共
振ループ32を構成する。
【0015】制御手段3は前記第1の共振ループ31を
スイッチング素子1によってゼロクロススイッチング
(電流がゼロになってからスイッチング素子をターンオ
フするスイッチング)をおこなうために、スイッチング
素子1のオン時間を、第1のコイル5とコンデンサ4と
で決まる共振周期の2分の1に制御する。つまり制御手
段3から出力される駆動信号はオン時間一定、オフ時間
可変の信号である。
スイッチング素子1によってゼロクロススイッチング
(電流がゼロになってからスイッチング素子をターンオ
フするスイッチング)をおこなうために、スイッチング
素子1のオン時間を、第1のコイル5とコンデンサ4と
で決まる共振周期の2分の1に制御する。つまり制御手
段3から出力される駆動信号はオン時間一定、オフ時間
可変の信号である。
【0016】また制御手段3は出力電圧が低下したとき
にはスイッチング素子2をオンさせて、コンデンサ4に
蓄えられたエネルギーを出力に送る。このときのスイッ
チング素子2がオンする時間は、スイッチング素子1が
オフする時間と一致するようにする。そうすることでス
イッチング素子1がオンで直流入力からエネルギーがコ
ンデンサ4に蓄えられるサイクル(ここでは充電サイク
ルとよぶことにする)と、スイッチング素子2がオフで
コンデンサ4からエネルギーが負荷へと送り出されるサ
イクル(ここでは放電サイクルとよぶことにする)とを
交互に繰り返すことができる。
にはスイッチング素子2をオンさせて、コンデンサ4に
蓄えられたエネルギーを出力に送る。このときのスイッ
チング素子2がオンする時間は、スイッチング素子1が
オフする時間と一致するようにする。そうすることでス
イッチング素子1がオンで直流入力からエネルギーがコ
ンデンサ4に蓄えられるサイクル(ここでは充電サイク
ルとよぶことにする)と、スイッチング素子2がオフで
コンデンサ4からエネルギーが負荷へと送り出されるサ
イクル(ここでは放電サイクルとよぶことにする)とを
交互に繰り返すことができる。
【0017】図2は、図1に示した回路の動作を説明す
る為の波形図で図を基に動作を説明する。スイッチング
素子1がオンすると(図2(a))、コイル5とコンデ
ンサ4とで決まる共振周期で第1の共振ループ31に正
弦波半波状の電流I1が流れる(図2(b))。このと
きの共振周期Tは、T=2π√(L・C)とかける。ス
イッチング素子2はオフ状態なので、コンデンサ4の両
端の電圧VC(図2(c))は直流入力電圧をVIN、角
周波数をωとして、VC=VIN・(1−cosωt)な
る曲線を描いて上昇する。この共振周期の2分の1の時
間である、充電サイクルでコンデンサ4にエネルギーが
蓄えられる。このとき負荷が軽く、出力電圧が規定の値
を保っているときは、制御回路3はスイッチング素子2
をオンする信号を出さない。したがってスイッチング素
子1がオンした後は、図2(c)のようにVCの電圧は
2VINで一定値をとる。
る為の波形図で図を基に動作を説明する。スイッチング
素子1がオンすると(図2(a))、コイル5とコンデ
ンサ4とで決まる共振周期で第1の共振ループ31に正
弦波半波状の電流I1が流れる(図2(b))。このと
きの共振周期Tは、T=2π√(L・C)とかける。ス
イッチング素子2はオフ状態なので、コンデンサ4の両
端の電圧VC(図2(c))は直流入力電圧をVIN、角
周波数をωとして、VC=VIN・(1−cosωt)な
る曲線を描いて上昇する。この共振周期の2分の1の時
間である、充電サイクルでコンデンサ4にエネルギーが
蓄えられる。このとき負荷が軽く、出力電圧が規定の値
を保っているときは、制御回路3はスイッチング素子2
をオンする信号を出さない。したがってスイッチング素
子1がオンした後は、図2(c)のようにVCの電圧は
2VINで一定値をとる。
【0018】負荷が重く、出力電圧が規定の値よりも下
がったときは、制御回路3はスイッチング素子1がオフ
の時間に、スイッチング素子2をオンするように信号を
出力する(図2(d))。すると第2の共振ループ32
には図2(e)のように電流I2が流れ、負荷へとエネ
ルギーが送られる。このときコンデンサ4の両端の電圧
VCは出力電圧をVOUTとして、VC=(2VIN−VOUT)
・(1+cosωt)なる曲線を描いて、低下する。こ
の放電サイクルではコンデンサ4のエネルギーは負荷へ
と送り出される。ここでコンデンサ4には並列にダイオ
ード8が接続されているので、VCはダイオード8でク
ランプされて、スイッチング素子1がオンするまでゼロ
を保つ。I2は図2(e)のように、VCがゼロに達する
までは正弦波状に増えていき、VCがゼロに達したあと
は直線的に減少していく。
がったときは、制御回路3はスイッチング素子1がオフ
の時間に、スイッチング素子2をオンするように信号を
出力する(図2(d))。すると第2の共振ループ32
には図2(e)のように電流I2が流れ、負荷へとエネ
ルギーが送られる。このときコンデンサ4の両端の電圧
VCは出力電圧をVOUTとして、VC=(2VIN−VOUT)
・(1+cosωt)なる曲線を描いて、低下する。こ
の放電サイクルではコンデンサ4のエネルギーは負荷へ
と送り出される。ここでコンデンサ4には並列にダイオ
ード8が接続されているので、VCはダイオード8でク
ランプされて、スイッチング素子1がオンするまでゼロ
を保つ。I2は図2(e)のように、VCがゼロに達する
までは正弦波状に増えていき、VCがゼロに達したあと
は直線的に減少していく。
【0019】このときコンデンサ4の両端の電圧VCが
ゼロであるため、次のサイクルでは、スイッチング素子
1がオンすることで再び第1の共振ループ31に電流I
1が流れ、コンデンサ4は充電される。出力電圧が低下
しているときは、この充電サイクルと放電サイクルとが
交互に連続するように制御回路3は二つのスイッチング
素子を駆動する。逆に出力電圧が規定の電圧に達する
と、コンデンサ4の充電が完了し、VCが2VINに達し
た状態では、スイッチング素子1がオンしても、もはや
コンデンサ4には充電されず、次にスイッチング素子2
がオンするときまで2VINを保ち続ける。
ゼロであるため、次のサイクルでは、スイッチング素子
1がオンすることで再び第1の共振ループ31に電流I
1が流れ、コンデンサ4は充電される。出力電圧が低下
しているときは、この充電サイクルと放電サイクルとが
交互に連続するように制御回路3は二つのスイッチング
素子を駆動する。逆に出力電圧が規定の電圧に達する
と、コンデンサ4の充電が完了し、VCが2VINに達し
た状態では、スイッチング素子1がオンしても、もはや
コンデンサ4には充電されず、次にスイッチング素子2
がオンするときまで2VINを保ち続ける。
【0020】本発明のもう一つの実施例を図3に示す。
この図のうちで図1と同じ番号の要素については図1で
説明をしたものと同じである。スイッチング回路11は
入力された直流を一定の周波数でスイッチングすること
で図1のスイッチング素子1のはたらきをする。トラン
ス17は1次側巻線14と、2次側巻線15と、補助巻
線16とからなる。スイッチング回路11は1次側巻線
14にスイッチングされた電流を流し、磁気的に結合さ
れた2次側巻線15に電圧を発生する。補助巻線16は
1次側巻線14に磁気的に結合されて、クロック信号発
生のための電圧を得る。スイッチング素子12はバイポ
ーラトランジスタであり、図1のスイッチング素子2に
相当する。なおこのときのスイッチング素子2は他の種
類のトランジスタ(電界効果トランジスタ、GTO(ga
te turn off SCR)等)でもかまわない。13は誤差検
出回路であり、内部に持つ基準電圧と出力電圧とを比較
して、3の制御回路に信号を送り、出力電圧が定電圧と
なるように制御をおこなうためのものである。18はク
ロック信号発生回路であり、補助巻線16からの電圧か
ら、スイッチング回路11がスイッチングするタイミン
グと同期したクロック信号をつくり、これによってスイ
ッチング素子12がスイッチングするタイミングをそろ
える。
この図のうちで図1と同じ番号の要素については図1で
説明をしたものと同じである。スイッチング回路11は
入力された直流を一定の周波数でスイッチングすること
で図1のスイッチング素子1のはたらきをする。トラン
ス17は1次側巻線14と、2次側巻線15と、補助巻
線16とからなる。スイッチング回路11は1次側巻線
14にスイッチングされた電流を流し、磁気的に結合さ
れた2次側巻線15に電圧を発生する。補助巻線16は
1次側巻線14に磁気的に結合されて、クロック信号発
生のための電圧を得る。スイッチング素子12はバイポ
ーラトランジスタであり、図1のスイッチング素子2に
相当する。なおこのときのスイッチング素子2は他の種
類のトランジスタ(電界効果トランジスタ、GTO(ga
te turn off SCR)等)でもかまわない。13は誤差検
出回路であり、内部に持つ基準電圧と出力電圧とを比較
して、3の制御回路に信号を送り、出力電圧が定電圧と
なるように制御をおこなうためのものである。18はク
ロック信号発生回路であり、補助巻線16からの電圧か
ら、スイッチング回路11がスイッチングするタイミン
グと同期したクロック信号をつくり、これによってスイ
ッチング素子12がスイッチングするタイミングをそろ
える。
【0021】
【発明の効果】以上述べたように本発明の電源装置は、
負荷が重いときには第1の共振ループと第2の共振ルー
プとに交互に電流を流すことができ、第2の共振コイル
のインダクタンスは第1の共振コイルのインダクタンス
と同じであるので、共振コンデンサの両端の電圧をはや
く下がることが可能となり、ゼロクロススイッチングを
実現しつつ、デューティ比を従来技術による電源に比べ
て大きくできるという効果を有する。
負荷が重いときには第1の共振ループと第2の共振ルー
プとに交互に電流を流すことができ、第2の共振コイル
のインダクタンスは第1の共振コイルのインダクタンス
と同じであるので、共振コンデンサの両端の電圧をはや
く下がることが可能となり、ゼロクロススイッチングを
実現しつつ、デューティ比を従来技術による電源に比べ
て大きくできるという効果を有する。
【0022】また、デューティ比を大きくすることで共
振ループに流れるピーク電流を小さくすることができる
ので、高効率で取り出すことのできる電力が大きい電源
装置を実現できる効果がある。
振ループに流れるピーク電流を小さくすることができる
ので、高効率で取り出すことのできる電力が大きい電源
装置を実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の電源装置の実施例における回路構成
を示す図。
を示す図。
【図2】 本発明の電源装置の各部の波形を示す図。
【図3】 本発明の電源装置の他の実施例における具体
的な回路構成を示す図。
的な回路構成を示す図。
【図4】 従来技術による電源装置の実施例を示す図。
【図5】 従来技術による電源装置の各部の波形を示す
図。
図。
1、2…スイッチング手段 3…制御回路 4…コンデンサ 5…第1のコイル 6…第2のコイル 7、8、9…ダイオード 10…コンデンサ 11…スイッチング回路 12…バイポーラトランジスタ 13…誤差検出回路 14…トランス1次側巻線 15…トランス2次側巻線 16…トランス補助巻線 17…トランス 18…クロック信号発生回路 21…直流電源 22…トランス 23、25…ダイオード 24…コンデンサ 26…チョークコイル 27…スイッチング素子 28…制御回路 31…第1の共振ループ 32…第2の共振ループ
Claims (3)
- 【請求項1】 チョッパー制御方式の直流電圧ー直流電
圧変換装置において、 少なくともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる
第1のフィルタ回路と、 入力直流電源をスイッチングして前記第1のフィルタ回
路へ電力を供給する第1のスイッチング素子と、 少なくともコイルとコンデンサの直列共振回路よりなる
第2のフィルタ回路と、 前記第1のフィルタ回路からの出力をスイッチングして
前記第2のフィルタ回路へ電力を供給する第2のスイッ
チング素子と、 前記第2のフィルタ回路の直流出力電圧値の出力変動を
検出して、前記第1及び第2のスイッチング素子のスイ
ッチングタイミングを制御する制御回路よりなることを
特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 第1のフィルタ回路への電力供給を、更
にトランスを介し行うことを特徴とする請求項1記載の
電源装置。 - 【請求項3】 第1及び第2のスイッチング素子のスイ
ッチングタイミングを制御する制御回路が、トランスの
補助巻線より第1のスイッチング素子の導通状態を検出
して、第2のスイッング素子の導通を前記第1のスイッ
チング素子が非導通期間に制御するものであることを特
徴とする請求項2記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7708593A JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7708593A JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06292357A true JPH06292357A (ja) | 1994-10-18 |
Family
ID=13623949
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7708593A Pending JPH06292357A (ja) | 1993-04-02 | 1993-04-02 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06292357A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013169123A (ja) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 降圧dc/dcコンバータ |
JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
-
1993
- 1993-04-02 JP JP7708593A patent/JPH06292357A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013169123A (ja) * | 2012-02-17 | 2013-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 降圧dc/dcコンバータ |
US8970193B2 (en) | 2012-02-17 | 2015-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Step-down DC-to-DC converter |
JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
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