DE4328748B4

DE4328748B4 - Wechselrichtereinheit

Info

Publication number: DE4328748B4
Application number: DE4328748A
Authority: DE
Inventors: Minori Kadoma Maehara
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-08-26
Filing date: 1993-08-26
Publication date: 2007-06-28
Anticipated expiration: 2013-08-27
Also published as: DE4328748A1; KR940004928A; CN1080081C; CA2104737A1; CN1087220A; US5410466A; KR0155147B1; CA2104737C

Abstract

Wechselrichtereinheit, die einen hohen Leistungsfaktor besitzt und ein Ausgangssignal zu einer Last liefert, dessen Brummkomponente klein ist, mit einem Gleichrichter (DB) zum Gleichrichten einer Wechselquellenspannung (V_in), einem Glättungskondensator (C1), der über eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode (D3) an die Ausgangsklemmen des Gleichrichters (DB) angeschlossen ist, einer Wechselrichterschaltung (11) zur Erzeugung einer hochfrequenten Spannung (V_Aus) als Ausgangssignal, die einen zum Glättungskondensator (C1) parallel geschalteten Serienkreis aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) und einen zu einem der Schaltelemente parallel geschalteten Serienresonanzkreis mit einem Resonanzkondensator (C2), einem Resonanzinduktionselement (L1; L_C; L_C1, L_C2; L1, L2) und einem eine Gleichspannungskomponente abtrennenden Kondensator (C3) enthält, einer zum Resonanzkondensator (C2) parallel geschalteten Last (La), an der das Ausgangssignal (V_Aus) der Wechselrichterschaltung (11) anliegt, einem Impedanzelement, das wenigstens aus einem den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Kondensator (C4) besteht, der zwischen einen Knotenpunkt (a) zwischen dem Gleichrichter (DB) und der in Durchlaßrichtung gepolten Diode (D3) und die Last...

Description

Die Erfindung betrifft eine Wechselrichtereinheit nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung geht aus 6 der JP-OS 4-193067 bzw. aus 4 der EP 0 488 478 A2 hervor.

Für bekannte, zur Verbesserung des Eingangsleistungsfaktors und des Wirkungsgrades vorgesclagene Wechselrichtereinheiten wurde z. B. in der japanischen Offenlegungsschrift JP 4-193067 von M. Maehara eine Wechselrichtereinheit gezeigt, die als Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe ver wendet wurde. Diese Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe enthält insbesondere eine Diodenbrücke, die als Gleichrichter für eine Wechselquellenspannung wirkt, einen Glättungskondensator zum Glätten einer Ausgangsspannung der Diodenbrücke, eine Wechselrichterschaltung mit einem Schwingsystem und zur Umwandlung einer Spannung über dem Glättungskondensator in eine hochfrequente Spannung als ein Ausgangssignal, sowie eine den Eingangsleistungsfaktor verbessernde Schaltung, die bewirkt, daß ein Teil des hochfrequenten Ausgangssignals der Wechselrichterschaltung über zumindest einen weiteren Kondensator als ein Impedanzelement zu einem ein Gleichstromausgangssignal liefernden Ende der Diodenbrücke rückgekoppelt wird und im wesentlichen über den ganzen Bereich der Wechselquellenspannung für eine hochfrequente Stromversorgung der Diodenbrücke sorgt.

In der Wechselrichterschaltung dieser Wechselrichtereinheit sind zwei Schaltelemente mit den beiden Enden des Glättungskondensators in Reihe geschaltet, während eine Entladungslampe unter Zwischenschaltung eines eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensators und eine Induktionsspule über eines der beiden Schaltelemente geschaltet ist und ein Vorwärmkondensator für Glühfäden der Entladungslampe zwischen die nicht auf der Quellenseite vorgesehenen Enden der Glühfäden geschaltet ist. In diesem Fall bildet der Vorwärmkondensator zusammen mit der Induktionsspule das in der Wechselrichterschaltung enthaltene Schwingsystem.

In der oben genannten Wechselrichterschaltung wird die Spannung über dem Glättungskondensator mittels eines abwechselnden hochfrequenten Ein- und Ausschaltens der beiden Schaltelemente für eine Hochfrequenzlichtsteuerung der Entladungslampe in die Hochfrequenzspannung umgewandelt. D. h., daß die Entladungslampe einer solchen Hochfrequenzlichtsteuerung ausgesetzt ist, daß dann, wenn das erste der beiden Schaltelemente eingeschaltet ist, die Hochfrequenzspannung der Entladungslampe über den Glättungskondensator, das erste Schaltelement, die Induktionsspule und den eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensator zugeführt wird, und dann, wenn das zweite Schaltelement mit einer Ladung, die nach Art einer Energiequelle während der obigen Spannungsversorgung in dem die Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensator gespeichert wurde, eingeschaltet wird, die Energie der Entladungslampe in einer Richtung entgegengesetzt zu der auf ein Einschalten des ersten Schaltelements hin gegebenen Richtung über den die Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensator, die Induktionsspule und das zweite Schaltelement zugeführt wird.

Bei der den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Schaltung der vorhergehenden Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe enthält die Schaltung den Kondensator als das Impedanzelement, das zwischen den Punkt einer Verbindung des eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensators mit der Entladungslampe und einer auf der positiven Polseite vorgesehenen Ausgangsklemme der Diodenbrücke und eine Diode geschaltet ist, die zwischen die Ausgangsklemme der Diodenbrücke auf der positiven Polseite und den Glättungskondensator geschaltet ist. In der Entladungslampeneinheit, die diese, den Eingangsleistungsfaktor verbessernde Schaltung enthält, wird zu der Zeit, zu der das zweite der beiden Schaltelemente eingeschaltet wird, ein Strom bewirkt, der über einen Pfad der Diodenbrücke, des Kondensators als das Impedanzelement, des eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensators, der Induktionsspule und des zweiten Schaltelements fließt, und ferner ein umgekehrter Strom bewirkt, der aufgrund einer Wirkungsweise des Schwingsystems mit dem Kondensator als das Impedanzelement und der Induktionsspule während des eingeschalteten Zustands des ersten Schaltelements hauptsächlich über einen Pfad fließt, der durch den Kondensator als das Impedanzelement, die den Leistungsfaktor verbessernde Diode, das erste Schaltelement, die Induktionsspule und den eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensator gebildet ist.

Demnach kann der Eingangsleistungfaktor mittels der hochfrequenten Stromversorgung über den als Impedanz verwendeten Kondensator zu der Diodenbrücke über den gesamten Bereich einer Wechselquellenspannung verbessert werden, und entsprechend kann die Verbesserung des Eingangsleistungsfaktors durch eine solche einfache Maßnahme wie das Hinzufügen des als Impedanz verwendeten Kondensators und der Diode erzielt werden.

Bei der vorhergehenden bekannten, als die Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe verwendeten Wechselrichtereinheit tritt jedoch das Problem auf, daß auf ein Schwingen bei der Schaltfrequenz der beiden Schaltelemente hin eine beträchtliche Brummkomponente bewirkt wird, was sich ungünstig auf den Betrieb einer solchen Last wie der Entladungslampe auswirkt, wobei sich aller Wahrscheinlichkeit nach ein Flackern oder dergleichen im Ausgangslicht der Entladungslampe einstellt.

EP 0 488 478 A2 offenbart ebenfalls eine Wechselrichtereinheit wie vorstehend geschildert. Der Druckschrift ist nicht zu entnehmen, wie die entstehende Brummkomponente verringert werden kann.

Entsprechend ist es Aufgabe der Erfindung, eine Wechselrichtereinheit zu schaffen, mit der das vorhergehende Problem bei den bekannten Vorrichtungen überwunden werden kann und bei der insbesondere die Brummkomponente deutlich herabgesetzt ist, die sich ungünstig auf die Last der Einheit auswirkt.

Nach der Erfindung kann das oben genannte Ziel durch eine Wechselrichtereinheit gemäß Anspruch 1 erreicht werden.

Weitere Ziele und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der vorliegenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf bevorzugte, in der Zeichnung gezeigte Ausführungsformen. In dieser Zeichnung zeigen:
1 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Wechselrichtereinheit gemäß der Erfindung;
2 in Wellenformdiagrammen den Betrieb der Schaltung nach 1;
3 und 4 erläuternde Schaltbilder für wechselseitig verschiedene Betriebsarten der Ausführungsform nach 1;
5 ein Kennlinienfeld bezüglich des Schwingsystems, das in der Schaltung nach 1 auf die verschiedenen Betriebsarten hin auftritt;
6 und 7 Schaltbilder zur Erläuterung der beiden Schwingsysteme in der Schaltung nach 1;
8 ein Diagramm mit den Ausgangssignalen einer in der Einheit nach 1 enthaltenen Wechselrichterschaltung gegenüber einer Quellenspannung V_in;
9 ein erläuterndes Wellenformdiagramm für den Erhalt des Ausgangsdiagramms nach 8;
10 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der Wechselrichtereinheit gemäß der Erfindung;
11 und 12 verschiedene Ausgangskennlinienfelder bezüglich einer gleichgerichteten Ausgangsspannung in der Schaltung nach 10; und
13 bis 36 Schaltbilder weiterer Ausführungsformen der Wechselrichtereinheit gemäß der Erfindung.
Obwohl die Erfindung anhand der in der Zeichnung gezeigten Ausführungsformen beschrieben wird, ist sie nicht auf diese beschränkt.
1 zeigt das Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Wechselrichtereinheit, wobei für ein besseres Verständnis der Erfindung zuerst Bezug auf das Auftreten einer erfindungsgemäß zu verringernden Brummkomponente genommen wird. Die Einheit enthält eine Wechselrichterschaltung 11, eine Wechselspannungsquelle V_S, ein Filter F und eine Diodenbrücke DB. Die Wechselspannungsquelle liefert eine Quellenspannung V_in, die auch als Eingangsspannung betrachtet werden kann. Das Filter F filtert die Quellenspannung V_in und liefert an seinem Ausgang eine gefilterte Quellenspannung V_in,f. Die gefilterte Quellenspannung V_in,f wird durch die Diodenbrücke DB gleichgerichtet. Am Ausgang der Diodenbrücke DB steht somit eine gleichgerichtete Quellenspannung V_in,= bereit. Die Wechselrichterschaltung 11 ist mit einem Kondensator C4 als ein Impedanzelement verbunden, der in einer durch einen Pfeil in 1 angegebenen Richtung aufzuladen ist, wenn ein Strom von einer Diodenbrücke DB durch einen Pfad fließt, der durch den Kondensator C4, den eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensator C3, eine Induktionsspule L1 und ein zweites Schaltelement Q2 von einem Paar von Schaltelementen Q1 und Q2 gebildet ist, auf gleiche Weise wie bei der vorhergehenden bekannten Einheit. Andererseits wird der Kondensator C4 über einen Stromflußpfad hauptsächlich durch den Kondensator C4, eine Diode D3, das erste Schaltelement Q1 des Paars von Schaltelementen, die Induktionsspule L1 und den Kondensator C3 entladen, worauf eine Spannung über dem Kondensator C4 verringert wird.
Das Aufladen und das Entladen des Kondensators C4 erfolgt nicht gleichzeitig mit dem Ein- und Ausschalten der beiden Schaltelemente Q1 und Q2, es ist vielmehr durch das Verhalten der Spannung V_C4 am Kondensator C4, zu der Quellenspannung V_in, einer Spannung V_L1 über der Induktionsspule L1 und einer Spannung V_C3 über dem Kondensator C3. Dies bedeutet, daß mit einem Wechsel des Betriebszustands zwischen den in den 3 und 4 gezeigten Zuständen bewirkt wird, daß sich das Ausgangssignal der Einheit bezüglich einer solchen Quellenspannung V_in, wie sie durch eine Wellenform (a) der 2 dargestellt ist, in der Wellenform der Umhüllenden des Ausgangssignals ändert, wie dies durch die gestrichelten Linien von Wellenformen (b) bis (d) der 2 gezeigt ist. Insbesondere in einem solchen, durch die Wellenformen (b) und (d) der 2 gezeigten Zustand wird der Unterschied zwischen den Maximal- und Minimalwerten der Umhüllenden, oder, in anderen Worten, die Brummkomponente erheblich. Betrachtet man nun den Fall, bei dem das zweite Schaltelement Q2 eingeschaltet ist, so liegen zwei Betriebszustände vor, von denen einer einem ersten Schwingsystem zugeordnet werden kann, das in 3 durch gestrichelte Linien dargestellt ist, mit einem Stromfluß durch einen Pfad, der durch den Kondensator C3, die Resonanzinduktionsspule L1, das zweite Schaltelement Q2, den Resonanzkondensator C2 und eine solche Last La wie eine Entladungslampe gebildet ist, und von denen der andere einem zweiten Schwingsystem zugeordnet werden kann, wie es in 4 durch gestrichelte Linien. dargestellt ist und dem ein Pfad zugeordnet ist, der von der Diodenbrücke DB ausgeht und durch den Kondensator C4, den Kondensator C3, die Induktionsspule L1 und das zweite Schaltelement Q2 gebildet ist, wobei der Schaltungsbetrieb zwischen diesen beiden Betriebsarten innerhalb eines jeweiligen Umschaltzyklus der beiden Schaltelemente verändert wird, während die Zeitgabe des Wechsels auch durch die Größe der Quellenspannung V_in im Wechselstromzyklus variiert wird. Das in 4 gezeigte zweite Schwingsystem ist über die Diodenbrücke DB mit der Spannungsquelle Vs verbunden, so daß mit einem Vergrößern der Quellen spannung V_in die Dauer eines jeden Zyklus für ein auf dieses zweite Schwingsystem umgeschaltetes zweites Schaltelement Q2 verlängert wird und die gesamte Schaltungsanordnung stark von diesem zweiten Schwingsystem beeinflußt wird.
Werden dagegen die Kennlinien des Laststroms i_1a bezüglich des ersten Schwingsystems und des zweiten Schwingsystems unabhängig voneinander erhalten, so ergeben sie sich in der Weise, wie dies in 5 gezeigt ist. Die Laststromkennlinien des ersten Schwingsystems und des zweiten Schwingsystems sind in 5 durch die Linien 1 und 2 dargestellt. Das erste Schwingsystem ist einzeln in 6 dargestellt, während das zweite Schwingsystem wie in 7 gegeben ist. Es ist festzustellen, daß, wie in 5 zu sehen ist, die Frequenz, bei der die Brummkomponente des Laststroms i_1a als die Wellenform (c) der 2 den Minimalwert annimmt, bei einem solchen Zustand vorliegt, bei dem die Kennlinien der beiden Schwingsysteme im wesentlichen den gleichen Wert aufweisen. Dies bedeutet, daß in einem Zustand von f = f₂, bei dem i_1a im ersten Schwingsystem > i_1a im zweiten Schwingsystem ist, der Laststrom i_1a in hohem Maße durch das zweite Schwingsystem beeinflußt wird, wenn die Quellenspannung V_in größer gemacht wird, und die Wellenform des Laststroms i_1a wird kleiner, wie dies durch (d) in 2 gezeigt ist, wenn die Quellenspannung V_in groß ist. Ist f = f₁, wo i_1a im ersten Schwingsystem < i_1a im zweiten Schwingsystem ist, so wird der Laststrom i_1a wie die Wellenform (b) in 2 dagegen ansteigen, wenn die Quellenspannung V_in ansteigt. Entsprechend kann für den Zustand, bei dem die Brummkomponente des Laststroms i_1a den Minimalwert annimmt, angenommen werden, daß f = f₀ ist, wo i_1a im ersten Schwingsystem im wesentlichen gleich i_1a im zweiten Schwingsystem ist.
Da in diesem ersten Fall die Quellenspannung V_in unmittelbar zum Auftreten der Brummkomponente beiträgt, wurden eine Wechselrichtereinheit und die in 8 gezeigten Ausgangskennlinien für die Quellenspannung V_in erhalten (praktisch der Absolutwert |V_in| der Quellenspannung V_in, da die Quellenspannung über die Diodenbrücke den Schaltungen der folgenden Stufen geliefert wird), wo das Ausgangssignal (z. B. die Spannung über der Last) auf der Ordinate und der Absolutwert der Quellenspannung auf der Abszisse aufgetragen sind. In der Zeichnung sind die jeweiligen Absolutwerte jeweils Momentanwerte, wobei auch der Maximalwert V_p der Quellenspannung gezeigt ist. Insbesondere dann, wenn in der Wechselrichtereinheit der 1 der Absolutwert |V_in| der Quellenspannung und eine Ausgangsspannung V_aus den in 9 gezeigten Zustand annehmen, kann man das Ausgangssignal V_Aus bei |V_in| = 0 von einem Wert während einer recht kurzen Zeit Δt vor und nach t = t₁ erhalten, während das Ausgangssignal V_Aus bei |V_in| = V_p auch während der recht kurzen Zeit Δt vor und nach t = t₃ erhältlich ist, und in gleicher Weise kann man das Ausgangssignal V_Aus bei einem beliebigen |V_in| von einem Wert auch während der recht kurzen Zeit Δt vor und nach einer Zeit erhalten, wenn |V_in| erreicht ist (z. B. t = t₂). Hier sollte die recht kurze Zeit Δt in optimaler Weise mehrere Male entsprechend der Höhe der Frequenz der Schaltelemente gesetzt werden, die in der Wechselrichterschaltung verwendet werden, um jegliche Änderung von |V_in| auf ein vernachlässigbares Niveau zu bringen.
Wie sich aus 8 ergibt, kann das Ausgangssignal wesentlich konstanter gemacht werden, wenn dafür gesorgt wird, daß die Schwingungsfrequenz f = f₀ ist, und die Brummkomponente kann verringert werden. Bei der Ausführungsform der Erfindung nach 1 ist ein Steuermittel 11a vorgesehen, durch das bewirkt wird, daß die Wechselrichtereinheit 11 bei der Frequenz f₀ betrieben wird, bei der die Ausgangssignale der beiden Schwingsysteme im wesentlichen gleich sein werden, wodurch ein solcher Wechselbetrieb der Schaltung, wie in den 6 und 7 gezeigt ist, herbeigeführt werden kann, um Schwankungen des Ausgangssignals auf ein Minimum herabzusetzen, wobei die Brummkomponente verringert werden kann. Wird die Wechselrichtereinheit gemäß der Erfindung beispielsweise bei der Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe verwendet, so ist es daher möglich, zu verhindern, daß insbe sondere ein solches Problem wie das Flackern in der Entladungslampe als Last La auftritt. Es ist natürlich möglich, einen verbesserten Eingangsleistungsfaktor auf dieselbe Weise wie beim bekannten Stand der Technik aufrechtzuerhalten, wo hierzu geeignete Schaltungen vorgesehen sind.
In dem Fall, daß die vorhergehende Wechselrichterschaltung 11 bei einer anderen Schwingungsfrequenz als f = f₀ betrieben wird, ist erfindungsgemäß eine Anordnung. zur Verringerung der Brummkomponente vorzusehen, die ohne hierfür vorgesehene Maßnahmen einen Wert wie in (b) oder (d) der 2 annimmt. Nach 10 enthält das erfindungsgemäße Steuermittel einen Versorgungsspannungsdetektor 12 zum Erfassen der gefilterten Quellenspannung V_in,f, eine Frequenzsteuereinrichtung 13 zum Steuern der Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 in Übereinstimmung mit einem Erfassungsausgangssignal des Detektors 12, und ein Treibermittel 14 für den Empfang eines Ausgangssignals der Frequenzsteuereinrichtung 13 und für eine Ansteuerung der beiden Schaltelemente Q1 und Q2. Gemäß dieser Anordnung nach 10 kann die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 daher in Übereinstimmung mit der Änderung der gefilterten Quellenspannung V_in,f variiert werden, die einen starken Einfluß auf das Auftreten der Brummkomponente besitzt, wobei die Möglichkeit geschaffen wird, die Brummkomponente wirksam zu verringern.
Bei der vorliegenden Ausführungsform ist die last La über den Transformator T mit dem Resonanzkondensator C2 verbunden und gegenüber der Quellenseite isoliert, wobei mit diesem Schaltungsbetrieb jedoch nicht von dem Aspekt Abstand genommen wird, wonach die Last direkt parallel zum Kondensator C2 geschaltet ist. Dies trifft auch auf den Fall zu, daß der Kondensator C2 und die Last La auf der von der Quelle abgewandten Seite des Transformators T angeschlossen sind, d.h. auf der Sekundärseite.
Es wurde insbesondere die Beziehung zwischen der Quellenspannung V_in und der Ausgangsspannung der Wechselrichterschaltung 11 bezüglich anderer Frequenzen f als der Frequenz f₀ erhalten, bei der die Brummkomponente verringert werden kann, wobei deren resultierende Kurven in 11 gezeigt sind. Aus den Kennlinienverläufen der Zeichnung ergibt sich, daß das Ausgangssignal V_Aus auch größer gemacht wird, wenn die Quellenspannung V_in ansteigt, sofern dafür gesorgt wird, daß für die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 die Beziehung f < f₀ gilt, und daß der Anstieg der Ausgangsspannung V_Aus mit dem Abstand der Schwingungsfrequenz f von f₀ größer wird (z.B. f₁₁ < f₁₂ < f₁₃ < f₁₄ < f₀). Nimmt man hier z.B. an, daß die Ausgangsspannung V_Aus V₁ ist und die Quellenspannung V_in bei der Frequenz f₁₁ auf 0 gesetzt wird, so kann die Ausgangsspannung V_Aus zu V₁ gemacht werden, indem die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 in Abhängigkeit von der Quellenspannung V_in variiert wird, wie sich dies aus 11 ergibt. Nimmt man ferner an, daß die Quellenspannung V_in1 und die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 f₁₂ ist, so wird die Ausgangsspannung V_Aus V₁, oder die Ausgangsspannung V_Aus kann auch V₁ werden, wenn die Quellenspannung V_in2 und die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 f₁₃ ist.
In diesem Fall wird bei der Ausführungsform der 10 die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 mittels der Frequenzsteuereinrichtung 13 in Übereinstimmung mit der Änderung der gefilterten Quellenspannung V_in sanft variiert. Es ergibt sich somit, daß die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 in der Periode, während der die Quellenspannung V_in ansteigt, geringer gehalten wird, die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 dagegen jedoch angehoben wird, wenn die Quellenspannung V_in abfällt.
Während oben auf eine solche Steuerung der Ausgangsspannung V_Aus Bezug genommen wurde, daß diese bei der Schwingungsfrequenz f unter der Frequenz f₀ konstant ist, wodurch die Brummkomponente auf ein Minimum herabgesetzt wird, wird mit der gleichen Anordnung die Möglichkeit geschaffen, die Ausgangsspannung V_Aus so zu steuern, daß sie bei der Frequenz f, die höher als die Frequenz f₀ ist, konstant ist, wodurch die Brummkomponente wie in 12 gezeigt auf ein Minimum herabgesetzt wird (f₂₁ – f₂₄: hier f₀ < f₂₁ < f₂₂ < f₂₃ < f₂₄).
Während vorzugsweise die Schwingungsfrequenz f der Wechselrichterschaltung 11 in Übereinstimmung mit der Quellenspannung V_in als eine Frequenz ausgewählt wird, die von den Kennlinien der 11 und 12 erhalten wurde, ist es auch möglich, die Brummkomponente selbst durch eine solche Maßnahme im Vergleich zu dem Fall einer nicht gesteuerten Frequenz beträchtlich herabzusetzen, bei der die Frequenz im wesentlichen im Verhältnis zu der Quellenspannung V_in variiert wird. Überdies besteht ein Unterschied zwischen der Ausgangsspannung V_Aus in dem Fall, daß die Schwingungsfrequenz f zu f₀ gemacht wird, wie sich dies aus 8 ergibt, und der Ausgangsspannung in dem Fall, daß die Frequenz f variabel gemacht wird, wobei die Ausgangsspannung V_Aus der Wechselrichterschaltung 11 jedoch konstant bei V₁ und V₂ gehalten wird, wie dies unter Bezugnahme auf die 11 und 12 beschrieben wurde. Entsprechend ist es möglich, die Ausgangsspannung V_Aus der Wechselrichterschaltung 11 zu erhalten, während die Brummkomponente dadurch hinreichend verringert wird, daß ein Steuermittel verwendet wird, bei dem die vorhergehende Anordnung der 8 und die weitere, unter Bezugnahme auf die 11 und 12 beschriebene Anordnung wie in 13 miteinander kombiniert werden.
Bei einer weiteren, in 14 gezeigten Ausführungsform unterscheidet sich die Schaltungsanordnung von den vorhergehenden Ausführungsformen darin, daß das Schwingungssystem, das die Last La der Wechselrichterschaltung 11 enthält, dem ersten Schaltelement Q1 parallelgeschaltet ist, wobei der Verbindungspunkt des Kondensators C4 und der Diode D3 sowie die Richtung der Diode D3 in Übereinstimmung mit der obigen Verbindung des Schwingsystems abgeändert sind, und wobei die gleichgerichtete Quellenspannung V_in,= am Ausgang der Diodenbrücke DB erfaßt wird, der Betrieb der Wechselrichterschaltung 11 und die Funktion einer Verringerung der Brummkomponente jedoch im wesentlichen dieselben wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen sind.
Eine weitere, in 15 gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich hinsichtlich der Einsetzstelle des eine Gleichstromkomponente abtrennenden Kondensators C3 und dadurch von den vorhergehenden Ausführungsformen, daß erforderlichenfalls zusätzlich eine Induktionsspule L2 in Reihe mit dem als Impedanz verwendeten Kondensator C4 geschaltet wird (diese Induktionsspule ist in der Zeichnung in Klammern dargestellt), während der Betrieb der Wechselrichterschaltung 11 sowie die Funktion einer Verringerung der Brummkomponente im wesentlichen die gleichen wie bei den vorhergehenden Ausführungsformen sind. Es ist auch zweckmäßig, zusätzlich eine Induktionsspule oder einen Kondensator in den Schwingungssystemen der Wechselrichterschaltung 11 der Einheit der vorliegenden Ausführungsform vorzusehen.
Andererseits soll der Fall berücksichtigt werden, daß de Last La eine Entladungslampe ist, die einer Lichtsteuerung unterworfen wird, um einen Dimmer-Effekt zu erzielen. Bei einer Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe vom Wechselrichter-Typ ohne eine den Eingangsleistungsfaktor verbessernde Schaltung mit dem Kondensator C4 und der Diode D3 kann die Lichtsteuerung dadurch erfolgen, daß die der Entladungslampe zugeführte Energie verringert wird, indem dafür gesorgt wird, daß die Frequenz von der Resonanzfrequenz des ersten Schwingsystems mit der Induktionsspule L1 und dem Kondensator C2 abweicht. Hier bewirkt bei der vorhergehenden Wechselrichtereinheit der 1 eine bloße Variation der Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung, daß die Brummkomponente ziemlich ansteigt, wie dies bereits erwähnt wurde, wodurch dann ein Flackern auftritt, wenn die Entladungslampe als die Last La verwendet wird, woraufhin sowohl die Impedanz der Schwingungssysteme als auch die Frequenz der Wechselrichterschaltung so variiert werden, daß die Ausgangsspannung, die der Entladungslampe als der Last La geliefert wird, und die Brummkomponente kleiner werden, um in der neuen Schaltungsimpedanz den Zustand f = f₀ zu erreichen, wodurch der Entladungslampe selbst im heruntergeregelten Zustand ein stabiler Strom zugeführt werden kann, und wobei das Problem eines Flackerns oder dergleichen beseitigt werden kann. In diesem Fall sind zwei Maßnahmen zu nennen, von denen eine vorsieht, die Impedanz der Schwingungssysteme zu variieren, wobei in Übereinstimmung damit die Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung 11 variiert wird, und von denen die andere vorsieht, die Frequenz der Wechselrichterschaltung 11 zu variieren, wobei in Übereinstimmung damit die Impedanz der Schwingsysteme variiert wird.
Bei einer anderen, in 16 gezeigten Ausführungsvariante ist im Gegensatz zu der vorhergehenden Schaltungsanordnung der Ausführungsform nach 1 anstelle der Induktionsspule L1 eine Sättigungsdrossel Lc vorgesehen. Die Sättigungsdrossel Lc enthält eine Ausgangswicklung N_L und eine Steuerwicklung L_C, wobei ein durch die Steuerwicklung N_C fließender Strom durch eine Drosselsteuerschaltung 15 variiert wird und die Induktanz der Ausgangswicklung N_L dadurch variabel gemacht wird. Die Drosselsteuerschaltung 15 wird von der Steuerschaltung 13 für den Betrieb der Schaltelemente Q1 und Q2 gesteuert, während die Treiberschaltung 14 dazu dient, die Schaltelemente Q1 und Q2 in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal der Steuerschaltung 13 anzutreiben.
In dem Fall, daß die Wechselrichtereinheit der 16 als die Lichtsteuereinrichtung für eine Entladungslampe verwendet wird, um die Entladungslampe als die Last La voll auszusteuern, wird dafür gesorgt, daß die Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung 11 f₀ wird, und die Anordnung wird so getroffen, daß zwei Schwingsysteme, die durch die Ausgangswicklung N_L der Sättigungsdrossel Lc und die beiden Kondensatoren C2 und C4 gebildet sind, im wesentlichen das gleiche Ausgangssignal wie bei einer Schwingung bei der Frequenz f₀ liefern. Zur Herbeiführung der Lichtsteuerung wird der durch die Drosselsteuerschaltung 15 zu der Steuerwicklung N_C der Sättigungsdrossel Lc fließende Strom durch die Steuerschaltung 13 variiert, um eine Veränderung des Induktanzwerts der Ausgangswicklung N_L herbeizuführen, und zu diesem Zeitpunkt wird die Schwingfrequenz der Wechselrichterschaltung 11 mittels der Steuerschaltung 13 variabel gemacht, um zu bewirken, daß die Ausgangssignale der beiden Schwingsysteme konstant sind, wodurch eine Spannungsversorgung mit einer geringeren Brummkomponente verwirklicht wird und die Entladungslampe der Lichtsteuerung mit Dimmer-Effekt in einem stabilen Zustand ausgesetzt sein kann. Auch in diesem Fall kann der Effekt eines verbesserten Eingangsleistungsfaktors mittels der den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Schaltung ohne Einbußen aufrechterhalten werden.
Bei der Durchführung der Lichtsteuerung mit Dimmer-Effekt kann die Anordnung auch so getroffen werden, daß die Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung 11 mit der Steuerung durch die Steuerschaltung 13 variabel gemacht wird, wobei der Strom, der durch die Drosselsteuerschaltung 15 zu der Steuerwicklung N_C der Sättigungsdrossel Lc fließt, mittels der Steuerschaltung 13 so gesteuert wird, daß die Ausgangssignale der beiden Schwingsysteme unter der variablen Frequenz im wesentlichen auf einen gleichen Wert gebracht werden und der Induktanzwert der Ausgangswicklung N_L variiert wird, und die Entladungslampe als die Last La der Lichtsteuerung mit Dimmer-Effekt mit verringerter Brummkomponente und in einem stabilen Zustand ausgesetzt werden kann. Da sich das Ausgangssignal der Wechselrichterschaltung 11 mit einer Änderung der Quellenspannung V_in ändert, wie in 8 zu sehen ist, ist es hier also möglich, die Einheit so auszulegen, daß, wie in 17 gezeigt, ein Mittel zur Erfassung der Quellenspannung V_in bereitgestellt wird, das die Steuerschaltung 13 aktiviert, um den Induktanzwert der Ausgangswicklung N_L über die Drosselsteuerschaltung 15 in Übereinstimmung mit der Änderung der Quellenspannung V_in zu variieren.
Bei einer weiteren, in 18 gezeigten Ausführungsform wird eine praktisch zweckmäßigere Auslegung der Sättigungsdrossel Lc und der Drosselsteuerschaltung 15 vorgeschlagen, bei der die Sättigungsdrossel Lc durch zwei Drosseln L_C1 und L_C2 gebildet ist, deren Steuerwicklungen N_C1 und N_C2 umgekehrt gepolt und mit der Drosselsteuerschaltung 15 verbunden sind, die auf äquivalente Weise durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Rc und einer Steuerspannungsquelle Vc dargestellt ist, über die die Versorgungsspannung frei variierbar ist. Bei dieser Anordnung wird der Sättigungszustand der Ausgangswicklungen N_L1 und N_L2 sanft hergestellt, und die Steuerung wird leichter.
Bei einer weiteren, in 19 gezeigten Ausführungsform der Erfindung ist die Sättigungsdrossel Lc durch eine Reihenschaltung aus einer Induktivität L1 und einer Primärwicklung N1 eines Transformators T1 ersetzt, während eine Sekundärwicklung N2 des Transformators einer variablen Impedanz Z und einem Schaltelement S1 parallelgeschaltet ist. Mit der Sekundärwicklung N2 des Transformators T1, die durch ein Einschalten des Schaltelements S1 kurzgeschlossen wird, das über der Sekundärwicklung N2 angeschlossen ist, tritt hier keine Induktanzkomponente der Primärwicklung N1 auf, wobei jedoch dann eine Induktanzkomponente L2 in Erscheinung tritt, wenn die Sekundärwicklung N2 geöffnet wird, und der Induktanzwert ist in einem Bereich von 0 bis L2 durch ein Steuern des Impedanzwerts des variablen Impedanzelements Z variabel. Dies bedeutet, daß dann, wenn die Induktanzwerte der Schwingsysteme und der Induktanz L1 L bzw. L1 sind, diese Werte in einem Bereich von L1 < L < L1 + L2 in geeigneter Weise variiert werden können.
Bei einer weiteren, in 20 gezeigten Ausführungsform der Erfindung kann die Induktivität L2 über ein paralleles Schaltelement S2 mit der Induktivität L1 verbunden sein. Hier kann das Schaltelement S2 einer Ein/Aus-Steuerung ausgesetzt sein, wobei die Steuerung beispielsweise durch eine solche Steuerschaltung 13 erfolgt, wie sie in 16 verwendet wird. Entsprechend wird die Induktanz des Schwingsystems im ausgeschalteten Zustand des Schaltelements S2 nur die der Induktivität L1 sein, während die Induktivität des Schwingsystems auf ein Einschalten des Schaltelements S2 hin aus den Induktanzen der Induktivitäten L1 und L2 zusammengesetzt sein wird.
Während oben die Beschreibung in bezug auf den Fall erfolgt ist, bei dem für eine Variation der Impedanz der Schwingsysteme die Induktanz der Schwingsysteme variiert wird, kann es auch zweckmäßig sein, die Kapazitäten der Kondensatoren C4 oder C2 zu variieren.
Bei einer weiteren, in 21 dargestellten Ausführungsform der Erfindung sind ein Kondensator C5 und ein Schaltelement S3 dem als Impedanzelement verwendeten Kondensator C4 parallelgeschaltet, um unter der Steuerung vorzugsweise einer solchen Steuerschaltung 13, wie sie in 16 verwendet wird, ein- und ausgeschaltet zu werden, wobei mit dem Ein- und Ausschalten des Schaltelements S3 ein Impedanzwechsel möglich ist.
Bei einer weiteren, in 22 gezeigten Ausführungsform der Erfindung sind ein Kondensator C6 und ein Schaltelement S4 dem Kondensator C2 parallelgeschaltet, und das Schaltelement S4 wird vorzugsweise unter der Steuerung der in 16 verwendeten Steuerschaltung 13 so ein- und ausgeschaltet, daß sich eine Impedanzänderung ergibt.
Im allgemeinen fällt der Zeitablauf der Ladung des Kondensators C4 nicht mit dem Ein- und Ausschalten des Schaltelements Q1 und Q2 zusammen, wie erwähnt, vielmehr ist der Zeitablauf im Zusammenhang mit einer Spannung V_C4 über dem Kondensator C4, der Quellenspannung V_in, der Spannung V_L1 über der Induktionsspule L1 und der Spannung V_C3 über dem Kondensator C3 bestimmt, und damit beeinflußt der Übergang zwischen den beiden Schwingsystemen das Auftreten der Brummkomponente. Etwas paradox formuliert, können die Ausgangskennlinien scheinbar durch eine Steuerung des Verlaufs des Ladens und Entladens des Kondensators C4 variiert werden, es wird jedoch einfacher sein, die Impedanz des Kondensators C4 zu variieren.
Bei einer weiteren, in 23 gezeigten Ausführungsform ist dafür gesorgt, daß die Ausgangssignale der beiden Schwingsysteme im wesentlichen auf den gleichen Wert gebracht werden, indem die Lade- und Entladezeit des Kondensators C4 gesteuert wird. In diesem Fall ist das Schaltelement S5 mit der Diode D3 in Reihe geschaltet, wobei diese Diode D3 und das Schaltelement S5 durch ein einseitiges Schaltelement ersetzt werden können. Bei der Ausführungsform der 23 ist der Kondensator C4 über das Schaltelement Q1 entladbar, wenn dieses Schaltelement Q1 eingeschaltet und das Schaltelement S5 angesteuert wird, wodurch das Entladungsverhältnis der gespeicherten Energie in dem Kondensator C4 herabgesetzt wird, die nächste ladbare Ladungsmenge kleiner wird und sowohl die Lade- als auch die Entladedauer verkürzt werden können. Damit kann die Scheinkapazität des Kondensators C4 variiert werden, und das Ausgangssignal, das eine geringere Brummkomponente mit sich bringt, kann dadurch erhalten werden, daß die Steuerung so durchgeführt wird, daß die Ausgangssignale der beiden Schwingsysteme auf die gleiche Weise wie bei der Ausführungsform der 21 im wesentlichen auf den gleichen Wert gebracht werden.
Bei einer weiteren, in 24 gezeigten Ausführungsform der Erfindung sind zwei Schaltelemente S₀₁ und S₀₂ mit einer Diode D₀₃ bzw. einer Diode D₀₄ verbunden, die die Diodenbrücke DB bilden, so daß bei eingeschaltetem Schaltelement Q2 das Laden und Entladen des Kondensators C4 mittels der Schaltelemente S₀₁ und S₀₂ auf der Basis der vorhergehenden Beziehungen der Spannungen gesteuert werden. Hier wird der Stromfluß zu diesen Schaltelementen S₀₁ und S₀₂ in Abhängigkeit von der Polarität der Quellenspannung umgeschaltet, wobei auch dann, wenn während des Betriebs der Diodenbrücke DB zu entscheiden ist, durch welches Schaltelement S₀₁ und S₀₂ der Strom fließen soll, keinerlei Probleme auftreten, selbst dann nicht, wenn beide Schaltelemente S₀₁ und S₀₂ gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden. Indem zu diesem Zeitpunkt die Ladungsmenge für den Kondensator C4 verringert wird, ist es möglich, dafür zu sorgen, daß der Zeitablauf für die nächste Entladung des Kondensators C4 verzögert wird, so daß sowohl die Ladedauer als auch die Entladedauer verkürzt werden, wobei gegebenenfalls die Scheinkapazität des Kondensators C4 so variiert wird, daß das Ausgangssignal mit der geringeren Brummkomponente auf dieselbe Weise erhalten werden kann, wie dies bei den vorhergehenden Ausführungsformen der Fall ist.
Bei einer weiteren, in 25 gezeigten Ausführungsform der Erfindung ist im Gegensatz zu der Ausführungsform der 24 das Schaltelement S₀₁ mit einer weiteren Diode D₀₂ in der Diodenbrücke DB in Reihe geschaltet, und auch diese Anordnung kann weiterhin in derselben Weise wie nach 24 betrieben werden. Nebenbei bemerkt sind die jeweiligen Schaltelemente S5, S₀₁ und S₀₂ der Ausführungsformen der 23 bis 25 dazu geeignet, zu verhindern, daß irgendein Stromstoß auf einen Anschluß an die Wechselspannungsquelle Vs hin auftritt, da vorgesehen ist, diese synchron mit dem Nulldurchgang der Wechselquellenspannung V_in einzuschalten.
In 26 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung gezeigt, bei der ein Schaltelement S6 mit dem Kondensator C4 in Reihe geschaltet ist, um zu ermöglichen, daß das Laden und Entladen des Kondensators C4 üblicherweise steuerbar ist. Wie in 27 gezeigt ist, kann die gleiche Steuerung selbst dann erzielt werden, wenn ein Schaltelement S7 zwischen die Wechselspannungsquelle Vs und die Diodenbrücke DB in der Schaltung eingesetzt ist.
Die dargestellte Schaltungsanordnung der Erfindung ist auch in anderen Schaltungen als jenen der vorhergehenden Ausführungsformen verwendbar. Bei einer weiteren, in 28 gezeigten Ausführungsform ist die Anordnung so getroffen, daß der Kondensator C3 mit den Kondensatoren C2 und C4 in Reihe an das ausgangsseitige Ende der Diodenbrücke DB angeschlossen ist. Bei einer weiteren, in 29 gezeigten Ausführungsform ist überdies eine solche Anordnung vorgesehen, bei der eine Induktionsspule L3 zwischen die Kondensatoren C4 und C2 geschaltet ist. Während bei diesen Ausführungsformen der 28 und 29 vorzugsweise die bei der Ausführungsform der 16 vorgesehene Anordnung zur Verringerung der Brummkomponente verwendet werden kann, ist es auch möglich, eine solche Anordnung für die Verringerung der Brummkomponente zu verwenden, wie sie im Zusammenhang mit den 18–26 erwähnt wurde. Es ist auch möglich, weitere Induktionsspulen oder Kondensatoren in den Schwingsystemen der Wechselrichterschaltung 11 vorzusehen.
30 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der zusätzlich dafür gesorgt ist, daß das Auftreten eines Stromstoßes auf einen Anschluß an die Wechselspannungsquelle Vs hin verhindert wird, während für alle anderen Teile im wesentlichen die gleiche Anordnung wie die der 1 verwendet wird. Diese Ausführungsform ist durch das zusätzliche Mittel zur Verhinderung eines Stromstoßes gekennzeichnet. Auf den Anschluß an die Wechselspannungsquelle Vs hin wird bewirkt, daß ein Stoßstrom fließt, wenn der Kondensator großer Kapazität (vorzugsweise ein Elektrolytkondensator) vorübergehend geladen wird, wobei dieser Strom einen Wert annimmt, der mehrere zehnmal bis einhundert und mehrere zehnmal so groß ist wie der stationäre Eingangsstrom, wobei solche Probleme wie das Abschalten eines Stromunterbrechers, eine Schmelzverbindung von Kontakten im Quellenschalter oder dergleichen leicht auftreten können. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist daher eine Diode D5 mit dem Kondensator C1 großer Kapazität in einer Richtung in Reihe geschaltet, bei der der Kondensator auf einen Anschluß an die Quelle hin nicht aufgeladen wird, wobei durch die Diode D5 verhindert werden kann, daß der Stoßstrom auf den Anschluß an die Quelle hin in dem Kondensator C1 fließt. Damit der Kondensator C1 während der Einschaltzeit der Schaltelemente Q1 und Q2 aufgeladen werden kann, ist ferner eine Diode D4 auf der Katodenseite zwischen eine Verbindungsstelle des Kondensators C1 mit der Diode D5 und eine Verbindungsstelle der Last La mit der Induktionsspule L1 geschaltet.
Hier fließt die Energie des Kondensators C1 bei eingeschaltetem Schaltelement Q2 über einen Pfad, der durch die Diodenbrücke DB, die Diode D3, den Kondensator C1, die Diode D4, die Induktionsspule L1 und das Schaltelement Q2 gebildet ist. Auch auf das Ausschalten des Schaltelements Q2 hin bewirkt in der Induktionsspule L1 gespeicherte Energie, daß ein Strom über einen Pfad fließt, der durch die Induktionsspule L1, die Diode D1, den Kondensator C1 und die Diode D4 gebildet ist, und es erfolgt das Aufladen des Kondensators C1. Dies bedeutet, daß durch den Kondensator C1, die Diode D4, die Induktionsspule L1, das Schaltelement Q2 und die Diode D1 eine Spannungsabfall-Chopper-Schaltung gebildet wird, und das Problem eines Stromstoßes kann dadurch wirksam ausgeräumt werden, daß eine solche Steuerung vorgenommen wird, daß die Einschaltzeit des Schaltelements Q2 auf die Zuschaltung der Quelle hin stufenweise vergrößert wird.
Die in 31 gezeigte weitere Ausführungsform der Erfindung unterscheidet sich von der Ausführungsform der 30 insoweit, als ein Kondensator C5 zwischen eine Verbindungsstelle der Diode D3 mit dem Kondensator C1 und eine Verbindungsstelle der Entladungslampe als der Last La mit dem Kondensator C3 geschaltet ist, während die weitere Anordnung dieselbe wie die der 30 ist. Der Kondensator C5 dient auf die gleiche Weise wie der Kondenator C3 als ein Konden sator zum Abtrennen der Gleichstromkomponente. Hier ändert sich im Fall der vorhergehenden Wechselrichterschaltung vom Halbbrücken-Typ der Betrieb im wesentlichen selbst dann nicht, wenn einer dieser in 31 gezeigten Kondensatoren C3 und C5 fehlt. Wird andererseits dafür gesorgt, daß der Stromstoß verhindert wird, indem die Dioden D3 und D5 eingesetzt werden, so ist eine der Stromrückkopplungsschleifen der Wechselrichterschaltung, die in der erfindungsgemäßen Lichtsteuervorrichtung für eine Entladungslampe enthalten sein soll, verloren. Dies bedeutet, daß im Fall der Ausführungsform der 30 eine Rückkopplung über die Diode D1 zu dem Kondensator C1 eines Schwingungsstroms in dem Schwingsystem vorgesehen sein sollte, das durch die Induktionsspule L1 und den Kondensator C2 gebildet ist, nachdem das Schaltelement Q2 eingeschaltet wird, aufgrund der Diode D5 fließt jedoch kein Rückkopplungsstrom. Entsprechend ist durch die in der Induktionsspule L1 gespeicherte Energie dafür gesorgt, daß ein Strom über einen Pfad fließt, der durch die Induktionsspule L1, die Diode D1, den Kondensator C1 und die Diode D4 gebildet wird, und es tritt kein Schwingvorgang der Induktionsspule L1 und des Kondensators C2 auf, wodurch der Schwingvorgang der gesamten Wechselrichterschaltung geschwächt wird, um die über der Entladungslampe La erzeugte Spannung herabzusetzen, so daß keine hinreichend große Startspannung für die Entladelampe La insbesondere auf ein Starten der Lampe hin erzeugt werden kann, wobei hier das Problem auftritt, daß die Entladungslampe La nicht auf sanfte Weise betrieben werden kann.
Bei der vorliegenden Ausführungsform bewirkt der Kondensator C5 auf ein Einschalten des Schaltelements Q2 hin, daß ein Pfad für den Rückkopplungsstrom gebildet wird, der durch die Induktivitätsspule L1, die Diode D1, den Kondensator C5, die Entladungslampe La und den Kondensator C2 fließt, so daß die Schwächung der Schwingung der Wechselrichterschaltung verhindert werden kann. Mit dieser Anordnung ist es möglich, der Entladungslampe La eine hinreichende Startspannung zu liefern.
Bei einer weiteren, in 32 gezeigten Ausführungsform ist ein Kondensator C6 an die beiden Enden der Reihenschaltung aus dem Kondensator C1 und der Diode D5 angeschlossen, wobei in diesem Fall der Rückkopplungsstrom auf ein Ausschalten des Schaltelements Q2 hin über einen Pfad fließt, der durch die Induktionsspule L1, die Diode D1, den Kondensator C6, den Kondensator C3, die Entladungslampe La und den Kondensator C2 gebildet ist. Bei weiteren Ausführungsformen der 33 bis 36 ist dafür gesorgt, den Stromstoß zu verhindern, während die Anordnung im wesentlichen die gleiche wie die der vorhergehenden Ausführungsformen ist. Während bei den Ausführungsformen der 30 bis 36 keine Steuerschaltung vorgesehen ist, ist festzustellen, daß eine solche Steuerschaltung zur Verringerung der Brummkomponente, wie sie im Zusammenhang mit 10 erwähnt wurde, und ähnliches zweckmäßigerweise vorgesehen sein kann.

Claims

Wechselrichtereinheit, die einen hohen Leistungsfaktor besitzt und ein Ausgangssignal zu einer Last liefert, dessen Brummkomponente klein ist, mit einem Gleichrichter (DB) zum Gleichrichten einer Wechselquellenspannung (V_in), einem Glättungskondensator (C1), der über eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode (D3) an die Ausgangsklemmen des Gleichrichters (DB) angeschlossen ist, einer Wechselrichterschaltung (11) zur Erzeugung einer hochfrequenten Spannung (V_Aus) als Ausgangssignal, die einen zum Glättungskondensator (C1) parallel geschalteten Serienkreis aus einem ersten und einem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) und einen zu einem der Schaltelemente parallel geschalteten Serienresonanzkreis mit einem Resonanzkondensator (C2), einem Resonanzinduktionselement (L1; L_C; L_C1, L_C2; L1, L2) und einem eine Gleichspannungskomponente abtrennenden Kondensator (C3) enthält, einer zum Resonanzkondensator (C2) parallel geschalteten Last (La), an der das Ausgangssignal (V_Aus) der Wechselrichterschaltung (11) anliegt, einem Impedanzelement, das wenigstens aus einem den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Kondensator (C4) besteht, der zwischen einen Knotenpunkt (a) zwischen dem Gleichrichter (DB) und der in Durchlaßrichtung gepolten Diode (D3) und die Last (La) geschaltet ist, wobei die Wechselrichtereinheit ferner eine Steuereinheit (11a; 12–15) zum Steuern wenigstens des Ein-/Ausschalt-Betriebs des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrieb der Wechselrichterschaltung (11) mit einem Stromkreis als ein erstes Schwingsystem, der durch den zu dem ersten oder zweiten Schaltelement (Q1, Q2) parallel geschalteten Serienresonanzkreis einschließlich der Last (La) gebildet ist, und mit einem Stromkreis als ein zweites Schwingsystem, der wenigstens den Gleichrichter (DB), das Impedanzelement (C4), den Kondensator (C3), das Resonanzinduktionselement (L1; L_C; L_C1, L_C2; L1, L2) und das Schaltelement in eingeschaltetem Zustand enthält, erfolgt, und daß die Steuereinheit (11a; 12–15) so ausgebildet ist, daß der Betrieb der Wechselrichterschaltung (11), wenn die Wechselrichterschaltung (11) als Ausgangssignal die vorbestimmte Spannung (V_AUS) liefert, wenigstens bei einer Frequenz (f₀) erfolgt, bei der die jeweiligen Ausgangssignale des ersten und des zweiten Schwingsystems einander im wesentlichen gleich sind, und, wenn die Wechselrichterschaltung (11) als Ausgangssignal eine Spannung liefert, die kleiner als die vorbestimmte Spannung (V_AUS) ist, entweder eine erste Operation, bei der die Schwingungsfrequenz (f) des ersten und des zweiten Schwingsystems in Abhängigkeit von Momentanwerten einer sich ändernden Quellenspannung (V_in) variiert wird, oder eine zweite Operation durchführt, bei der Schaltungskenngrößen entweder mittels ihrer Impedanz oder mittels ihrer Induktanz oder mittels ihrer Kapazität der Wechselrichterschaltung (11) variiert werden, um die Brummkomponente des Ausgangssignals der Wechselrichterschaltung zu reduzieren.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (11a) so ausgebildet ist, daß die vorbestimmte Ausgangsspannung (V_AUS) der Wechselrichterschaltung (11) bei einem Laststrom (i_1a) erhalten wird, der bei einem Wechsel des Betriebs der Wechselrichterschaltung zwischen dem ersten und dem zweiten Schwingsystem im wesentlichen gleich gemacht ist, was mittels der Ein-/Ausschalt-Betriebssteuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) erfolgt.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit eine Schaltung (12) zum Erfassen der gefilterten Quellenspannung (V_in,f) der Wechselrichtereinheit (11), eine Frequenzsteuerschaltung (13) zum Erzeugen von Signalen zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) mittels der Schaltelemente (Q1, Q2) in Abhängigkeit von der durch die Erfassungsschaltung (12) erfaßten gelieferten Quellenspannung und eine Treiberschaltung (14) zum Ansteuern des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) in Übereinstimmung mit den Signalen von der Schaltung (13) enthält, um die Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung in Abhängigkeit von der Änderung der Quellenspannung (V_in) zu variieren.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement eine Induktionsspule (L2) enthält, die zwischen den Kondensator (C4) und den Kondensator (C3) in Serie geschaltet ist; und daß die Steuereinheit eine Schaltung (12) zum Erfassen der gleichgerichteten Quellenspannung (V_in,=) der Wechselrichterschaltung (11), eine Frequenzsteuerschaltung (13) zum Erzeugen von Signalen zum Variieren der Impedanz der Induktionsspule (L2) in Abhängigkeit von der Änderung der Quellenspannung (V_in) und zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung mittels der Schaltelemente (Q1, Q2) und eine Treiberschaltung (14) zum Ansteuern der Schaltelemente in Abhängigkeit von den Signalen von der Steuerschaltung (13) enthält, damit der Betrieb der Wechselrichterschaltung mit einer Variation der Impedanz erfolgt.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement eine Serienschaltung eines Kondensators (C5) und eines Schaltelements (S3), die zu dem Kondensator (C4) parallel geschaltet sind, enthält; und daß die Steuereinheit eine Schaltung (12) zum Erfassen der Quellenspannung (V_in; V_in,f; V_in,=) der Wechselrichterschaltung (11), eine Frequenzsteuerschaltung (13) zum Erzeugen von Signalen zum Variieren der Impedanz des Impedanzelements mittels des Schaltelements (S3) und zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) mittels der Schaltelemente (Q1, Q2) in Abhängigkeit von der durch die Schaltung (12) erfaßten Quellenspannung und eine Treiberschaltung (14) zum Ansteuern der jeweiligen Schaltelemente (Q1, Q2, S3) in Abhängigkeit von den jeweiligen Signalen von der Schaltung (13) enthält, damit der Betrieb der Wechselrichterschaltung mit einer Variation der Impedanz erfolgt.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Serienschaltung eines Kondensators (C6) mit einem Schaltelement (S4) zu dem zu der Last (La) parallel geschalteten Resonanzkondensator (C2) parallel geschaltet ist; und daß die Steuereinheit eine Schaltung (12) zum Erfassen der Quellenspannung (V_in; V_in,f; V_in,=) der Wechselrichterschaltung (11), eine Frequenzsteuerschaltung (13) zum Erzeugen von Signalen zum Variieren der Impedanz des Resonanzkreises mittels des Schaltelements (S4) und zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) mittels der Schaltelemente (Q1, Q2) in Abhängigkeit von der durch die Schaltung (12) erfaßten Quellenspannung und eine Treiberschaltung (14) zum Ansteuern der jeweiligen Schaltelemente (Q1, Q2, S4) in Abhängigkeit von den jeweiligen Signalen von der Schaltung (13) enthält, damit der Betrieb der Wechselrichterschaltung mit einer Variation der Impedanz erfolgt.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Resonanzinduktionselement in der Wechselrichterschaltung (11) eine Sättigungsdrossel (L_C) mit einer Steuerwicklung (N_C) und einer Ausgangswicklung (N_L) enthält; und daß die Steuereinheit eine Steuerschaltung (13), die Steuersignale an die Schaltelemente (Q1, Q2) zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) liefert, eine Treiberschaltung (14) zum Ansteuern der Schaltelemente (Q1, Q2) in Abhängigkeit von den Steuersignalen von der Schaltung (13) und eine Drosselsteuerschaltung (15) zum Steuern eines zur Steuerwicklung (N_C) der Sättigungsdrossel (L_C) fließenden Stromes enthält, um die Induktanz der Ausgangswicklung (N_L) zu variieren.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (13) so ausgebildet ist, daß sie die Quellenspannung (V_in; V_in,f; V_in,=) erfaßt, um die Induktanz der Ausgangswicklung (N_L) in Abhängigkeit zu einer Änderung der Quellenspannung zu variieren.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Sättigungsdrossel ein Paar seriengeschalteter Drosseln (L_C1, L_C2) mit jeweils einer Steuerwicklung (N_C1, N_C2) enthält, und daß die Drosselsteuerschaltung (15) eine Serienschaltung eines Widerstands (R_C) und einer Steuerspannungsquelle (V_C) mit variabler Spannung enthält, die zu den umgekehrt gepolten Steuerwicklungen (N_C1, N_C2) parallel geschaltet sind.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der den Eingangsleistungsfaktor verbessernde Kondensator (C4) und die Kondensatoren (C3, C2) in Serie geschaltet und an die Ausgangsklemmen des Gleichrichters (DB) angeschlossen sind.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Induktionsspule (L3) zwischen den den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Kondensator (C4) und den Resonanzkondensator (C2) geschaltet ist.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Resonanzinduktionselement in der Wechselrichterschaltung (11) eine erste Induktionsspule (L1) und eine zweite Induktionsspule (L2), die durch eine Primärwicklung eines Transformators (T1) gebildet ist, enthält, wobei beide Induktionsspulen (L1, L2) in Serie zwischen den Knotenpunkt (g) zwischen den beiden Schaltelementen (Q1, Q2) und den eine Gleichspannungskomponente abtrennenden Kondensator (C3) geschaltet sind; und daß die Steuereinheit eine Steuerschaltung (13), die Signale zum Steuern des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) erzeugt, eine Schaltung (14) zum Ansteuern der Schaltelemente (Q1, Q2) in Abhängigkeit von den Steuersignalen von der Steuerschaltung (13) und eine Induktionsspulensteuerschaltung mit einer variablen Impedanz (Z), die zu einer Sekundärwicklung (N2) des Transformators (T1) parallel geschaltet ist, und einem dritten Schaltelement (S1), das zu der variablen Impedanz (Z) parallel geschaltet ist und in Abhängigkeit von den Steuersignalen von der Steuerschaltung (13) ein-/ausgeschaltet wird, enthält.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Resonanzinduktionselement in der Wechselrichterschaltung (11) eine erste Induktionsspule (L1), die zwischen den Knotenpunkt (g) zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement (Q1, Q2) und den eine Gleichspannungskomponente abtrennenden Kondensator (C3) geschaltet ist, und eine zweite Induktionsspule (L2), die über ein drittes Schaltelement (S2) zu der ersten Induktionsspule (L1) parallel geschaltet ist, enthält, und daß die Steuereinheit eine Steuerschaltung (13) enthält, die Steuersignale an das erste, zweite und dritte Schaltelement (Q1, Q2, S2) zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) liefert, wobei die Steuersignale zum Ansteuern des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) und zum Steuern des Ein-/Ausschalt-Betriebs des dritten Schaltelements (S2) zum Variieren der Induktanz des die Induktionsspulen (L1, L2) enthaltenden ersten Schwingsystems der Wechselrichterschaltung wirksam sind.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanzelement eine Serienschaltung eines Kondensators (C5) mit einem Schaltelement (S3), die zu dem den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Kondensator (C4) parallel geschaltet sind, enthält, und daß die Steuereinheit eine Steuerschaltung (13) enthält, die Steuersignale an das erste, zweite und dritte Schaltelement (Q1, Q2, S3) zum Variieren der Schwingungsfrequenz (f) der Wechselrichterschaltung (11) liefert, wobei die Steuersignale zum Ansteuern des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) und zum Steuern des Ein-/Ausschalt-Betriebs des dritten Schaltelements (S3) zum Variieren der Impedanz des das Impedanzelement enthaltenden zweiten Schwingsystems wirksam sind.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichterschaltung (11) überdies eine Serienschaltung eines Kondensators (C6) und eines dritten Schaltelements (S4), die zu dem zu der Last (La) parallel geschalteten Resonanzkondensator (C2) parallel geschaltet sind, enthält, und daß die Steuereinheit eine Steuerschaltung (13) enthält, die Steuersignale an das erste, zweite und dritte Schaltelement (Q1, Q2, S4) zum Variieren der Schwingungsfrequenz der Wechselrichterschaltung (11) liefert, wobei die Steuersignale zum Ansteuern des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) und zum Steuern des Ein-/Ausschalt-Betriebs des dritten Schaltelements (S4) zum Variieren der Impedanz des die Last und den Resonanzkreis enthaltenden ersten Schwingsystems wirksam sind.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der den Eingangsleistungsfaktor verbessernde Kondensator (C4) als das Impedanzelement ein Bauelement (S5; S₀₁, S₀₂; S6; S7) zum Steuern der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) vorsieht, und daß die Steuereinheit (13; 13–15) so ausgebildet ist, daß sie das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit ansteuert, um eine Scheinkapazität des Kondensators (C4) zu variieren und dadurch die Ausgangssignale des ersten und zweiten Schwingsystems der Wechselrichterschaltung gleichzumachen.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit ein Schaltelement (S5) enthält, das zwischen die in Durchlaßrichtung gepolte Diode (D3) und den Knotenpunkt (a) zwischen der Diode (D3) und dem Gleichrichter (DB) mit der Diode (D3) in Serie geschaltet ist, und daß die Steuereinheit (13) so ausgebildet ist, daß sie zusammen mit der Steuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) den Ein-/Ausschalt-Betrieb des Schaltelements (S5) zum Verkürzen der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) steuert.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichrichter (DB) eine Brückenschaltung von zwei Paaren in Serie geschalteter Dioden (D₀₁, D₀₃, D₀₂, D₀₄) enthält, daß das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit Schaltelemente (S₀₁, S₀₂) enthält, von denen jedes mit einer Diode (D₀₃, D₀₄) eines jeden Paares in Serie geschaltet ist, und daß die Steuereinheit (13) so ausgebildet ist, daß sie zusammen mit der Steuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) den Ein-/Ausschalt-Betrieb der Schaltelemente (S₀₁, S₀₂) zum Verkürzen der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) steuert.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichrichter (DB) eine Brückenschaltung von zwei Paaren in Serie geschalteter Dioden (D₀₁, D₀₃, D₀₂, D₀₄) enthält, daß das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit Schaltelemente (S₀₁, S₀₂) enthält, von denen jedes mit jeder der Dioden (D₀₂, D₀₄) in einem der Paare in Serie geschaltet ist, und daß die Steuereinheit (13) so ausgebildet ist, daß sie zusammen mit der Steuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) den Ein-/Ausschalt-Betrieb der Schaltelemente (S₀₁, S₀₂) zum Verkürzen der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) steuert.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit ein Schaltelement (S6) enthält, das mit dem den Eingangsleistungsfaktor verbessernden Kondensator (C4) in Serie geschaltet ist, und daß die Steuereinheit (13) so ausgebildet ist, daß sie zusammen mit der Steuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) den Ein-/Ausschalt-Betrieb des Schaltelements (S6) zum Verkürzen der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) steuert.
Wechselrichtereinheit nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement zum Steuern der Lade- und Entladezeit ein Schaltelement (S7) enthält, das zwischen die Wechselspannungsquelle (V_S) und den Gleichrichter (DB) geschaltet ist, und daß die Steuereinheit (13) so ausgebildet ist, daß sie zusammen mit der Steuerung des ersten und zweiten Schaltelements (Q1, Q2) den Ein-/Ausschalt-Betrieb des Schaltelements (S7) zum Verkürzen der Lade- und Entladezeit des Kondensators (C4) steuert.