JPH0667208B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH0667208B2 JPH0667208B2 JP58233315A JP23331583A JPH0667208B2 JP H0667208 B2 JPH0667208 B2 JP H0667208B2 JP 58233315 A JP58233315 A JP 58233315A JP 23331583 A JP23331583 A JP 23331583A JP H0667208 B2 JPH0667208 B2 JP H0667208B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 この発明は、放電灯の点灯装置などに用いる電源回路に
関するものである。
関するものである。
第１図に放電灯点灯装置として用いた電源回路の従来例
を、第２図の（Ａ）にその全点灯時のタイムチャート
を、（Ｂ）に調光時のタイムチャートを示す。第１図に
おいて、Ｅは交流電源,DBは全波整流器、C1は平滑コン
デンサ、Ｉｎは他励式フルブリッジインバータ、Ｌｏは
負荷としての放電灯、L1はインダクタ、Ｃはコンデン
サ、Tr1〜〜Tr4はスイッチ素子としてのトランジスタ、
D1〜D4は帰還ダイオードである。ＩC1,IC2およびＶCE1,
VCE2はトランジスタTr1,Tr2のコレクタ電流およびコレ
クタ・エミッタ間電圧、ＩD1,ID2はダイオードD1,D2の
順方向電流、ＩＬは負荷電流、ＶＬは負荷電圧、つまり
インダクタL1,放電灯L0およびコンデンサＣよりなる負
荷回路の両側に加るる電圧であり、他励式フルブリッジ
インバータＩｎの出力端に現れる電圧である。
を、第２図の（Ａ）にその全点灯時のタイムチャート
を、（Ｂ）に調光時のタイムチャートを示す。第１図に
おいて、Ｅは交流電源,DBは全波整流器、C1は平滑コン
デンサ、Ｉｎは他励式フルブリッジインバータ、Ｌｏは
負荷としての放電灯、L1はインダクタ、Ｃはコンデン
サ、Tr1〜〜Tr4はスイッチ素子としてのトランジスタ、
D1〜D4は帰還ダイオードである。ＩC1,IC2およびＶCE1,
VCE2はトランジスタTr1,Tr2のコレクタ電流およびコレ
クタ・エミッタ間電圧、ＩD1,ID2はダイオードD1,D2の
順方向電流、ＩＬは負荷電流、ＶＬは負荷電圧、つまり
インダクタL1,放電灯L0およびコンデンサＣよりなる負
荷回路の両側に加るる電圧であり、他励式フルブリッジ
インバータＩｎの出力端に現れる電圧である。
トランジスタTr1〜Tr4は図示しない制御回路によってオ
ン・オフ制御され、トランジスタTr1,Tr4がオンでトラ
ンジスタTr2,Tr3がオフの第１状態と、トランジスタT
r1,Tr4がオフでトランジスタTr2,Tr3がオンの第２状態
とが交互に繰返されるようになっている。トランジスタ
Tr1,Tr4は同一動作をなし、トランジスタTr2,Tr3は同一
動作をなし、ダイオードD1,D4は同一動作をなし、ダイ
オードD2,D3は同一動作をなすため、第２図では、トラ
ンジスタ，ダイオードにつき、トランジスタTr1,Tr2と
ダイオードD1,D2の動作波形のみを代表的に表わしてい
る。
ン・オフ制御され、トランジスタTr1,Tr4がオンでトラ
ンジスタTr2,Tr3がオフの第１状態と、トランジスタT
r1,Tr4がオフでトランジスタTr2,Tr3がオンの第２状態
とが交互に繰返されるようになっている。トランジスタ
Tr1,Tr4は同一動作をなし、トランジスタTr2,Tr3は同一
動作をなし、ダイオードD1,D4は同一動作をなし、ダイ
オードD2,D3は同一動作をなすため、第２図では、トラ
ンジスタ，ダイオードにつき、トランジスタTr1,Tr2と
ダイオードD1,D2の動作波形のみを代表的に表わしてい
る。
他励式フルブリッジインバータＩｎは周知のものであ
り、インダクタL1とコンデンサＣの直列共振によりラン
プを始動させ、点灯後は、インダクタL1が安定要素とし
て働き規定のランプ電流を流すものであり、遅相負荷と
なる。
り、インダクタL1とコンデンサＣの直列共振によりラン
プを始動させ、点灯後は、インダクタL1が安定要素とし
て働き規定のランプ電流を流すものであり、遅相負荷と
なる。
調光する場合、その手段として各トランジスタTr1〜Tr4
のオンデューティを制御して行うものである。調光時に
トランジスタTr1〜Tr4のオンデューティを絞っていく
と、負荷がインダクタL1と放電灯インピーダンスによる
遅相負荷であっても、例えば、ダイオードD1,D4に電流
が流れた後、トランジスタTr2,Tr3がオンする区間が現
われ、ダイオードD1,D4の逆回復時間τによる一瞬電源
短絡状態が起こり、トランジスタTr1,Tr4およびダイオ
ードD1,D4に一瞬、突入電流が流れる。そのため、従来
例では回路素子の発熱、さらには破壊に至るおそれがあ
るという問題があった。
のオンデューティを制御して行うものである。調光時に
トランジスタTr1〜Tr4のオンデューティを絞っていく
と、負荷がインダクタL1と放電灯インピーダンスによる
遅相負荷であっても、例えば、ダイオードD1,D4に電流
が流れた後、トランジスタTr2,Tr3がオンする区間が現
われ、ダイオードD1,D4の逆回復時間τによる一瞬電源
短絡状態が起こり、トランジスタTr1,Tr4およびダイオ
ードD1,D4に一瞬、突入電流が流れる。そのため、従来
例では回路素子の発熱、さらには破壊に至るおそれがあ
るという問題があった。
このような問題は、図示の他励式フルブリッジインバー
タをもつものに限らず、スイッチ素子および帰還ダイオ
ード付きのインバータをもつものに生じる問題である。
タをもつものに限らず、スイッチ素子および帰還ダイオ
ード付きのインバータをもつものに生じる問題である。
この発明の目的は、出力調整を行った際に、スイッチ素
子，帰還ダイオードを含む回路素子に突入電流が流れる
ことが抑制される電源回路を提供することである。
子，帰還ダイオードを含む回路素子に突入電流が流れる
ことが抑制される電源回路を提供することである。
この発明の電源回路は、直流または整流電源に接続する
スイッチ素子および帰還ダイオード付きのインバータ
と、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御回路
と、前記インバータの出力端と負荷との間に介挿して負
荷電圧に対する負荷電流の位相遅延量を増減させる可飽
和インダクタと、前記スイッチ素子のオンデューティの
調整手段と、このオンデューティ調整に連動してオンデ
ューティの長，短に伴い前記可飽和インダクタのインダ
クタンス値を減少，増加させることにより負荷電流位相
の負荷電圧位相に対する位相遅延量を減少，増加させて
前記スイッチ素子がオンとなった後に負荷電流が極性反
転するように制御する制御手段とを備えたものである。
スイッチ素子および帰還ダイオード付きのインバータ
と、前記スイッチ素子をオン・オフ制御する制御回路
と、前記インバータの出力端と負荷との間に介挿して負
荷電圧に対する負荷電流の位相遅延量を増減させる可飽
和インダクタと、前記スイッチ素子のオンデューティの
調整手段と、このオンデューティ調整に連動してオンデ
ューティの長，短に伴い前記可飽和インダクタのインダ
クタンス値を減少，増加させることにより負荷電流位相
の負荷電圧位相に対する位相遅延量を減少，増加させて
前記スイッチ素子がオンとなった後に負荷電流が極性反
転するように制御する制御手段とを備えたものである。
この構成によれば、出力調整に当たり、スイッチ素子の
オンデューティを長，短に調整すると、これに伴って自
動的に負荷電流位相の負荷電圧位相に対する位相遅延量
が減少，増加してスイッチ素子がオンとなった後に負荷
電流が極性反転するように可飽和インダクタが制御され
るため、帰還ダイオードの逆回復が抑制され、したがっ
て一瞬電源短絡の発生も回避され、トランジスタ，帰還
ダイオードに突入電流が流れることも抑制される。
オンデューティを長，短に調整すると、これに伴って自
動的に負荷電流位相の負荷電圧位相に対する位相遅延量
が減少，増加してスイッチ素子がオンとなった後に負荷
電流が極性反転するように可飽和インダクタが制御され
るため、帰還ダイオードの逆回復が抑制され、したがっ
て一瞬電源短絡の発生も回避され、トランジスタ，帰還
ダイオードに突入電流が流れることも抑制される。
この発明の一実施例を第３図および第４図に基いて説明
する。第３図は全体についての基本的な回路を示し、第
４図はより具体的な回路を示す。DBは交流電源Ｅに接続
した全波整流器（ダイオードブリッジ）、C1は整流器DB
の出力端に接続した平滑コンデンサで、整流器DBととも
に整流電源を構成する。Tr1,Tr2はコンデンサC1の出力
端に接続した互いに直列接続の第1,第２のスイッチ素子
としてのトランジスタ、Tr3,Tr4は第1,第２のトランジ
スタTr1,Tr2の直列回路に並列接続した互いに直列接続
の第3,第４のスイッチ素子としてのトランジスタ、D1,D
2,D3,D4はそれぞれ第１ないし第４のトランジスタTr1,T
r2,Tr3,Tr4に並列接続した帰還ダイオード、Ｌｏは負荷
としての放電灯、Ｃは放電灯Ｌｏの両端フィラメントを
接続するコンデンサ、Ｌは放電灯Ｌｏの一方のフィラメ
ントに直列接続した位相可変素子としての限流用の可飽
和インダクタである。
する。第３図は全体についての基本的な回路を示し、第
４図はより具体的な回路を示す。DBは交流電源Ｅに接続
した全波整流器（ダイオードブリッジ）、C1は整流器DB
の出力端に接続した平滑コンデンサで、整流器DBととも
に整流電源を構成する。Tr1,Tr2はコンデンサC1の出力
端に接続した互いに直列接続の第1,第２のスイッチ素子
としてのトランジスタ、Tr3,Tr4は第1,第２のトランジ
スタTr1,Tr2の直列回路に並列接続した互いに直列接続
の第3,第４のスイッチ素子としてのトランジスタ、D1,D
2,D3,D4はそれぞれ第１ないし第４のトランジスタTr1,T
r2,Tr3,Tr4に並列接続した帰還ダイオード、Ｌｏは負荷
としての放電灯、Ｃは放電灯Ｌｏの両端フィラメントを
接続するコンデンサ、Ｌは放電灯Ｌｏの一方のフィラメ
ントに直列接続した位相可変素子としての限流用の可飽
和インダクタである。
前記４つのトランジスタTr1〜Tr4および４つの帰還ダイ
オードD1〜D4はフルブリッジインバータＩｎを構成し、
第1,第２のダイオードD1,D2の中点（第1,第２のトラン
ジスタTr1,Tr2の中点）と、第3,第４のトランジスタT
r3,Tr4の中点（第3,第４のダイオードD3,D4の中点）と
の間に、放電灯Ｌｏ，コンデンサC,可飽和インダクタＬ
からなる負荷回路を接続している。負荷電圧は負荷回路
に加わる電圧であり、負荷電流は負荷回路に流れる電流
である。
オードD1〜D4はフルブリッジインバータＩｎを構成し、
第1,第２のダイオードD1,D2の中点（第1,第２のトラン
ジスタTr1,Tr2の中点）と、第3,第４のトランジスタT
r3,Tr4の中点（第3,第４のダイオードD3,D4の中点）と
の間に、放電灯Ｌｏ，コンデンサC,可飽和インダクタＬ
からなる負荷回路を接続している。負荷電圧は負荷回路
に加わる電圧であり、負荷電流は負荷回路に流れる電流
である。
Ｔは電源Ｅに接続したトランス、DB1はトランスＴの二
次側に接続した全波整流器（ダイオードブリッジ）、C2
は整流器DB1の出力端に接続した平滑コンデンサで、整
流器DB1とともに整流電源を構成する。CCはこの整流電
源に接続した制御回路であり、第1,第４のトランジスタ
Tr1,Tr4をオンし、第2,第３のトランジスタTr2,Tr3をオ
フする第１状態と、第1,第４のトランジスタTr1,Tr4を
オフし、第2,第３のトランジスタTr2,Tr3をオンする第
２状態とを交互に繰返すように各トランジスタTr1〜Tr4
のベース・エミッタ間に制御信号を送出する。すなわ
ち、制御回路CCの出力端に接続したパルストランスPT1
の二次側は第1,第４のトランジスタTr1,Tr4のベース・
エミッタ間に接続され、制御回路CCの出力端に別に接続
したパルストランスPT2の二次側は第2,第３のトランジ
スタTr2,Tr3のベース・エミッタ間に接続されている。
次側に接続した全波整流器（ダイオードブリッジ）、C2
は整流器DB1の出力端に接続した平滑コンデンサで、整
流器DB1とともに整流電源を構成する。CCはこの整流電
源に接続した制御回路であり、第1,第４のトランジスタ
Tr1,Tr4をオンし、第2,第３のトランジスタTr2,Tr3をオ
フする第１状態と、第1,第４のトランジスタTr1,Tr4を
オフし、第2,第３のトランジスタTr2,Tr3をオンする第
２状態とを交互に繰返すように各トランジスタTr1〜Tr4
のベース・エミッタ間に制御信号を送出する。すなわ
ち、制御回路CCの出力端に接続したパルストランスPT1
の二次側は第1,第４のトランジスタTr1,Tr4のベース・
エミッタ間に接続され、制御回路CCの出力端に別に接続
したパルストランスPT2の二次側は第2,第３のトランジ
スタTr2,Tr3のベース・エミッタ間に接続されている。
CCCは前記整流電源および制御回路CCは接続した負荷電
流位相制御回路であり、その出力側が可飽和インダクタ
Ｌに接続されている。この負荷電流位相制御回路CCC
は、トランジスタTr1〜Tr4のオンデューティの調整に連
動してオンオンデューティの長，短に伴い可飽和インダ
クタのインダクタンス値を減少，増加させることにより
負荷電流位相の負荷電圧位相に対する位相遅延量を減
少，増加させて前記スイッチ素子がオンとなった後に負
荷電法が極性反転するように制御する構成となってい
る。
流位相制御回路であり、その出力側が可飽和インダクタ
Ｌに接続されている。この負荷電流位相制御回路CCC
は、トランジスタTr1〜Tr4のオンデューティの調整に連
動してオンオンデューティの長，短に伴い可飽和インダ
クタのインダクタンス値を減少，増加させることにより
負荷電流位相の負荷電圧位相に対する位相遅延量を減
少，増加させて前記スイッチ素子がオンとなった後に負
荷電法が極性反転するように制御する構成となってい
る。
第４図によってより具体的に説明すると、制御回路CC
は、集積回路IC（日本電気（株）製μPD1042）とそれの
，端子に接続した抵抗R6,コンデンサC6から構成さ
れている。集積回路ICの出力端子である，端子は各
々パルストランスPT1,PT2に接続され、交互に矩形波制
御信号を出力する。端子は，端子からの制御信号
のオンデューティを調整するための端子であり、整流電
源に接続した抵抗R1,可変抵抗R2の直列回路の中点と接
続されており、可変抵抗R2の調整により入力電圧を変更
してオンデューティを調整する。制御信号の発振周波数
は、抵抗R6とコンデンサC6によって決定される。
は、集積回路IC（日本電気（株）製μPD1042）とそれの
，端子に接続した抵抗R6,コンデンサC6から構成さ
れている。集積回路ICの出力端子である，端子は各
々パルストランスPT1,PT2に接続され、交互に矩形波制
御信号を出力する。端子は，端子からの制御信号
のオンデューティを調整するための端子であり、整流電
源に接続した抵抗R1,可変抵抗R2の直列回路の中点と接
続されており、可変抵抗R2の調整により入力電圧を変更
してオンデューティを調整する。制御信号の発振周波数
は、抵抗R6とコンデンサC6によって決定される。
負荷電流位相制御回路CCCは次のように構成してある。
抵抗R1,可変抵抗R2の中点に抵抗R3を介してトランジス
タTr5のベースを接続し、そのコレクタをトランジスタT
r6のベースに、エミッタを逆バイアスツェナダイオード
ＤZ2を介して整流電源の負端子に接続してある。抵抗R4
と逆バイアスツェナダイオードＤZ1の直列回路を整流電
源に接続し、その中点を抵抗R5を介してトランジスタTr
6のベースに接続してある。トランジスタTr6はそのコレ
クタをトランジスタTr7のコレクタとともに整流電源の
正端子に接続し、そのエミッタをトランジスタTr7のベ
ースに接続してある。トランジスタTr7のエミッタは可
飽和インダクタMAG（第３図における可飽和インダクタ
Ｌに相当する）およびコンデンサC5の並列回路に接続さ
れ、この並列回路とトランジスタTr6のベースに接続し
たコンデンサC4は整流電源の負端子に接続されている。
抵抗R1,可変抵抗R2の中点に抵抗R3を介してトランジス
タTr5のベースを接続し、そのコレクタをトランジスタT
r6のベースに、エミッタを逆バイアスツェナダイオード
ＤZ2を介して整流電源の負端子に接続してある。抵抗R4
と逆バイアスツェナダイオードＤZ1の直列回路を整流電
源に接続し、その中点を抵抗R5を介してトランジスタTr
6のベースに接続してある。トランジスタTr6はそのコレ
クタをトランジスタTr7のコレクタとともに整流電源の
正端子に接続し、そのエミッタをトランジスタTr7のベ
ースに接続してある。トランジスタTr7のエミッタは可
飽和インダクタMAG（第３図における可飽和インダクタ
Ｌに相当する）およびコンデンサC5の並列回路に接続さ
れ、この並列回路とトランジスタTr6のベースに接続し
たコンデンサC4は整流電源の負端子に接続されている。
次に動作について説明する。
電源投入後、上記理由により、フルブリッジインバータ
Ｉｎが動作して、放電灯Ｌｏが始動点灯する。可変抵抗
R2＝０の時は、，端子から出力される矩形波制御信
号のオンデューティは最大となり、放電灯Ｌｏは全点灯
状態となる。この時、トランジスタTr5にはベース電流
が流れず、オフ状態であり、抵抗R4,R5を通してトラン
ジスタTr6,Tr7に十分なベース電流が供給され、トラン
ジスタTr7はオン状態（飽和領域）となり、可飽和イン
ダクタMAGに流れる制御電流は最大になるため、可飽和
インダクタMAGのインダクタンス値は最小になる。
Ｉｎが動作して、放電灯Ｌｏが始動点灯する。可変抵抗
R2＝０の時は、，端子から出力される矩形波制御信
号のオンデューティは最大となり、放電灯Ｌｏは全点灯
状態となる。この時、トランジスタTr5にはベース電流
が流れず、オフ状態であり、抵抗R4,R5を通してトラン
ジスタTr6,Tr7に十分なベース電流が供給され、トラン
ジスタTr7はオン状態（飽和領域）となり、可飽和イン
ダクタMAGに流れる制御電流は最大になるため、可飽和
インダクタMAGのインダクタンス値は最小になる。
一方、可変抵抗R2の値を徐々に大きくしていくと、集積
回路ICの端子の入力電圧が上昇し、それに伴って、
，端子からの矩形波制御信号のオンデューティが減
少するため、いわゆる調光状態となる。オンデューティ
を減少させていくと、〔背景技術〕で述べたように、ト
ランジスタTr1,Tr4、Tr2,Tr3に突入電流が流れるという
現象が起こるのであるが、この現象を防止するために第
２図（Ｂ）の必要部分を再掲した第５図（Ａ）に示す負
荷電流ＩＬの位相を強制的に遅らせて、トランジスタTr
1,Tr4あるいはトランジスタTr2,Tr3がオンした後に負荷
電流ＩＬがゼロクロス、つまり極性反転するように、例
えばトランジスタTr1について言えば、これがオンする
前にダイオードD2に順方向電流が流れていないようにす
ればよい訳であり、この実施例ではそのような制御を行
っている。すなわち、負荷電流ＩＬの位相を、オンデュ
ーティを減少させると同時に、遅らせていくことによっ
て、第５図（Ｂ）のような波形を得ることができ、ダイ
オードD1〜D4の逆回復時間による突入電流を防止するこ
とができる。したがって、トランジスタTr1〜Tr4のオン
デューティを制御するとともに、可飽和インダクタMAG
のインダクタンス値を制御して、トランジスタTr1〜T
r4、ダイオードD1〜D4の突入電流を防止している。
回路ICの端子の入力電圧が上昇し、それに伴って、
，端子からの矩形波制御信号のオンデューティが減
少するため、いわゆる調光状態となる。オンデューティ
を減少させていくと、〔背景技術〕で述べたように、ト
ランジスタTr1,Tr4、Tr2,Tr3に突入電流が流れるという
現象が起こるのであるが、この現象を防止するために第
２図（Ｂ）の必要部分を再掲した第５図（Ａ）に示す負
荷電流ＩＬの位相を強制的に遅らせて、トランジスタTr
1,Tr4あるいはトランジスタTr2,Tr3がオンした後に負荷
電流ＩＬがゼロクロス、つまり極性反転するように、例
えばトランジスタTr1について言えば、これがオンする
前にダイオードD2に順方向電流が流れていないようにす
ればよい訳であり、この実施例ではそのような制御を行
っている。すなわち、負荷電流ＩＬの位相を、オンデュ
ーティを減少させると同時に、遅らせていくことによっ
て、第５図（Ｂ）のような波形を得ることができ、ダイ
オードD1〜D4の逆回復時間による突入電流を防止するこ
とができる。したがって、トランジスタTr1〜Tr4のオン
デューティを制御するとともに、可飽和インダクタMAG
のインダクタンス値を制御して、トランジスタTr1〜T
r4、ダイオードD1〜D4の突入電流を防止している。
すなわち、可変抵抗R2の値がゼロのとき、オンデューテ
ィは最大（＜50％）となるが、この時はトランジスタTr
5はOFFとなり、抵抗R4,R5を通してトランジスタTr6,Tr7
にベース電流が供給され、可飽和インダクタMAGに流れ
る制御電流が最大となり、そのインダクタンス値は最小
となり、放電灯Ｌｏはいわゆる全点灯状態となる。一
方、可変抵抗R2の値を増していくと、集積回路ICの端
子の電圧が上昇し、それによって，端子からの矩形
波制御信号のオンデューティが減少する。これと同時
に、トランジスタTr5のベース電流が増加し、トランジ
スタTr5が導通を始め、トランジスタTr6のベース電位が
低下してゆき、トランジスタTr6,Tr7のベース電流が減
少していくため、トランジスタTr7は不飽和領域で動作
する。したがって、可飽和インダクタMAGの制御電流が
減少し、そのインダクタンス値が増加して、負荷電流Ｉ
Ｌの位相をさらに遅らせる方向に働く。以上のようにト
ランジスタTr1〜Tr4のオンデューティを制御するととも
に、可飽和インダクタMAGのインダクタンス値を制御す
ることによって、負荷電流ＩＬの位相を遅らし、第５図
（Ｂ）に示すように、例えばトランジスタTr1がオンし
てコレクタ電流が流れる前にダイオードD2に電流が流れ
ないようにするので突入電流が流れることなく、安定な
調光点灯を行うことができる。なお、可変抵抗R2の代わ
りに、外部からの信号を用いて同様の制御を行うことも
可能である。
ィは最大（＜50％）となるが、この時はトランジスタTr
5はOFFとなり、抵抗R4,R5を通してトランジスタTr6,Tr7
にベース電流が供給され、可飽和インダクタMAGに流れ
る制御電流が最大となり、そのインダクタンス値は最小
となり、放電灯Ｌｏはいわゆる全点灯状態となる。一
方、可変抵抗R2の値を増していくと、集積回路ICの端
子の電圧が上昇し、それによって，端子からの矩形
波制御信号のオンデューティが減少する。これと同時
に、トランジスタTr5のベース電流が増加し、トランジ
スタTr5が導通を始め、トランジスタTr6のベース電位が
低下してゆき、トランジスタTr6,Tr7のベース電流が減
少していくため、トランジスタTr7は不飽和領域で動作
する。したがって、可飽和インダクタMAGの制御電流が
減少し、そのインダクタンス値が増加して、負荷電流Ｉ
Ｌの位相をさらに遅らせる方向に働く。以上のようにト
ランジスタTr1〜Tr4のオンデューティを制御するととも
に、可飽和インダクタMAGのインダクタンス値を制御す
ることによって、負荷電流ＩＬの位相を遅らし、第５図
（Ｂ）に示すように、例えばトランジスタTr1がオンし
てコレクタ電流が流れる前にダイオードD2に電流が流れ
ないようにするので突入電流が流れることなく、安定な
調光点灯を行うことができる。なお、可変抵抗R2の代わ
りに、外部からの信号を用いて同様の制御を行うことも
可能である。
この発明によれば、出力調整に際し、インバータを構成
するスイッチ素子，帰還ダイオードその他の回路素子に
突入電流が流れることを抑制でき、その寿命を延ばし、
機器の信頼性を向上できるという効果がある。
するスイッチ素子，帰還ダイオードその他の回路素子に
突入電流が流れることを抑制でき、その寿命を延ばし、
機器の信頼性を向上できるという効果がある。
第１図は従来例の電気回路図、第２図の（Ａ）は全点灯
時の各部の波形のタイムチャート、（Ｂ）は調光時の各
部の波形のタイムチャート、第３図はこの発明の一実施
例の電気回路図、第４図はそのより具体的な電気回路
図、第５図の（Ａ）は第２図（Ｂ）の必要部分を再掲し
た波形のタイムチャート、（Ｂ）は実施例の動作波形の
タイムチャートである。 Tr1〜Tr4……トランジスタ（スイッチ素子）、D1〜D4…
…帰還ダイオード、Ｉｎ……インバータ、CC……制御回
路、Ｌ……可飽和インダクタ、MAG……可飽和インダク
タ、R2……可変抵抗（オンデューティの調整手段）、CC
C……負荷電流位相制御回路（手段）
時の各部の波形のタイムチャート、（Ｂ）は調光時の各
部の波形のタイムチャート、第３図はこの発明の一実施
例の電気回路図、第４図はそのより具体的な電気回路
図、第５図の（Ａ）は第２図（Ｂ）の必要部分を再掲し
た波形のタイムチャート、（Ｂ）は実施例の動作波形の
タイムチャートである。 Tr1〜Tr4……トランジスタ（スイッチ素子）、D1〜D4…
…帰還ダイオード、Ｉｎ……インバータ、CC……制御回
路、Ｌ……可飽和インダクタ、MAG……可飽和インダク
タ、R2……可変抵抗（オンデューティの調整手段）、CC
C……負荷電流位相制御回路（手段）
Claims (1)
- 【請求項１】直流または整流電源に接続するスイッチ素
子および帰還ダイオード付きのインバータと、前記スイ
ッチ素子をオン・オフ制御する制御回路と、前記インバ
ータの出力端と負荷との間に介挿して負荷電圧に対する
負荷電流の位相遅延量を増減させる可飽和インダクタ
と、前記スイッチ素子のオンデューティの調整手段と、
このオンデューティ調整に連動してオンデューティの
長，短に伴い前記可飽和インダクタのインダクタンス値
を減少，増加させることにより負荷電流位相の負荷電圧
位相に対する位相遅延量を減少，増加させて前記スイッ
チ素子がオンとなった後に負荷電流が極性反転するよう
に制御する制御手段とを備えた電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58233315A JPH0667208B2 (ja) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58233315A JPH0667208B2 (ja) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60125174A JPS60125174A (ja) | 1985-07-04 |
| JPH0667208B2 true JPH0667208B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=16953199
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58233315A Expired - Lifetime JPH0667208B2 (ja) | 1983-12-09 | 1983-12-09 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667208B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0236199U (ja) * | 1988-08-31 | 1990-03-08 | ||
| EP2634907B1 (en) * | 2010-10-29 | 2020-07-29 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Inverter |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51130853A (en) * | 1975-05-09 | 1976-11-13 | Hitachi Koki Co Ltd | Voltage limit circuit |
-
1983
- 1983-12-09 JP JP58233315A patent/JPH0667208B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51130853A (en) * | 1975-05-09 | 1976-11-13 | Hitachi Koki Co Ltd | Voltage limit circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60125174A (ja) | 1985-07-04 |
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