JPH0241654A - リンギングチョークコンバータ電源装置 - Google Patents
リンギングチョークコンバータ電源装置Info
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- JPH0241654A JPH0241654A JP18986188A JP18986188A JPH0241654A JP H0241654 A JPH0241654 A JP H0241654A JP 18986188 A JP18986188 A JP 18986188A JP 18986188 A JP18986188 A JP 18986188A JP H0241654 A JPH0241654 A JP H0241654A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 45
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 abstract 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000006096 absorbing agent Substances 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明はリンギングチョークコンバータ電源装置(以下
RCC(ringing choke convert
er)電源という)に係り、特に出力電圧の安定化の改
善に関する。
RCC(ringing choke convert
er)電源という)に係り、特に出力電圧の安定化の改
善に関する。
Rc CE源は、例えば「トランジスタ技術J 198
7年7月号419頁に記載されて公知である。第7図は
従来のRCC電源の構成ブロック図である。 以下、スイッチング素子としてN P N )ランジス
タを用いて説明をする。尚、この場合は入力端子かコレ
クタ端子、出力端子がエミッタ端子、制御端子かベース
端子に相当しているか、他の種類のスイッチング素子、
例えばPNPトランジスタの場合は入力端子かエミッタ
端子、出力端子がコレクタ端子、制御端子がベース端子
に相当し、FETの場合も同様である。 図中、NPは一次巻線、NBは電圧検出巻線、Nsは二
次巻線で、コイルに付された・印は陽極側を示している
。Qはスイッチング用の主トランジスタで一次巻線NP
の陰極側かコレクタ端子に接続され、ベース端子には制
御入力が接続されている。起動抵抗Rpは一次巻線NF
の陽極端子と主トランジスタQのベース端子との間に装
着される。 帰還用ダイオードD2とゼナーダイオードDZは定電圧
回路とするための間接帰還路である6接続状態を説明す
ると、電圧検出巻線8日の陽[i@子に帰還用ダイオー
ドD2か接続され、この帰還用ダイオードD2と直列に
接続されるゼナーダイオードDzとよりなる。帰還ダイ
オードD2のカソード側は電流制限抵抗Rbを介して主
トランジスタQのベース端子に接続されると共に、電圧
検出巻線NBの陽極側にも接続されている。また、ゼナ
ーダイオードDzのカソードは主トランジスタQのベー
ス端子と接続されてる。この帰還用ダイオードD2とゼ
ナーダイオードDZとの接続点に接続されたコンデンサ
C1は、他端が電圧基準線に接続されている。ゼナーダ
イオードDzは定電圧源として作用し、言わば出力電圧
の基準電圧に対する誤差信号発生回路として動作する。 尚、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接
二次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線NBを用
いて間接的に二次出力を帰還していることによる。間接
帰還は、直接帰還に比べると一次側と二次側絶縁を取る
のが容易であり、また構成も単純で安価に製造できると
いう特質かある。二次巻線NSはダイオードD1とコン
デンサC1を介して整流平滑化されて、出力電圧vou
tとして負荷に供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Vinが印加されると、起動抵抗R(]を介して主
トランジスタQにベース電流が供給され、主トランジス
タQがスイッチング動作モードに入る。主トランジスタ
Qかターンオフすると、二次側の整流ダイオードD1が
導通し、同時に電圧検出巻線NBに入っている帰還用ダ
イオードD2も導通する。このとき二次巻線Nsの出力
電圧Vnsはほぼ出力電圧■1と等しくなる。他方電圧
検出巻線NBの電圧Vnbは電圧Vnsと比例したもの
となるから、結局電圧Vnbを整流したコンデンサC1
の電圧Vc (J電圧■1と比例したものとなる。 そこで、出力電圧■1か上昇すると電圧Vcも上昇する
か、ゼナーダイオードD7が導通して主トランジスタQ
のベース電流をカットして、主トランジスタQのターン
オフ時期を早めることによって出力電圧v1を定電圧化
している。
7年7月号419頁に記載されて公知である。第7図は
従来のRCC電源の構成ブロック図である。 以下、スイッチング素子としてN P N )ランジス
タを用いて説明をする。尚、この場合は入力端子かコレ
クタ端子、出力端子がエミッタ端子、制御端子かベース
端子に相当しているか、他の種類のスイッチング素子、
例えばPNPトランジスタの場合は入力端子かエミッタ
端子、出力端子がコレクタ端子、制御端子がベース端子
に相当し、FETの場合も同様である。 図中、NPは一次巻線、NBは電圧検出巻線、Nsは二
次巻線で、コイルに付された・印は陽極側を示している
。Qはスイッチング用の主トランジスタで一次巻線NP
の陰極側かコレクタ端子に接続され、ベース端子には制
御入力が接続されている。起動抵抗Rpは一次巻線NF
の陽極端子と主トランジスタQのベース端子との間に装
着される。 帰還用ダイオードD2とゼナーダイオードDZは定電圧
回路とするための間接帰還路である6接続状態を説明す
ると、電圧検出巻線8日の陽[i@子に帰還用ダイオー
ドD2か接続され、この帰還用ダイオードD2と直列に
接続されるゼナーダイオードDzとよりなる。帰還ダイ
オードD2のカソード側は電流制限抵抗Rbを介して主
トランジスタQのベース端子に接続されると共に、電圧
検出巻線NBの陽極側にも接続されている。また、ゼナ
ーダイオードDzのカソードは主トランジスタQのベー
ス端子と接続されてる。この帰還用ダイオードD2とゼ
ナーダイオードDZとの接続点に接続されたコンデンサ
C1は、他端が電圧基準線に接続されている。ゼナーダ
イオードDzは定電圧源として作用し、言わば出力電圧
の基準電圧に対する誤差信号発生回路として動作する。 尚、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接
二次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線NBを用
いて間接的に二次出力を帰還していることによる。間接
帰還は、直接帰還に比べると一次側と二次側絶縁を取る
のが容易であり、また構成も単純で安価に製造できると
いう特質かある。二次巻線NSはダイオードD1とコン
デンサC1を介して整流平滑化されて、出力電圧vou
tとして負荷に供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Vinが印加されると、起動抵抗R(]を介して主
トランジスタQにベース電流が供給され、主トランジス
タQがスイッチング動作モードに入る。主トランジスタ
Qかターンオフすると、二次側の整流ダイオードD1が
導通し、同時に電圧検出巻線NBに入っている帰還用ダ
イオードD2も導通する。このとき二次巻線Nsの出力
電圧Vnsはほぼ出力電圧■1と等しくなる。他方電圧
検出巻線NBの電圧Vnbは電圧Vnsと比例したもの
となるから、結局電圧Vnbを整流したコンデンサC1
の電圧Vc (J電圧■1と比例したものとなる。 そこで、出力電圧■1か上昇すると電圧Vcも上昇する
か、ゼナーダイオードD7が導通して主トランジスタQ
のベース電流をカットして、主トランジスタQのターン
オフ時期を早めることによって出力電圧v1を定電圧化
している。
【発明が解決しようとする課題]
しかし従来装置では、次の課題がある。
■ 漏れインダクタンスの影響で、厳密には電圧Vnb
は電圧Vnsとは比例関係に無いこと。 ■ 整流ダイオードの順方向電位■、や出力回路の直流
抵抗成分による電圧降下について、補正が加えられてい
ないこと。 上記理由により、間接帰還方式では直接帰還方式(出力
電圧7皿を直接基準電圧V refと比較して誤差信号
を検出し、この誤差信号がゼロとなる方向に制御するこ
と)に比較して出力電圧の安定性か劣るという課題があ
った。 本発明はこのような課題を解決したもので、出力電圧を
直接帰還方式程度まで安定化した間接帰還方式のリンギ
ングチョークコンバータ電源装置を提供することを目的
とする。 【課題を解決するための手段】 このような目的を達成する本発明は、間接帰還方式によ
り出力電圧を安定化しているリンギングチョークコンバ
ータ電源と、このリンギングチョクコンバータ電源の二
次側に装着された可変インピーダンス素子と、このリン
ギングチョークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して、この誤差信号かゼロとなる方向に前
記可変インピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と
よりなることを特徴とするものである。 前記リンギングチョークコンバータ電源の詳細を説明す
ると、直流入力電圧か一次巻線の陽極側に印加されるト
ランスと、このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側
に接続され、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続さ
れたスイッチング素子と、このトランスの二次巻線に発
生したスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧を出
力する二次側回路と、前記トランスに設けられた電圧検
出巻線と、この電圧検出巻線と前記スイッチング素子の
制御端子との間に装着された電流制限抵抗と、この電圧
検出巻線と当該電流制限抵抗の接続点にカソード端が接
続された帰還用ダイオードと、この電流制限抵抗と前記
スイッチング素子の制御端子との接続点にカソード端が
接続されたゼナーダイオードと、これら帰還用ダイオー
ド及びセナダイオードの接続点と前記基準電圧線とを接
続するコンデンサとよりなるものである。 好ましくは、前記可変インピーダンス素子は可飽和リア
クトルであり、前記リンギングチョークコンバータ電源
のトランス二次巻線と整流回路との間に取付けるとよい
。
は電圧Vnsとは比例関係に無いこと。 ■ 整流ダイオードの順方向電位■、や出力回路の直流
抵抗成分による電圧降下について、補正が加えられてい
ないこと。 上記理由により、間接帰還方式では直接帰還方式(出力
電圧7皿を直接基準電圧V refと比較して誤差信号
を検出し、この誤差信号がゼロとなる方向に制御するこ
と)に比較して出力電圧の安定性か劣るという課題があ
った。 本発明はこのような課題を解決したもので、出力電圧を
直接帰還方式程度まで安定化した間接帰還方式のリンギ
ングチョークコンバータ電源装置を提供することを目的
とする。 【課題を解決するための手段】 このような目的を達成する本発明は、間接帰還方式によ
り出力電圧を安定化しているリンギングチョークコンバ
ータ電源と、このリンギングチョクコンバータ電源の二
次側に装着された可変インピーダンス素子と、このリン
ギングチョークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準
電圧とを比較して、この誤差信号かゼロとなる方向に前
記可変インピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と
よりなることを特徴とするものである。 前記リンギングチョークコンバータ電源の詳細を説明す
ると、直流入力電圧か一次巻線の陽極側に印加されるト
ランスと、このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側
に接続され、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続さ
れたスイッチング素子と、このトランスの二次巻線に発
生したスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧を出
力する二次側回路と、前記トランスに設けられた電圧検
出巻線と、この電圧検出巻線と前記スイッチング素子の
制御端子との間に装着された電流制限抵抗と、この電圧
検出巻線と当該電流制限抵抗の接続点にカソード端が接
続された帰還用ダイオードと、この電流制限抵抗と前記
スイッチング素子の制御端子との接続点にカソード端が
接続されたゼナーダイオードと、これら帰還用ダイオー
ド及びセナダイオードの接続点と前記基準電圧線とを接
続するコンデンサとよりなるものである。 好ましくは、前記可変インピーダンス素子は可飽和リア
クトルであり、前記リンギングチョークコンバータ電源
のトランス二次巻線と整流回路との間に取付けるとよい
。
本発明の各構成要素はつぎの作用をする。リンギングチ
ョークコンバータ電源は間接帰還方式により、大まかな
出力電圧の安定化をしている。可変インピーダンス素子
を用いた安定化は、より厳密に出力電圧の安定化をして
おり、この結果直接帰還方式に比べて安価でありながら
同程度の安定性が実現される。
ョークコンバータ電源は間接帰還方式により、大まかな
出力電圧の安定化をしている。可変インピーダンス素子
を用いた安定化は、より厳密に出力電圧の安定化をして
おり、この結果直接帰還方式に比べて安価でありながら
同程度の安定性が実現される。
以下図面を用いて、本発明を説明する。
作用をするものには同一符号をつけ説明を省略する。図
において、可変インピーダンス素子り、sは、例えば可
飽和リアクトルであって、二次巻線NSと整流用のダイ
オードD1のアノード側との間に装着される。可変イン
ピーダンス素子LSの望ましい特性としては、交流イン
ピーダンスを変化させることが容易であり、かつ定常的
な損失の少ないことか必要である。誤差増幅回路は、出
力電圧V[lltと所定の基準電圧V refとを比較
して誤差信号を求める誤差検出部と、この誤差信号を増
幅して可変インピーダンス素子の駆動かできる程度にす
る増幅部とよりなる。基準電圧源としては、例えばゼナ
ーダイオードか使用される。ダイオードD3は、カソー
ド側が可変インピーダンス素子l。 SとダイオードD1の接続点に接続され、アット側か誤
差増幅回路の出力端に接続されたものであり、リセット
電流(可飽和リアクトルでは、これに流す制御用の電流
のことであり、この電流σ)量によって二次巻線Nsと
ダイオードD1の間のインピーダンスが変化する)か誤
差増幅口1]こ逆流することを防止している。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第2
図はスイッチング索子Qかオフ状態のときの等価回路図
である。リンギングチョークコンバータ電源の基本動作
は、スイッチング素−jQがオンされている状態でトラ
ンスにエネルギを蓄積し、オフ状態で二次巻線Ns及び
電圧検出巻線NBに放出することを繰返している。 第3図は第1図の装置の波形図で、(A)はキャパシタ
C2に流れる電流ic、(B)は二次巻線力)ら可飽和
リアクトルに流れる電流iS、(C)は二次巻線に発生
する電圧vns、FD)はスイ・ンチング素子Qのオン
オフ状態の説明図で、各国において実線はリセット量の
少ないとき、破線は多いときを示している。 二次巻線Nsと直列に可飽和リアクトルL、 sを挿入
すると、この可飽和リアクトルLsに流れるリセット電
流IRO量が変化することによってキャパシタC2に流
込む電流1cの波形が変化する。 誤差増幅器は、男力電圧V田【が高い場合にはリセット
量を多くし、出力電圧V[Lltが低い場合にはりセッ
ト量を少なくしている。 リセット量が多いときは、図中破線のようにスイッチン
グ素子Qかオフした瞬間の二次巻線Nsのインピーダン
スが大きく見えるなめ、電圧検出巻線NBに流込む電流
が多くなり、電流icのピク値は増大する。ここで、キ
ャパシタC2の負荷をR12、周期を]゛とすると電圧
Vcは次式で与えられる。 ■ VC= f i C/l−R[2/T
(+)RCC電源は電圧Vcか一定となるように動作し
ているので、電流Jcのピーク値が大となると周期Tか
大となるように制御か働く。これによりスイッチング素
子Qのオフ期間が延びて二次電流1Sの傾きか低下する
。また二次巻線NsのインダクタンスをI、nSとする
と、電圧Vnsは次式で与えられる。 Vns= Lns−(du s /旧)(2)そこで、
電圧Vnsのピーク値は減少し、その結果電圧Vnsを
ピーク整流して得られる出力電圧V(Itは低下する。 以上説明したように、出力電圧か上昇したときは、誤差
増幅回路により可飽和リアクトルのリセット量が多くな
り、その結果出力電圧を低下させる方向に帰還が働く。 また、逆に出力電圧V別が低下した場合は、リセット量
か少なくなって出力電圧V[1IILを増大させる方向
に帰還か働いき、然して出力電圧Voltは安定化され
る。 第4図は本発明の他の実施例の説明図で、ここでは多出
力のリンギングチョークコンバータ電源に適用する場合
を示す。図中、二次巻I!tNsl、 NS2はそれぞ
れ出力電圧Voutl、VOut2を出力するもので、
整流用のダイオードD11、DI2とキャパシタC11
、CI2を備えている。可飽和リアクトルは同一のコア
に二つの巻線を施して二次回路に挿入されている。誤差
増幅回路はこの可飽和リアクトルに制御信号を送ってお
り、構造士単一の制御信号で複数の出力の制御を行う。 この場合、制御の目標として次の態様かある。 ■ 出力電圧V outlを主に安定化すること。 ■ 出力電圧V out2を主に安定化すること。 ■ 出力電圧Vout1,2のうち大きい側を安定化す
ること。 ■ 出力電圧Voutl、2のうち小さい側を安定化す
ること。 例えば、■の場合には出力電圧Vout1,2の信号レ
ベルを抵抗などを用いて統一し、ダイオードにより大き
い側の信号を選択し、比較器で基準電圧V refと比
較して誤差信号を求める。この誤差信号を増幅して、可
飽和リアクトルのリセット電流として送る。これにより
、多出力の場合も出力の安定化か行える。 【発明の効果] 以上説明したように、本発明によれば次のような効果が
ある。 ■ 可変インピーダンス素子により二次側の出力を安定
化しているので、漏れインダクタンス、整流ダイオード
の順方向電圧、出力回路の直流抵抗分などに起因する出
力電圧の安定性の悪さが改善され、直接帰還方式並みの
安定性が得られる。 ■ 可変インピーダンス素子を二次側におくと、出力回
路の安定化が二次側のみで実行でき、−次側と二次側の
絶縁が確保され、安全性が高まる。 ■ 実施例のように可飽和リアクトルを用いると、第5
図の構成図及び第6図の波形図に示すごとく、可飽和リ
アクトルがサージアブゾーバとしての働きを兼用するの
で、整流ダイオードを過大なサジ電圧から保護できる。 ■ 実施例の可飽和リアクトルの動作は、制御系に影響
を与えるものだからE T積の小さな素子、即ち小型の
素子で足りる。この点で、可飽和リアクトルを使用する
マグアング方式(整流前の二次電圧のパルス幅を削って
出力電圧を制御する手法)の様に、大きなET積を使用
するものと異なる。
において、可変インピーダンス素子り、sは、例えば可
飽和リアクトルであって、二次巻線NSと整流用のダイ
オードD1のアノード側との間に装着される。可変イン
ピーダンス素子LSの望ましい特性としては、交流イン
ピーダンスを変化させることが容易であり、かつ定常的
な損失の少ないことか必要である。誤差増幅回路は、出
力電圧V[lltと所定の基準電圧V refとを比較
して誤差信号を求める誤差検出部と、この誤差信号を増
幅して可変インピーダンス素子の駆動かできる程度にす
る増幅部とよりなる。基準電圧源としては、例えばゼナ
ーダイオードか使用される。ダイオードD3は、カソー
ド側が可変インピーダンス素子l。 SとダイオードD1の接続点に接続され、アット側か誤
差増幅回路の出力端に接続されたものであり、リセット
電流(可飽和リアクトルでは、これに流す制御用の電流
のことであり、この電流σ)量によって二次巻線Nsと
ダイオードD1の間のインピーダンスが変化する)か誤
差増幅口1]こ逆流することを防止している。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第2
図はスイッチング索子Qかオフ状態のときの等価回路図
である。リンギングチョークコンバータ電源の基本動作
は、スイッチング素−jQがオンされている状態でトラ
ンスにエネルギを蓄積し、オフ状態で二次巻線Ns及び
電圧検出巻線NBに放出することを繰返している。 第3図は第1図の装置の波形図で、(A)はキャパシタ
C2に流れる電流ic、(B)は二次巻線力)ら可飽和
リアクトルに流れる電流iS、(C)は二次巻線に発生
する電圧vns、FD)はスイ・ンチング素子Qのオン
オフ状態の説明図で、各国において実線はリセット量の
少ないとき、破線は多いときを示している。 二次巻線Nsと直列に可飽和リアクトルL、 sを挿入
すると、この可飽和リアクトルLsに流れるリセット電
流IRO量が変化することによってキャパシタC2に流
込む電流1cの波形が変化する。 誤差増幅器は、男力電圧V田【が高い場合にはリセット
量を多くし、出力電圧V[Lltが低い場合にはりセッ
ト量を少なくしている。 リセット量が多いときは、図中破線のようにスイッチン
グ素子Qかオフした瞬間の二次巻線Nsのインピーダン
スが大きく見えるなめ、電圧検出巻線NBに流込む電流
が多くなり、電流icのピク値は増大する。ここで、キ
ャパシタC2の負荷をR12、周期を]゛とすると電圧
Vcは次式で与えられる。 ■ VC= f i C/l−R[2/T
(+)RCC電源は電圧Vcか一定となるように動作し
ているので、電流Jcのピーク値が大となると周期Tか
大となるように制御か働く。これによりスイッチング素
子Qのオフ期間が延びて二次電流1Sの傾きか低下する
。また二次巻線NsのインダクタンスをI、nSとする
と、電圧Vnsは次式で与えられる。 Vns= Lns−(du s /旧)(2)そこで、
電圧Vnsのピーク値は減少し、その結果電圧Vnsを
ピーク整流して得られる出力電圧V(Itは低下する。 以上説明したように、出力電圧か上昇したときは、誤差
増幅回路により可飽和リアクトルのリセット量が多くな
り、その結果出力電圧を低下させる方向に帰還が働く。 また、逆に出力電圧V別が低下した場合は、リセット量
か少なくなって出力電圧V[1IILを増大させる方向
に帰還か働いき、然して出力電圧Voltは安定化され
る。 第4図は本発明の他の実施例の説明図で、ここでは多出
力のリンギングチョークコンバータ電源に適用する場合
を示す。図中、二次巻I!tNsl、 NS2はそれぞ
れ出力電圧Voutl、VOut2を出力するもので、
整流用のダイオードD11、DI2とキャパシタC11
、CI2を備えている。可飽和リアクトルは同一のコア
に二つの巻線を施して二次回路に挿入されている。誤差
増幅回路はこの可飽和リアクトルに制御信号を送ってお
り、構造士単一の制御信号で複数の出力の制御を行う。 この場合、制御の目標として次の態様かある。 ■ 出力電圧V outlを主に安定化すること。 ■ 出力電圧V out2を主に安定化すること。 ■ 出力電圧Vout1,2のうち大きい側を安定化す
ること。 ■ 出力電圧Voutl、2のうち小さい側を安定化す
ること。 例えば、■の場合には出力電圧Vout1,2の信号レ
ベルを抵抗などを用いて統一し、ダイオードにより大き
い側の信号を選択し、比較器で基準電圧V refと比
較して誤差信号を求める。この誤差信号を増幅して、可
飽和リアクトルのリセット電流として送る。これにより
、多出力の場合も出力の安定化か行える。 【発明の効果] 以上説明したように、本発明によれば次のような効果が
ある。 ■ 可変インピーダンス素子により二次側の出力を安定
化しているので、漏れインダクタンス、整流ダイオード
の順方向電圧、出力回路の直流抵抗分などに起因する出
力電圧の安定性の悪さが改善され、直接帰還方式並みの
安定性が得られる。 ■ 可変インピーダンス素子を二次側におくと、出力回
路の安定化が二次側のみで実行でき、−次側と二次側の
絶縁が確保され、安全性が高まる。 ■ 実施例のように可飽和リアクトルを用いると、第5
図の構成図及び第6図の波形図に示すごとく、可飽和リ
アクトルがサージアブゾーバとしての働きを兼用するの
で、整流ダイオードを過大なサジ電圧から保護できる。 ■ 実施例の可飽和リアクトルの動作は、制御系に影響
を与えるものだからE T積の小さな素子、即ち小型の
素子で足りる。この点で、可飽和リアクトルを使用する
マグアング方式(整流前の二次電圧のパルス幅を削って
出力電圧を制御する手法)の様に、大きなET積を使用
するものと異なる。
第1図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図、第2
図はスイッチング素子Qかオフ状態のときの等価回路図
、第3図は第1図の装置の波形図、第4図は本発明の他
の実方拒例の構成ブロック図、第5図の構成図及び第6
図の波形図は可飽和リアクトルのサージアブゾーバとし
ての動作の説明図、第7図は従来装置の構成ブロック図
である。 Ls・・・可変インピーダンス素子、Np・・・−次巻
線、NB・・・電圧検出巻線、Ns・・・二次巻線、I
R・・リセット電流、Vc・・・RCCの出力電圧検出
用の電圧、Vns・・・二次電圧。 第 ! 図 第 q ト
図はスイッチング素子Qかオフ状態のときの等価回路図
、第3図は第1図の装置の波形図、第4図は本発明の他
の実方拒例の構成ブロック図、第5図の構成図及び第6
図の波形図は可飽和リアクトルのサージアブゾーバとし
ての動作の説明図、第7図は従来装置の構成ブロック図
である。 Ls・・・可変インピーダンス素子、Np・・・−次巻
線、NB・・・電圧検出巻線、Ns・・・二次巻線、I
R・・リセット電流、Vc・・・RCCの出力電圧検出
用の電圧、Vns・・・二次電圧。 第 ! 図 第 q ト
Claims (3)
- (1)間接帰還方式により出力電圧を安定化しているリ
ンギングチョークコンバータ電源と、 このリンギングチョークコンバータ電源の二次側に装着
された可変インピーダンス素子と、このリンギングチョ
ークコンバータ電源の出力電圧と所定の基準電圧とを比
較して、この誤差信号がゼロとなる方向に前記可変イン
ピーダンス素子に制御信号を送る制御回路と、 よりなることを特徴とするリンギングチョークコンバー
タ電源装置。 - (2)前記リンギングチョークコンバータ電源は、直流
入力電圧が一次巻線の陽極側に印加されるトランスと、 このトランスの一次巻線陰極側が入力端子側に接続され
、入力側の基準電圧線が出力端子側に接続されたスイッ
チング素子と、 このトランスの二次巻線に発生したスイッチング信号を
整流平滑化して直流電圧を出力する二次側回路と、 前記トランスに設けられた電圧検出巻線と、この電圧検
出巻線と前記スイッチング素子の制御端子との間に装着
された電流制限抵抗と、この電圧検出巻線と当該電流制
限抵抗の接続点にカソード端が接続された帰還用ダイオ
ードと、この電流制限抵抗と前記スイッチング素子の制
御端子との接続点にカソード端が接続されたゼナーダイ
オードと、 これら帰還用ダイオード及びゼナーダイオードの接続点
と前記基準電圧線とを接続するコンデンサとよりなるこ
とを特徴とする請求項1記載のリンギングチョークコン
バータ電源装置。 - (3)前記可変インピーダンス素子は可飽和リアクトル
であり、前記リンギングチョークコンバータ電源のトラ
ンス二次巻線と整流回路との間に取付けられたことを特
徴とする請求項1記載のリンギングチョークコンバータ
電源装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18986188A JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
US07/377,517 US4931918A (en) | 1988-07-29 | 1989-07-10 | Ringing choke converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18986188A JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0241654A true JPH0241654A (ja) | 1990-02-09 |
Family
ID=16248412
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18986188A Pending JPH0241654A (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0241654A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2002039567A3 (en) * | 2000-11-08 | 2002-10-31 | Munetix Inc | Magnetic amplifier ac/dc converter with primary side regulation |
JP2013255382A (ja) * | 2012-06-08 | 2013-12-19 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
JP2015100165A (ja) * | 2013-11-18 | 2015-05-28 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63274367A (ja) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | スイツチング電源回路 |
-
1988
- 1988-07-29 JP JP18986188A patent/JPH0241654A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63274367A (ja) * | 1987-05-02 | 1988-11-11 | Akai Electric Co Ltd | スイツチング電源回路 |
Cited By (3)
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WO2002039567A3 (en) * | 2000-11-08 | 2002-10-31 | Munetix Inc | Magnetic amplifier ac/dc converter with primary side regulation |
JP2013255382A (ja) * | 2012-06-08 | 2013-12-19 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
JP2015100165A (ja) * | 2013-11-18 | 2015-05-28 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
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