JP3433657B2 - ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 - Google Patents
ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はブラシレスＤＣモ
ータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえ
ば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣモ
ータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と並
列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧を
積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子の
回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転位
置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力し
てインバータを制御するブラシレスＤＣモータ制御方法
およびその装置に関する。
ータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえ
ば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣモ
ータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と並
列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧を
積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子の
回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転位
置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力し
てインバータを制御するブラシレスＤＣモータ制御方法
およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、ブラシレスＤＣモータ制御装
置として、インバータ出力電圧が供給されるブラシレス
ＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻
線と並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差
電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回
転子の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた
回転位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を
出力してインバータを制御するように構成したものが提
案されている。
置として、インバータ出力電圧が供給されるブラシレス
ＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻
線と並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差
電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回
転子の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた
回転位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を
出力してインバータを制御するように構成したものが提
案されている。
【０００３】さらに詳細に説明すると、従来のブラシレ
スＤＣモータ制御装置の構成は次のとおりである。三相
インバータからのインバータ出力電圧をブラシレスＤＣ
モータの固定子巻線に印加しているとともに、ブラシレ
スＤＣモータの固定子巻線に対して並列接続された抵抗
回路にも印加して、それぞれ第１中性点電圧と第２中性
点電圧とを得る。そして、両中性点電圧の差電圧を積分
して積分信号を得、この積分信号のゼロクロスを検出し
て、ゼロクロスごとにレベルが反転する回転位置検出信
号（ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を示す信
号）を得る。また、積分信号の大きさを検出してレベル
検出信号を生成する。そして、モータ効率を制御するた
めに、このレベル検出信号をもとにインバータの電圧位
相を制御し、モータの速度を制御するために、前記回転
位置検出信号をもとに速度を算出し、インバータの電圧
振幅を制御する。ただし、モータ効率を電圧振幅で制御
し、モータ速度を電圧位相で制御するように構成するこ
とも可能である。
スＤＣモータ制御装置の構成は次のとおりである。三相
インバータからのインバータ出力電圧をブラシレスＤＣ
モータの固定子巻線に印加しているとともに、ブラシレ
スＤＣモータの固定子巻線に対して並列接続された抵抗
回路にも印加して、それぞれ第１中性点電圧と第２中性
点電圧とを得る。そして、両中性点電圧の差電圧を積分
して積分信号を得、この積分信号のゼロクロスを検出し
て、ゼロクロスごとにレベルが反転する回転位置検出信
号（ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を示す信
号）を得る。また、積分信号の大きさを検出してレベル
検出信号を生成する。そして、モータ効率を制御するた
めに、このレベル検出信号をもとにインバータの電圧位
相を制御し、モータの速度を制御するために、前記回転
位置検出信号をもとに速度を算出し、インバータの電圧
振幅を制御する。ただし、モータ効率を電圧振幅で制御
し、モータ速度を電圧位相で制御するように構成するこ
とも可能である。
【０００４】そして、電圧制御、効率制御を行ってイン
バータゲート駆動波形を生成してドライブ回路を介して
三相インバータに供給する。
バータゲート駆動波形を生成してドライブ回路を介して
三相インバータに供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の構成のブラシレ
スＤＣモータ制御装置を用いてブラシレスＤＣモータを
駆動するに当って、電圧利用率を上げるために、従来の
１２０度通電波形に代え、図９に示す１８０度通電波形
を使用する場合には、インバータモードの切り替え時
に、インバータが出力しているパルス幅変調（ＰＷＭ）
波形が電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の何れかになっている
と、積分信号波形の乱れ（大小乱れ）が大きくなり、最
悪の場合には、回転位置の検出を行なうことが不可能に
なってしまい、ブラシレスＤＣモータが停止してしまう
という不都合がある。
スＤＣモータ制御装置を用いてブラシレスＤＣモータを
駆動するに当って、電圧利用率を上げるために、従来の
１２０度通電波形に代え、図９に示す１８０度通電波形
を使用する場合には、インバータモードの切り替え時
に、インバータが出力しているパルス幅変調（ＰＷＭ）
波形が電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の何れかになっている
と、積分信号波形の乱れ（大小乱れ）が大きくなり、最
悪の場合には、回転位置の検出を行なうことが不可能に
なってしまい、ブラシレスＤＣモータが停止してしまう
という不都合がある。
【０００６】したがって、通電幅を広げることができ
ず、ひいては運転エリアを余り広げることができない。
ず、ひいては運転エリアを余り広げることができない。
【０００７】
【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、インバータモードの切り替え時の電圧ベ
クトルに起因して積分信号波形の大きな乱れが発生する
ことを未然に防止することができるブラシレスＤＣモー
タ制御方法およびその装置を提供することを目的として
いる。
たものであり、インバータモードの切り替え時の電圧ベ
クトルに起因して積分信号波形の大きな乱れが発生する
ことを未然に防止することができるブラシレスＤＣモー
タ制御方法およびその装置を提供することを目的として
いる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１のブラシレスＤ
Ｃモータ制御方法は、インバータ出力電圧が供給される
ブラシレスＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧
と、固定子巻線と並列に接続された抵抗回路の第２中性
点電圧との差電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤ
Ｃモータの回転子の回転位置を示す回転位置検出信号を
得、得られた回転位置検出信号をもとにインバータゲー
ト駆動波形を出力してインバータを制御するに当って、
インバータモードの切替前のインバータ出力波形をゼロ
ベクトルとすべくインバータを制御する方法である。
Ｃモータ制御方法は、インバータ出力電圧が供給される
ブラシレスＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧
と、固定子巻線と並列に接続された抵抗回路の第２中性
点電圧との差電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤ
Ｃモータの回転子の回転位置を示す回転位置検出信号を
得、得られた回転位置検出信号をもとにインバータゲー
ト駆動波形を出力してインバータを制御するに当って、
インバータモードの切替前のインバータ出力波形をゼロ
ベクトルとすべくインバータを制御する方法である。
【０００９】請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法
は、インバータモードの切替前の所定のタイミングを検
出し、検出した所定のタイミングからインバータモード
の切替時点までの間にインバータ出力波形をゼロベクト
ルとすべくインバータを制御する方法である。請求項３
のブラシレスＤＣモータ制御方法は、インバータを位相
速度制御しているか通電幅速度制御しているかを判定
し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め設定し
た位相制限値に達したことを条件としてインバータの制
御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替え、通電
幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設定した最
小値に達したことを条件としてインバータの制御を通電
幅速度制御から位相速度制御に切り替える方法である。
は、インバータモードの切替前の所定のタイミングを検
出し、検出した所定のタイミングからインバータモード
の切替時点までの間にインバータ出力波形をゼロベクト
ルとすべくインバータを制御する方法である。請求項３
のブラシレスＤＣモータ制御方法は、インバータを位相
速度制御しているか通電幅速度制御しているかを判定
し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め設定し
た位相制限値に達したことを条件としてインバータの制
御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替え、通電
幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設定した最
小値に達したことを条件としてインバータの制御を通電
幅速度制御から位相速度制御に切り替える方法である。
【００１０】請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置
は、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣモ
ータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と並
列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧を
積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子の
回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転位
置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力し
てインバータを制御するものであって、インバータモー
ドの切替前のインバータ出力波形をゼロベクトルとすべ
くインバータを制御するインバータ制御手段を含むもの
である。
は、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣモ
ータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と並
列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧を
積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子の
回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転位
置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力し
てインバータを制御するものであって、インバータモー
ドの切替前のインバータ出力波形をゼロベクトルとすべ
くインバータを制御するインバータ制御手段を含むもの
である。
【００１１】請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置
は、インバータ制御手段として、インバータモードの切
替前の所定のタイミングを検出し、検出した所定のタイ
ミングからインバータモードの切替時点までの間にイン
バータ出力波形をゼロベクトルとすべくインバータを制
御するものを採用するものである。請求項６のブラシレ
スＤＣモータ制御装置は、インバータ制御手段として、
インバータを位相速度制御しているか通電幅速度制御し
ているかを判定し、位相速度制御を行っており、かつ位
相が予め設定した位相制限値に達したことを条件として
インバータの制御を位相速度制御から通電幅速度制御に
切り替え、通電幅速度制御を行っており、かつ通電幅が
予め設定した最小値に達したことを条件としてインバー
タの制御を通電幅速度制御から位相速度制御に切り替え
るものを採用するものである。
は、インバータ制御手段として、インバータモードの切
替前の所定のタイミングを検出し、検出した所定のタイ
ミングからインバータモードの切替時点までの間にイン
バータ出力波形をゼロベクトルとすべくインバータを制
御するものを採用するものである。請求項６のブラシレ
スＤＣモータ制御装置は、インバータ制御手段として、
インバータを位相速度制御しているか通電幅速度制御し
ているかを判定し、位相速度制御を行っており、かつ位
相が予め設定した位相制限値に達したことを条件として
インバータの制御を位相速度制御から通電幅速度制御に
切り替え、通電幅速度制御を行っており、かつ通電幅が
予め設定した最小値に達したことを条件としてインバー
タの制御を通電幅速度制御から位相速度制御に切り替え
るものを採用するものである。
【００１２】
【作用】請求項１のブラシレスＤＣモータ制御方法であ
れば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣ
モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と
並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧
を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子
の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転
位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力
してインバータを制御するに当って、インバータモード
の切替前のインバータ出力波形をゼロベクトルとすべく
インバータを制御するのであるから、電圧利用率を高め
るべくインバータの通電幅を広げた場合であっても、イ
ンバータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する
積分信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラ
シレスＤＣモータを安定に駆動し続けることができる。
この結果、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広
げることができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリア
を広げることができる。
れば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレスＤＣ
モータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻線と
並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差電圧
を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回転子
の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた回転
位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を出力
してインバータを制御するに当って、インバータモード
の切替前のインバータ出力波形をゼロベクトルとすべく
インバータを制御するのであるから、電圧利用率を高め
るべくインバータの通電幅を広げた場合であっても、イ
ンバータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する
積分信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラ
シレスＤＣモータを安定に駆動し続けることができる。
この結果、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広
げることができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリア
を広げることができる。
【００１３】請求項２のブラシレスＤＣモータ制御方法
であれば、インバータモードの切替前の所定のタイミン
グを検出し、検出した所定のタイミングからインバータ
モードの切替時点までの間にインバータ出力波形をゼロ
ベクトルとすべくインバータを制御するのであるから、
請求項１と同様の作用を達成することができる。請求項
３のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、インバー
タを位相速度制御しているか通電幅速度制御しているか
を判定し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め
設定した位相制限値に達したことを条件としてインバー
タの制御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替
え、通電幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設
定した最小値に達したことを条件としてインバータの制
御を通電幅速度制御から位相速度制御に切り替えるので
あるから、請求項１または請求項２の作用に加え、運転
エリアを拡大することができる。
であれば、インバータモードの切替前の所定のタイミン
グを検出し、検出した所定のタイミングからインバータ
モードの切替時点までの間にインバータ出力波形をゼロ
ベクトルとすべくインバータを制御するのであるから、
請求項１と同様の作用を達成することができる。請求項
３のブラシレスＤＣモータ制御方法であれば、インバー
タを位相速度制御しているか通電幅速度制御しているか
を判定し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め
設定した位相制限値に達したことを条件としてインバー
タの制御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替
え、通電幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設
定した最小値に達したことを条件としてインバータの制
御を通電幅速度制御から位相速度制御に切り替えるので
あるから、請求項１または請求項２の作用に加え、運転
エリアを拡大することができる。
【００１４】請求項４のブラシレスＤＣモータ制御装置
であれば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレス
ＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻
線と並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差
電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回
転子の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた
回転位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を
出力してインバータを制御するに当って、インバータ制
御手段によって、インバータモードの切替前のインバー
タ出力波形をゼロベクトルとすべくインバータを制御す
ることができる。
であれば、インバータ出力電圧が供給されるブラシレス
ＤＣモータの固定子巻線の第１中性点電圧と、固定子巻
線と並列に接続された抵抗回路の第２中性点電圧との差
電圧を積分し、積分信号からブラシレスＤＣモータの回
転子の回転位置を示す回転位置検出信号を得、得られた
回転位置検出信号をもとにインバータゲート駆動波形を
出力してインバータを制御するに当って、インバータ制
御手段によって、インバータモードの切替前のインバー
タ出力波形をゼロベクトルとすべくインバータを制御す
ることができる。
【００１５】したがって、電圧利用率を高めるべくイン
バータの通電幅を広げた場合であっても、インバータモ
ードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積分信号波
形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシレスＤＣ
モータを安定に駆動し続けることができる。この結果、
従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げることが
でき、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広げるこ
とができる。
バータの通電幅を広げた場合であっても、インバータモ
ードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積分信号波
形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシレスＤＣ
モータを安定に駆動し続けることができる。この結果、
従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げることが
でき、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広げるこ
とができる。
【００１６】請求項５のブラシレスＤＣモータ制御装置
であれば、インバータ制御手段として、インバータモー
ドの切替前の所定のタイミングを検出し、検出した所定
のタイミングからインバータモードの切替時点までの間
にインバータ出力波形をゼロベクトルとすべくインバー
タを制御するものを採用するのであるから、請求項３と
同様の作用を達成することができる。
であれば、インバータ制御手段として、インバータモー
ドの切替前の所定のタイミングを検出し、検出した所定
のタイミングからインバータモードの切替時点までの間
にインバータ出力波形をゼロベクトルとすべくインバー
タを制御するものを採用するのであるから、請求項３と
同様の作用を達成することができる。
【００１７】請求項６のブラシレスＤＣモータ制御装置
であれば、インバータ制御手段として、インバータを位
相速度制御しているか通電幅速度制御しているかを判定
し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め設定し
た位相制限値に達したことを条件としてインバータの制
御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替え、通電
幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設定した最
小値に達したことを条件としてインバータの制御を通電
幅速度制御から位相速度制御に切り替えるものを採用す
るのであるから、請求項４または請求項５の作用に加
え、運転エリアを拡大することができる。
であれば、インバータ制御手段として、インバータを位
相速度制御しているか通電幅速度制御しているかを判定
し、位相速度制御を行っており、かつ位相が予め設定し
た位相制限値に達したことを条件としてインバータの制
御を位相速度制御から通電幅速度制御に切り替え、通電
幅速度制御を行っており、かつ通電幅が予め設定した最
小値に達したことを条件としてインバータの制御を通電
幅速度制御から位相速度制御に切り替えるものを採用す
るのであるから、請求項４または請求項５の作用に加
え、運転エリアを拡大することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながらこ
の発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置
の一実施態様を詳細に説明する。図１はこの発明のブラ
シレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示す電気回路
図である。
の発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置
の一実施態様を詳細に説明する。図１はこの発明のブラ
シレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示す電気回路
図である。
【００１９】このブラシレスＤＣモータ制御装置は、積
分装置１と、ゼロクロスコンパレータ３と、マイコン４
と、ブラシレスＤＣモータ５と、Ｙ結線した抵抗回路６
と、マイコン４により制御される三相インバータ７とを
有している。さらに詳細に説明する。ブラシレスＤＣモ
ータ５の固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃがＹ結線されてい
るとともに、Ｙ結線した抵抗回路６を構成する抵抗６
ａ，６ｂ，６ｃが固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃと並列接
続されている。そして、三相インバータ７の出力電圧が
固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃおよび抵抗６ａ，６ｂ，６
ｃに印加されている。なお、５ｄは回転子である。
分装置１と、ゼロクロスコンパレータ３と、マイコン４
と、ブラシレスＤＣモータ５と、Ｙ結線した抵抗回路６
と、マイコン４により制御される三相インバータ７とを
有している。さらに詳細に説明する。ブラシレスＤＣモ
ータ５の固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃがＹ結線されてい
るとともに、Ｙ結線した抵抗回路６を構成する抵抗６
ａ，６ｂ，６ｃが固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃと並列接
続されている。そして、三相インバータ７の出力電圧が
固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃおよび抵抗６ａ，６ｂ，６
ｃに印加されている。なお、５ｄは回転子である。
【００２０】積分装置１は、オペアンプ１ａと、オペア
ンプ１ａの反転入力端子と出力端子との間に互いに並列
接続された抵抗１ｂおよびコンデンサ１ｃとを有してい
る。そして、固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃの接続点にお
いて得られる第１の中性点電圧ＶＮがオペアンプ１ａの
非反転入力端子に印加され、抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの接
続点において得られる第２の中性点電圧ＶＭがオペアン
プ１ａの反転入力端子に印加されている。したがって、
両中性点電圧の差電圧ＶＭＮ（＝ＶＮ−ＶＭ）がこの積
分装置１により積分され、積分信号∫ＶＭＮｄｔを得る
ことができる。
ンプ１ａの反転入力端子と出力端子との間に互いに並列
接続された抵抗１ｂおよびコンデンサ１ｃとを有してい
る。そして、固定子巻線５ａ，５ｂ，５ｃの接続点にお
いて得られる第１の中性点電圧ＶＮがオペアンプ１ａの
非反転入力端子に印加され、抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの接
続点において得られる第２の中性点電圧ＶＭがオペアン
プ１ａの反転入力端子に印加されている。したがって、
両中性点電圧の差電圧ＶＭＮ（＝ＶＮ−ＶＭ）がこの積
分装置１により積分され、積分信号∫ＶＭＮｄｔを得る
ことができる。
【００２１】ゼロクロスコンパレータ３は、オペアンプ
３ａと、オペアンプ３ａの非反転入力端子と出力端子と
の間に互いに直列接続された抵抗３ｂおよび発光ダイオ
ード３ｃと、オペアンプ３ａの非反転入力端子とアース
端子との間に接続された抵抗３ｄと、抵抗３ｂと発光ダ
イオード３ｃとの接続点に接続されたプルアップ抵抗３
ｅと、発光ダイオード３ｃからの光を受光するフォトト
ランジスタ３ｆと、フォトトランジスタ３ｆのコレクタ
端子と動作用電源端子との間に接続された抵抗３ｇとを
有している。そして、フォトトランジスタ３ｆのエミッ
タ端子をアースと直接接続し、フォトトランジスタ３ｆ
のコレクタ端子から回転位置検出信号ＳＩＮＴを出力す
るようにしている。ただし、発光ダイオード３ｃとフォ
トトランジスタ３ｆとからなるフォトカプラを省略し
て、オペアンプ３ａの出力端子から直接に回転位置検出
信号ＳＩＮＴを出力するようにしてもよい。したがっ
て、積分信号∫ＶＭＮｄｔのゼロクロスが発生するごと
にレベルが反転する回転位置検出信号ＳＩＮＴを出力す
ることができる。そして、この回転位置検出信号ＳＩＮ
Ｔはマイコン４に供給される。
３ａと、オペアンプ３ａの非反転入力端子と出力端子と
の間に互いに直列接続された抵抗３ｂおよび発光ダイオ
ード３ｃと、オペアンプ３ａの非反転入力端子とアース
端子との間に接続された抵抗３ｄと、抵抗３ｂと発光ダ
イオード３ｃとの接続点に接続されたプルアップ抵抗３
ｅと、発光ダイオード３ｃからの光を受光するフォトト
ランジスタ３ｆと、フォトトランジスタ３ｆのコレクタ
端子と動作用電源端子との間に接続された抵抗３ｇとを
有している。そして、フォトトランジスタ３ｆのエミッ
タ端子をアースと直接接続し、フォトトランジスタ３ｆ
のコレクタ端子から回転位置検出信号ＳＩＮＴを出力す
るようにしている。ただし、発光ダイオード３ｃとフォ
トトランジスタ３ｆとからなるフォトカプラを省略し
て、オペアンプ３ａの出力端子から直接に回転位置検出
信号ＳＩＮＴを出力するようにしてもよい。したがっ
て、積分信号∫ＶＭＮｄｔのゼロクロスが発生するごと
にレベルが反転する回転位置検出信号ＳＩＮＴを出力す
ることができる。そして、この回転位置検出信号ＳＩＮ
Ｔはマイコン４に供給される。
【００２２】なお、マイコン４から出力される比較レベ
ル設定信号に基づいて比較レベルが設定される比較部２
ａに前記積分信号∫ＶＭＮｄｔを供給してレベル判定を
行い、レベル判定結果信号をフリップフロップ回路２ｂ
により保持するとともに、フリップフロップ回路２ｂの
保持データ（レベル検出信号）をマイコン４に供給して
いる。そして、フリップフロップ回路２ｂには、マイコ
ン４から出力されるリセット信号が供給されている。
ル設定信号に基づいて比較レベルが設定される比較部２
ａに前記積分信号∫ＶＭＮｄｔを供給してレベル判定を
行い、レベル判定結果信号をフリップフロップ回路２ｂ
により保持するとともに、フリップフロップ回路２ｂの
保持データ（レベル検出信号）をマイコン４に供給して
いる。そして、フリップフロップ回路２ｂには、マイコ
ン４から出力されるリセット信号が供給されている。
【００２３】前記マイコン４は、回転位置検出信号ＳＩ
ＮＴを入力として、例えば、速度制御および効率制御を
行って電圧振幅指令および位相指令を生成し、電圧振幅
指令および位相指令に基づくパルス幅変調を行ってイン
バータゲート波形信号を生成し、ドライブ回路７ａを介
してインバータ７に供給する。なお、マイコン４におけ
る速度制御、効率制御などは従来公知であるから、詳細
な説明を省略する。また、インバータ７の入力電流が過
電流になったことを過電流検出回路７ｂにより検出して
過電流検出信号を生成し、マイコン４に供給する。
ＮＴを入力として、例えば、速度制御および効率制御を
行って電圧振幅指令および位相指令を生成し、電圧振幅
指令および位相指令に基づくパルス幅変調を行ってイン
バータゲート波形信号を生成し、ドライブ回路７ａを介
してインバータ７に供給する。なお、マイコン４におけ
る速度制御、効率制御などは従来公知であるから、詳細
な説明を省略する。また、インバータ７の入力電流が過
電流になったことを過電流検出回路７ｂにより検出して
過電流検出信号を生成し、マイコン４に供給する。
【００２４】図２はインバータ出力電圧波形を制御する
処理を説明するフローチャートである。ステップＳＰ１
において、インバータモード中の通電幅部分の最後のキ
ャリアか否かを判定し、インバータモード中の通電幅部
分の最後のキャリアである場合には、ステップＳＰ２に
おいて、通電幅制御部分の最後の通常波形を出力し、ス
テップＳＰ３において、インバータモード切り替え時ま
でゼロベクトルを出力し、そのまま一連の処理を終了す
る。
処理を説明するフローチャートである。ステップＳＰ１
において、インバータモード中の通電幅部分の最後のキ
ャリアか否かを判定し、インバータモード中の通電幅部
分の最後のキャリアである場合には、ステップＳＰ２に
おいて、通電幅制御部分の最後の通常波形を出力し、ス
テップＳＰ３において、インバータモード切り替え時ま
でゼロベクトルを出力し、そのまま一連の処理を終了す
る。
【００２５】ステップＳＰ１においてインバータモード
中の通電幅部分の最後のキャリアでないと判定された場
合には、ステップＳＰ４において、通常波形を出力し、
そのまま一連の処理を終了する。図３は回転位置検出信
号、キャリアタイマ波形、三相インバータの各相の上ア
ーム（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、下アーム（Ｘ，Ｙ，Ｚ）のゲート
制御波形を示す図であり、回転位置検出信号のエッジを
基準として、位相補正を行なうことにより、インバータ
モードの切り替えタイミングを設定する。そして、イン
バータモードの切り替えタイミングを起点として、キャ
リアタイマの周期でインバータゲートを制御し、通常波
形（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、所望のインバータ
出力電圧を得るための２以上の電圧ベクトルの組合せ）
を出力する。
中の通電幅部分の最後のキャリアでないと判定された場
合には、ステップＳＰ４において、通常波形を出力し、
そのまま一連の処理を終了する。図３は回転位置検出信
号、キャリアタイマ波形、三相インバータの各相の上ア
ーム（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、下アーム（Ｘ，Ｙ，Ｚ）のゲート
制御波形を示す図であり、回転位置検出信号のエッジを
基準として、位相補正を行なうことにより、インバータ
モードの切り替えタイミングを設定する。そして、イン
バータモードの切り替えタイミングを起点として、キャ
リアタイマの周期でインバータゲートを制御し、通常波
形（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、所望のインバータ
出力電圧を得るための２以上の電圧ベクトルの組合せ）
を出力する。
【００２６】そして、インバータモード中の通電幅部分
の最後のキャリアにおいては、先ず通常波形を出力し、
その後にゼロベクトルを出力する。したがって、インバ
ータモードの切り替え時に積分信号波形が大きく乱れる
ことを未然に防止し、ブラシレスＤＣモータを安定に駆
動し続けることができる。ここで、電圧ベクトルＶ０〜
Ｖ７についてさらに説明する。
の最後のキャリアにおいては、先ず通常波形を出力し、
その後にゼロベクトルを出力する。したがって、インバ
ータモードの切り替え時に積分信号波形が大きく乱れる
ことを未然に防止し、ブラシレスＤＣモータを安定に駆
動し続けることができる。ここで、電圧ベクトルＶ０〜
Ｖ７についてさらに説明する。
【００２７】電圧形インバータでは、各相アーム中の何
れか一方のトランジスタは必ずオン状態にあるから、便
宜上、＋側のオン状態を”１”、−側のオン状態を”
０”で表し、ｕ相、ｖ相、ｗ相の順に”１０１”、”０
１１”などと表記すると、インバータの状態は８通り存
在する。この各状態の電圧ベクトルＶｐ（ｐ＝０〜７）
は、大きさが（２／３）1/2Ｖｄ（Ｖｄはインバータに
印加される直流電圧）であり、その方向は、図１０に示
す方向となる。ここに、Ｖ０、Ｖ７はＶ０＝Ｖ７＝０で
ゼロベクトルである。上記電圧ベクトルの時間積分λｐ
はｄλｐ／ｄｔ＝Ｖｐであるから、インバータの駆動時
の時間積分λｐは、電圧ベクトルＶｐの方向に｜Ｖｐ｜
＝（２／３）1/2Ｖｄの速度で動く（ただし、ゼロベク
トルの場合は停止する）。
れか一方のトランジスタは必ずオン状態にあるから、便
宜上、＋側のオン状態を”１”、−側のオン状態を”
０”で表し、ｕ相、ｖ相、ｗ相の順に”１０１”、”０
１１”などと表記すると、インバータの状態は８通り存
在する。この各状態の電圧ベクトルＶｐ（ｐ＝０〜７）
は、大きさが（２／３）1/2Ｖｄ（Ｖｄはインバータに
印加される直流電圧）であり、その方向は、図１０に示
す方向となる。ここに、Ｖ０、Ｖ７はＶ０＝Ｖ７＝０で
ゼロベクトルである。上記電圧ベクトルの時間積分λｐ
はｄλｐ／ｄｔ＝Ｖｐであるから、インバータの駆動時
の時間積分λｐは、電圧ベクトルＶｐの方向に｜Ｖｐ｜
＝（２／３）1/2Ｖｄの速度で動く（ただし、ゼロベク
トルの場合は停止する）。
【００２８】以上から、電圧形インバータのＰＷＭ制御
パターンは、電圧ベクトルの時間積分λｐの複素平面上
でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って角速度ω
で動くよう電圧ベクトルＶｐを適宜選定して決定する。
なお、指定半径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値をＶ
１、角周波数をωとすると、Ｒ＝Ｖ１／ωである。つま
り、例えば図１１に示すように、角度φが０≦φ≦π／
３の範囲では、電圧ベクトルＶ４、Ｖ６およびゼロベク
トル（例えばＶ０）を用い、点Ｐ０において時間τ０だ
け留まり（この状態を記号○で示す）、その後、電圧ベ
クトルＶ４を時間τ４だけとって点ｑ１に達し、さら
に、電圧ベクトルＶ６を時間τ６だけとって点Ｐ１に到
達する場合を考える。この場合、△Ｐ０ｑ１Ｐ１におい
て、各辺の長さを、基本波電圧の実効値、インバータに
印加される直流電圧、および前記時間を用いて表すこと
ができ、しかも、前記時間の和が定まっているのである
から、これらの関係から、前記電圧ベクトルＶ４、Ｖ
６、Ｖ０をとる時間を算出することができる。
パターンは、電圧ベクトルの時間積分λｐの複素平面上
でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って角速度ω
で動くよう電圧ベクトルＶｐを適宜選定して決定する。
なお、指定半径Ｒは、基本波電圧の線電圧の実効値をＶ
１、角周波数をωとすると、Ｒ＝Ｖ１／ωである。つま
り、例えば図１１に示すように、角度φが０≦φ≦π／
３の範囲では、電圧ベクトルＶ４、Ｖ６およびゼロベク
トル（例えばＶ０）を用い、点Ｐ０において時間τ０だ
け留まり（この状態を記号○で示す）、その後、電圧ベ
クトルＶ４を時間τ４だけとって点ｑ１に達し、さら
に、電圧ベクトルＶ６を時間τ６だけとって点Ｐ１に到
達する場合を考える。この場合、△Ｐ０ｑ１Ｐ１におい
て、各辺の長さを、基本波電圧の実効値、インバータに
印加される直流電圧、および前記時間を用いて表すこと
ができ、しかも、前記時間の和が定まっているのである
から、これらの関係から、前記電圧ベクトルＶ４、Ｖ
６、Ｖ０をとる時間を算出することができる。
【００２９】図４は回転位置検出信号、キャリアタイマ
波形、キャリア数カウント値を拡大して示す図、図５は
インバータモードに対応する各相の出力電圧を示す図で
ある。図４、図５を参照してさらに詳細に説明する。イ
ンバータモードの切り替え点は回転位置検出信号のエッ
ジと位相補正量により定まるが、回転位置検出信号から
算出した回転数または指令回転数からインバータモード
の長さ（期間）を予測できるのであるから、インバータ
モード中に出現するキャリアの個数と、通電幅部分の最
後のキャリアで通常波形を出力する長さ（期間）を計算
により求めることができる。このようにして算出され
た、通常波形を出力する長さ（期間）を通電幅制御部分
として図４、図５に示している。
波形、キャリア数カウント値を拡大して示す図、図５は
インバータモードに対応する各相の出力電圧を示す図で
ある。図４、図５を参照してさらに詳細に説明する。イ
ンバータモードの切り替え点は回転位置検出信号のエッ
ジと位相補正量により定まるが、回転位置検出信号から
算出した回転数または指令回転数からインバータモード
の長さ（期間）を予測できるのであるから、インバータ
モード中に出現するキャリアの個数と、通電幅部分の最
後のキャリアで通常波形を出力する長さ（期間）を計算
により求めることができる。このようにして算出され
た、通常波形を出力する長さ（期間）を通電幅制御部分
として図４、図５に示している。
【００３０】そして、図５に示すように、前のインバー
タモードの通電幅制御部分において、キャリア毎に電圧
ベクトルＶ７と電圧ベクトルＶ５とを交互に出力し、イ
ンバータモードの切り替えタイミングの直前においてゼ
ロベクトル（電圧ベクトルＶ０）を出力し、後のインバ
ータモードにおいて、キャリア毎に電圧ベクトルＶ４と
電圧ベクトルＶ０とを交互に出力し、インバータモード
の切り替えタイミングの直前においてゼロベクトル（電
圧ベクトルＶ０）を出力する。ただし、図５の電圧ベク
トルは一例であり、他の電圧ベクトルを出力するように
してもよい。また、図５の電圧ベクトルパターンは、図
３、図４の電圧ベクトルパターンと異なっているが、イ
ンバータモードの切り替えタイミングの直前においてゼ
ロベクトルを出力するようにしている点は同じである。
タモードの通電幅制御部分において、キャリア毎に電圧
ベクトルＶ７と電圧ベクトルＶ５とを交互に出力し、イ
ンバータモードの切り替えタイミングの直前においてゼ
ロベクトル（電圧ベクトルＶ０）を出力し、後のインバ
ータモードにおいて、キャリア毎に電圧ベクトルＶ４と
電圧ベクトルＶ０とを交互に出力し、インバータモード
の切り替えタイミングの直前においてゼロベクトル（電
圧ベクトルＶ０）を出力する。ただし、図５の電圧ベク
トルは一例であり、他の電圧ベクトルを出力するように
してもよい。また、図５の電圧ベクトルパターンは、図
３、図４の電圧ベクトルパターンと異なっているが、イ
ンバータモードの切り替えタイミングの直前においてゼ
ロベクトルを出力するようにしている点は同じである。
【００３１】上記の実施態様においては、積分信号波形
を安定化するために通電幅を制御し、インバータモード
の切り替えタイミングの直前においてゼロベクトルを出
力するようにしているが、積分信号波形に多少乱れが発
生してもブラシレスＤＣモータを安定に駆動できる場合
には、通電幅を拡張することにより運転エリアを拡張す
ることができる。このような制御を行なう場合の状態遷
移図を図６に、フローチャートを図７に、それぞれ示し
ている。
を安定化するために通電幅を制御し、インバータモード
の切り替えタイミングの直前においてゼロベクトルを出
力するようにしているが、積分信号波形に多少乱れが発
生してもブラシレスＤＣモータを安定に駆動できる場合
には、通電幅を拡張することにより運転エリアを拡張す
ることができる。このような制御を行なう場合の状態遷
移図を図６に、フローチャートを図７に、それぞれ示し
ている。
【００３２】図７のフローチャートのステップＳＰ１に
おいて、位相速度制御を行っているか否かを判定し、位
相速度制御を行っている場合には、ステップＳＰ２にお
いて、位相が位相制限値に達しているか否かを判定し、
位相が位相制限値に達している場合には、通電幅速度制
御への切替を行い、そのまま一連の処理を終了する。ス
テップＳＰ２において位相が位相制限値に達していない
と判定された場合には、そのまま一連の処理を終了す
る。
おいて、位相速度制御を行っているか否かを判定し、位
相速度制御を行っている場合には、ステップＳＰ２にお
いて、位相が位相制限値に達しているか否かを判定し、
位相が位相制限値に達している場合には、通電幅速度制
御への切替を行い、そのまま一連の処理を終了する。ス
テップＳＰ２において位相が位相制限値に達していない
と判定された場合には、そのまま一連の処理を終了す
る。
【００３３】ステップＳＰ１において位相速度制御を行
っていないと判定された場合には、ステップＳＰ４にお
いて、通電幅が最小値に達しているか否かを判定し、通
電幅が最小値に達している場合には、ステップＳＰ５に
おいて、位相速度制御への切替を行い、そのまま一連の
処理を終了する。ステップＳＰ４において通電幅が最小
値に達していないと判定された場合には、そのまま一連
の処理を終了する。
っていないと判定された場合には、ステップＳＰ４にお
いて、通電幅が最小値に達しているか否かを判定し、通
電幅が最小値に達している場合には、ステップＳＰ５に
おいて、位相速度制御への切替を行い、そのまま一連の
処理を終了する。ステップＳＰ４において通電幅が最小
値に達していないと判定された場合には、そのまま一連
の処理を終了する。
【００３４】さらに詳細に説明する。通常、高速・高負
荷領域ではブラシレスＤＣモータは弱め磁束運転を行っ
ており、電圧振幅は最大電圧に固定され、位相により速
度制御を行っている。この時、位相が十分に進むと、積
分信号が十分に大きくなっているため、積分信号に多少
乱れが発生しても、ブラシレスＤＣモータを安定に運転
することができる。したがって、この場合には、位相を
固定し、通電幅で速度制御を行なうことにより運転エリ
アを広げることが可能になる。そして、通電幅で速度制
御を行なうようにすることにより、図８中（Ｂ）に示す
ように、図８中（Ａ）に示す積分信号波形と比較して、
積分信号波形の乱れを抑制することができる。もちろ
ん、通電幅速度制御中に通電幅が最小値に達した場合に
は、位相速度制御に切り替える。
荷領域ではブラシレスＤＣモータは弱め磁束運転を行っ
ており、電圧振幅は最大電圧に固定され、位相により速
度制御を行っている。この時、位相が十分に進むと、積
分信号が十分に大きくなっているため、積分信号に多少
乱れが発生しても、ブラシレスＤＣモータを安定に運転
することができる。したがって、この場合には、位相を
固定し、通電幅で速度制御を行なうことにより運転エリ
アを広げることが可能になる。そして、通電幅で速度制
御を行なうようにすることにより、図８中（Ｂ）に示す
ように、図８中（Ａ）に示す積分信号波形と比較して、
積分信号波形の乱れを抑制することができる。もちろ
ん、通電幅速度制御中に通電幅が最小値に達した場合に
は、位相速度制御に切り替える。
【００３５】以下、上記の制御を反復することにより、
ブラシレスＤＣモータを安定に運転することができ、し
かも、該当する場合には通電幅で速度制御を行なうこと
により運転エリアを拡大することができる。上記の実施
態様においては、通電幅部分の最後のキャリアについて
ゼロベクトルを出力するようにしているが、ゼロベクト
ルを複数のキャリアに跨って出力することが可能であ
る。そして、この場合には、ゼロベクトルを出力した後
のキャリア周期を延長すること（結果的に最後のキャリ
アとなる）、複数のキャリアでゼロベクトルを出力する
ことなどが可能となる。
ブラシレスＤＣモータを安定に運転することができ、し
かも、該当する場合には通電幅で速度制御を行なうこと
により運転エリアを拡大することができる。上記の実施
態様においては、通電幅部分の最後のキャリアについて
ゼロベクトルを出力するようにしているが、ゼロベクト
ルを複数のキャリアに跨って出力することが可能であ
る。そして、この場合には、ゼロベクトルを出力した後
のキャリア周期を延長すること（結果的に最後のキャリ
アとなる）、複数のキャリアでゼロベクトルを出力する
ことなどが可能となる。
【００３６】
【発明の効果】請求項１の発明は、電圧利用率を高める
べくインバータの通電幅を広げた場合であっても、イン
バータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積
分信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシ
レスＤＣモータを安定に駆動し続けることができ、ひい
ては、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げる
ことができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広
げることができるという特有の効果を奏する。
べくインバータの通電幅を広げた場合であっても、イン
バータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積
分信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシ
レスＤＣモータを安定に駆動し続けることができ、ひい
ては、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げる
ことができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広
げることができるという特有の効果を奏する。
【００３７】請求項２の発明は、請求項１と同様の効果
を奏する。請求項３の発明は、請求項１または請求項２
の効果に加え、運転エリアを拡大できるという特有の効
果を奏する。請求項４の発明は、電圧利用率を高めるべ
くインバータの通電幅を広げた場合であっても、インバ
ータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積分
信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシレ
スＤＣモータを安定に駆動し続けることができ、ひいて
は、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げるこ
とができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広げ
ることができるという特有の効果を奏する。
を奏する。請求項３の発明は、請求項１または請求項２
の効果に加え、運転エリアを拡大できるという特有の効
果を奏する。請求項４の発明は、電圧利用率を高めるべ
くインバータの通電幅を広げた場合であっても、インバ
ータモードの切り替え時の電圧ベクトルに起因する積分
信号波形の大きな乱れの発生を未然に防止し、ブラシレ
スＤＣモータを安定に駆動し続けることができ、ひいて
は、従来の１２０度通電波形に比べ、通電幅を広げるこ
とができ、電圧利用率の向上に伴って運転エリアを広げ
ることができるという特有の効果を奏する。
【００３８】請求項５の発明は、請求項４と同様の効果
を奏する。請求項６の発明は、請求項４または請求項５
の効果に加え、運転エリアを拡大できるという特有の効
果を奏する。
を奏する。請求項６の発明は、請求項４または請求項５
の効果に加え、運転エリアを拡大できるという特有の効
果を奏する。
【図１】この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一
実施態様を示す電気回路図である。
実施態様を示す電気回路図である。
【図２】インバータ出力電圧波形を制御する処理を説明
するフローチャートである。
するフローチャートである。
【図３】回転位置検出信号、キャリアタイマ波形、三相
インバータの各相の上アーム、下アームのゲート制御波
形を示す図である。
インバータの各相の上アーム、下アームのゲート制御波
形を示す図である。
【図４】回転位置検出信号、キャリアタイマ波形、キャ
リア数カウント値を拡大して示す図である。
リア数カウント値を拡大して示す図である。
【図５】インバータモードに対応する各相の出力電圧を
示す図である。
示す図である。
【図６】通電幅速度制御と位相速度制御との状態遷移を
説明する図である。
説明する図である。
【図７】通電幅速度制御と位相速度制御とを切り替え制
御する処理を説明するフローチャートである。
御する処理を説明するフローチャートである。
【図８】通電幅制御を行なわない場合の積分信号波形と
通電幅制御を行なう場合の積分信号波形とを示す図であ
る。
通電幅制御を行なう場合の積分信号波形とを示す図であ
る。
【図９】従来のブラシレスＤＣモータ制御装置において
１８０度通電波形を採用した場合における回転位置検出
信号、キャリアタイマ波形、三相インバータの各相の上
アーム、下アームのゲート制御波形を示す図である。
１８０度通電波形を採用した場合における回転位置検出
信号、キャリアタイマ波形、三相インバータの各相の上
アーム、下アームのゲート制御波形を示す図である。
【図１０】電圧形インバータの各種状態を８種の電圧ベ
クトルで表示した説明図である。
クトルで表示した説明図である。
【図１１】電圧ベクトルの時間積分の複素平面上での軌
跡を円軌道に近付けるための電圧ベクトル制御の説明図
である。
跡を円軌道に近付けるための電圧ベクトル制御の説明図
である。
４ マイコン ５ ブラシレスＤＣモータ
５ａ、５ｂ、５ｃ 固定子巻線 ５ｄ 回転子
６ 抵抗回路 ７ インバータ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−276782（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−207271（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−191589（ＪＰ，Ａ)
国際公開95／027328（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/18
Claims (6)
- 【請求項１】 インバータ出力電圧が供給されるブラシ
レスＤＣモータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）
（５ｃ）の第１中性点電圧と、固定子巻線（５ａ）（５
ｂ）（５ｃ）と並列に接続された抵抗回路（６）の第２
中性点電圧との差電圧を積分し、積分信号からブラシレ
スＤＣモータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を示す
回転位置検出信号を得、得られた回転位置検出信号をも
とにインバータゲート駆動波形を出力してインバータ
（７）を制御するブラシレスＤＣモータ制御方法であっ
て、インバータモードの切替前のインバータ出力波形を
ゼロベクトルとすべくインバータ（７）を制御すること
を特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。 - 【請求項２】 インバータモードの切替前の所定のタイ
ミングを検出し、検出した所定のタイミングからインバ
ータモードの切替時点までの間にインバータ出力波形を
ゼロベクトルとすべくインバータ（７）を制御する請求
項１に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。 - 【請求項３】 インバータ（７）を位相速度制御してい
るか通電幅速度制御しているかを判定し、位相速度制御
を行っており、かつ位相が予め設定した位相制限値に達
したことを条件としてインバータ（７）の制御を位相速
度制御から通電幅速度制御に切り替え、通電幅速度制御
を行っており、かつ通電幅が予め設定した最小値に達し
たことを条件としてインバータ（７）の制御を通電幅速
度制御から位相速度制御に切り替える請求項１または請
求項２に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。 - 【請求項４】 インバータ出力電圧が供給されるブラシ
レスＤＣモータ（５）の固定子巻線（５ａ）（５ｂ）
（５ｃ）の第１中性点電圧と、固定子巻線（５ａ）（５
ｂ）（５ｃ）と並列に接続された抵抗回路（６）の第２
中性点電圧との差電圧を積分し、積分信号からブラシレ
スＤＣモータ（５）の回転子（５ｄ）の回転位置を示す
回転位置検出信号を得、得られた回転位置検出信号をも
とにインバータゲート駆動波形を出力してインバータ
（７）を制御するブラシレスＤＣモータ制御装置であっ
て、インバータモードの切替前のインバータ出力波形を
ゼロベクトルとすべくインバータ（７）を制御するイン
バータ制御手段（４）を含むことを特徴とするブラシレ
スＤＣモータ制御装置。 - 【請求項５】 インバータ制御手段（４）は、インバー
タモードの切替前の所定のタイミングを検出し、検出し
た所定のタイミングからインバータモードの切替時点ま
での間にインバータ出力波形をゼロベクトルとすべくイ
ンバータ（７）を制御するものである請求項４に記載の
ブラシレスＤＣモータ制御装置。 - 【請求項６】請求項４または請求項５に記載のブラシレ
スＤＣモータ制御装置を用いたブラシレスＤＣモータ制
御方法において、インバータ制御手段（４）は、インバ
ータ（７）を位相速度制御しているか通電幅速度制御し
ているかを判定し、位相速度制御を行っており、かつ位
相が予め設定した位相制限値に達したことを条件として
インバータ（７）の制御を位相速度制御から通電幅速度
制御に切り替え、通電幅速度制御を行っており、かつ通
電幅が予め設定した最小値に達したことを条件としてイ
ンバータ（７）の制御を通電幅速度制御から位相速度制
御に切り替えるものであるブラシレスＤＣモータ制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31568797A JP3433657B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31568797A JP3433657B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11150981A JPH11150981A (ja) | 1999-06-02 |
| JP3433657B2 true JP3433657B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=18068357
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31568797A Expired - Fee Related JP3433657B2 (ja) | 1997-11-17 | 1997-11-17 | ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 |
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| CN107576910A (zh) * | 2017-09-29 | 2018-01-12 | 广东威灵电机制造有限公司 | 用于检测定子的平衡性的检测设备和检测方法 |
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1997
- 1997-11-17 JP JP31568797A patent/JP3433657B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH11150981A (ja) | 1999-06-02 |
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