JPH04217861A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は定電流帰還ループを備え
た電流モード制御形のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電流モード制御形スイッチング電源装置
には一次側の電流を検出する定電流制御帰還ループを有
するものと、二次側の電流を検出する定電流制御帰還ル
ープを有するものとがあり、二次側の電流を検出するタ
イプのものは、一般に二次側の電流は一次側よりも多い
ため電流検出器が大型になるとともに、一次側のスイッ
チング素子に加わった過大電流の検出が遅れるため、ス
イッチング素子の保護が困難であるという難点がある。 このような理由から一次側の電流を検出するタイプのも
のが有効である。

【０００３】図４は一次側の電流を検出するタイプの電
流モード制御形スイッチング電源装置の従来例を示し、
このスイッチング電源装置は定電流制御帰還ループ及び
定電圧制御帰還ループを備え、直流入力電圧源１は一次
側と二次側とを絶縁するトランス２の一次巻線に印加さ
れ、一次巻線にはスイッチング素子３が直列に接続され
ており、スイッチング素子３のスイッチングによりトラ
ンス２の二次巻線に誘起された電圧はダイオード及びコ
ンデンサからなる整流平滑回路４で整流平滑され、出力
端子＋Ｖ，−Ｖ間に接続された負荷５に一定の直流出力
電圧Ｖｏを供給する。

【０００４】定電流制御帰還ループはスイッチング素子
３と直流入力電圧源１との間に挿入接続された抵抗から
なる電流検出器６により傾きを有する電流パルスが検出
され、この電流検出信号Ｖｓにレベルシフト用の直流電
源７から出力される直流電圧ＶＤ　を重畳させた電流検
出信号ＶＡ　を電流コンパレータ８の非反転入力端子に
印加する。一方、定電圧制御帰還ループは、前記出力端
子間に抵抗９とフォトカプラ１０の発光ダイオード１０
ａとシャントレギュレータ１１との直列回路を接続し、
シャントレギュレータ１１のリファレンスに直流出力電
圧Ｖｏを抵抗１２，１３で分圧した出力検出電圧を印加
する第１の出力電圧検出回路１４が接続されている。フ
ォトカプラ１０のフォトトランジスタ１０ｂは基準電圧
供給端子Ｖｒｅｆ　とアース間に抵抗Ｒ１　と直列接続
された抵抗Ｒ２　に並列接続されている。そして、直流
出力電圧Ｖｏを抵抗１２，１３により分圧した出力検出
電圧とシャントレギュレータ１１の基準電圧との差異に
応じて、発光ダイオード１０ａの発光量が変化すること
によりフォトトランジスタ１０ｂのインピーダンスが変
化し、これによって設定される抵抗Ｒ１，Ｒ２　の接続
点の電圧検出信号ＶＢ　を電流コンパレータ８の反転入
力端子に印加するようにして構成される。

【０００５】電流コンパレータ８は電流検出信号ＶＡ　
と電圧検出信号ＶＢ　とを比較し、電流検出信号ＶＡ　
の検出パルスが電圧検出信号ＶＢのレベルに達すると電
流コンパレータ８からリセット信号をフリップフロップ
回路１５のリセット端子Ｒに供給する。フリップフロッ
プ回路１５では、発振回路１６からのクロック信号がフ
リップフロップ回路１５のセット入力端子Ｓに供給され
ると出力端子ＱをＨレベルに立上げ、電流コンパレータ
８からのリセット信号がリセット入力端子Ｒに供給され
ると出力端子Ｑの出力を立下げて、電流検出信号ＶＡ　
の電流ピーク値と電圧検出信号ＶＢ　の電圧レベルとが
一致するようにスイッチング素子３のパルス導通幅を制
御している。前記電流コンパレータ８、フリップフロッ
プ回路１５及び発振回路１６は制御用ＩＣ１７に内蔵さ
れている。

【０００６】そして、負荷５が過負荷状態になったり、
出力端子＋Ｖ，−Ｖ間が短絡してトランス２の二次側が
過電流状態となった場合、直流出力電圧Ｖｏは所定の電
圧レベル以下に達し、フォトカプラ１０の発光ダイオー
ド１０ａは発光しなくなり、フォトトランジスタ１０ｂ
のインピーダンスが高くなるため、電流コンパレータ８
に印加される電圧検出信号ＶＢ　の電圧レベルは上昇し
て、ＶＢ　＝（Ｖｒｅｆ　×Ｒ２　）／（Ｒ１　＋Ｒ２
　）に固定される。

【０００７】これに対し、トランス２の一次側に流れる
電流も過電流状態によって増加するため、電流検出信号
ＶＡ　の電圧は上昇し、電圧検出レベルＶＢ　の電圧レ
ベルに達するまでの時間が短くなる。このため、フリッ
プフロップ回路１５からスイッチング素子３へ出力され
るパルスの導通時間は短くなり、直流出力電圧Ｖｏを急
速に低下させて負荷５及びスイッチング素子３を保護す
ることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術において
は、二次側の電流を直接検出していないため、過電流状
態になった時、次式から出力電圧Ｖｏが低下すると出力
電流Ｉｏが上昇するという問題がある。 Ｖｉ×Ｉｉ＝（Ｖｏ×Ｉｏ）／η 但し、Ｖｉは入力電圧，Ｉｉは入力電流，Ｖｏは出力電
圧，Ｉｏは出力電流，ηは効率である。

【０００９】さらに、過電流領域においてスイッチング
素子３に供給されるパルスの導通幅は、フリップフロッ
プ回路１５によるラッチ遅れ時間等により完全に零にす
ることができないため、直流出力電圧Ｖｏが零付近まで
低下してもスイッチング素子３の導通パルス幅は所定の
最少幅のままとなり、電流検出信号ＶＡ　及び電圧検出
信号ＶＢ　の波形は図５に示すようになる。つまり、電
圧検出信号ＶＢ　はすでに固定されているために、この
電圧検出信号ＶＢ　の電圧レベルに対し直流電源７によ
って予め直流電圧ＶＤ　が重畳された電流検出信号ＶＡ
　の電流ピーク値が高くなって一致しなくなり、スイッ
チング素子３のパルス幅を制御することができなくなる
。このとき、直流出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏは図６
の特性線に示すように、直流出力電圧Ｖｏが零付近まで
低下すると出力電流Ｉｏは増加して、理想的な定電流垂
下特性（図６破線参照）に対して過電流垂下におけるト
ランス２の二次側短絡電流（図６実線参照）が大きくな
り、このトランス２の二次側にある負荷５や各回路素子
等が破壊されるという問題を生じていた。

【００１０】このような問題を解決するために、一次側
の他に二次側の電流を検出することも考えられるが、こ
れは２個の電流検出器を必要とし大形でコスト高になる
。また、過電流状態になったとき間欠発振または周波数
可変を行うことのできる制御用ＩＣを用いることも考え
られるが、間欠発振は立上がりが困難であり、周波数可
変は出力電圧に応じて行うことができないため、安定性
に欠けるという問題がある。

【００１１】そこで本発明は過電流領域において直流出
力電圧が零付近まで達しても、理想的な定電流垂下特性
を得ることができるスイッチング電源装置を提供するこ
とを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は直流出力電圧を
安定化するための帰還回路として、トランスの一次側の
電流を検出する電流検出器と、出力電圧を検出する第１
の電圧検出回路とを備え、前記電流検出器から出力され
る電流検出信号と前記電圧検出回路から出力される電圧
検出信号とを電流コンパレータにより比較し、この比較
結果に基づいてスイッチング素子の導通パルス幅を制御
するスイッチング電源装置において、第２の電圧検出回
路により出力電圧を検出し、この電圧検出レベルに応じ
て電圧／周波数変換回路により前記スイッチング素子の
駆動パルスの周波数を可変させて、少なくとも過電流領
域においてパルス幅制御と周波数制御とを併用させるこ
とにより前記スイッチング素子のデューティを小さくで
きるように構成されるものである。

【００１３】

【作用】上記構成によって、過電流状態になって出力電
圧が低下しても第２の電圧検出回路で検出された出力電
圧レベルに応じて電圧／周波数変換回路によりスイッチ
ング素子の駆動パルスの周波数が低くなる周波数変調制
御がパルス幅制御に併用されて行われスイッチング素子
のデューティは小さくなる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の一実施例を添付図面を参照し
て説明する。図１は本発明の一実施例を示すスイッチン
グ電源装置の回路構成図であり、図４に示す部分と同一
部分に同一符号を付し同一箇所の説明を省略する。

【００１５】図１は図４と同一の回路構成を有しており
、以下に説明する回路が付加されている。これは、出力
電圧Ｖｏを検出する第２の電圧検出回路１８を備えてい
る。この電圧検出回路１８は出力端子＋ＶラインとＧＮ
Ｄライン間に抵抗１９と抵抗２０の直列回路を接続し、
この抵抗１９と抵抗２０の接続点を演算増幅器２１の非
反転入力端子に接続し、この演算増幅器２１の反転入力
端子とＧＮＤラインとの間に抵抗２２を接続し、演算増
幅器２１の反転入力端子と出力端子との間に負帰還用抵
抗２３を挿入接続して構成されている。電圧検出回路１
８の出力側には電圧／周波数変換回路２４を内蔵したＩ
Ｃからなる発振器２５が接続されており、この発振器２
５の出力側には＋ＶｃｃラインとＧＮＤライン間に抵抗
２６とＮＰＮ型トランジスタ２７との直列回路と、ＰＮ
Ｐ型トランジスタ２８と抵抗２９との直列抵抗とが並列
に接続され、トランジスタ２７のベースが抵抗３０を介
して発振器２５の出力端子に接続され、トランジスタ２
７のエミッタとトランジスタ２８のベースが抵抗３１と
スピードアップコンデンサ３２とからなるスピードアッ
プ回路を介して接続されている。一方、制御用ＩＣ１７
には発振回路１６の周期を設定するためのタイミング容
量端子ＣＴが備えられており、このタイミング容量端子
ＣＴとＧＮＤラインとの間には抵抗３３とコンデンサ３
４とを直列接続した時定数回路が接続されている。そし
て、前記トランジスタ２８のコレクタと抵抗２９の接続
点をコンデンサ３５を介して抵抗３３とコンデンサ３４
の接続点に接続している。さらに、抵抗２０には周波数
可変動作を行う範囲の電圧上限値を設定するためのツェ
ナダイオード３６が並列に接続されているとともに、演
算増幅器２１の出力端子とＧＮＤライン間には周波数可
変動作を行う範囲の電圧下限値を設定するための下限電
圧設定回路３７が接続され、この下限電圧設定回路３７
は基準電圧３８とＧＮＤラインとの間に抵抗３９と抵抗
４０とが直列に接続され、この抵抗３９と抵抗４０の接
続点と演算増幅器２１との間にダイオード４１を接続し
て構成される。

【００１６】次に上記構成につきその作用を説明する。 直流入力電源１を供給すると、定電流帰還制御ループに
よりトランス２の一次側に流れる電流が電流検出器６に
より検出されて電流検出信号ＶＳ　が出力されるととも
に、定電圧制御帰還ループにより出力電圧Ｖｏが電圧検
出回路１４により検出されて、この電流検出信号と電圧
検出信号とに基づき図４と同様な電流モード制御を行っ
てスイッチング素子３の導通パルス幅を可変制御する。 そして、この電流モード制御と同時にこれと併用して次
の周波数変調制御が行われる。これは、出力電圧Ｖｏを
抵抗１９，２０で分圧した出力検出電圧が演算増幅器２
１の非反転入力端子に印加され、抵抗２３と抵抗２２と
により設定される増幅率で増幅されて、出力検出電圧に
応じた電流が演算増幅器２１から出力される。発振器２
５は演算増幅器２１からの出力レベルに応じて可変した
周波数を有するパルスを出力する。この発振器２５から
パルスが出力する毎にトランジスタ２７がオン動作する
ことにより、スピードアップ用コンデンサ３２の電荷が
放電してトランジスタ２８が短時間オン動作し、これに
よりタイミング容量端子ＣＴに接続されたコンデンサ３
４と抵抗３３の接続点に、トリガパルス状に波形整形さ
れたリセット同期信号が供給され、コンデンサ３４は強
制的に放電する。つまり、リセット同期信号が供給され
ると，この電圧がコンデンサ３４の充電電圧に重畳され
ることにより、タイミング容量端子ＣＴの電圧はリセッ
ト電圧を越えるため、制御用ＩＣ１７はコンデンサ３４
を強制的に放電させるものであり、これによって、発振
回路１６から出力するパルスは電圧／周波数変換回路２
４により出力電圧Ｖｏレベルに応じた発振を行う発振器
２５に同期する。この場合、演算増幅器２１の抵抗２３
，２２の値を変えて増幅率を調節することにより、同一
の出力電圧Ｖｏレベルに対する演算増幅器２１からの出
力レベルが変わるため、図２に示すように出力電圧Ｖｏ
とスイッチング周波数の特性線Ｌの傾きを自由に選定す
ることができる。さらに、ツェナダイオード３６が抵抗
２０に並列接続しているので、演算増幅器２１の非反転
入力端子に印加される出力検出電圧がツェナ電圧を越え
ると、ツェナダイオード３６を通じて電流が流れること
により、演算増幅器２１からの出力レベルはツェナ電圧
に応じた上限値で固定され、これによって図３の特性線
Ｌにおける範囲Ａのように、例えば出力電圧Ｖｏが３Ｖ
以上では３００ｋＨｚの周波数で固定されたスイッチン
グ制御が行われる。また演算増幅器２１の出力側には下
限設定回路３７が接続されており、この回路３７によっ
て発振器２５には基準電圧３８を抵抗３９と抵抗４０で
分圧したレベルの下限設定電圧が供給されるので、出力
電圧Ｖｏレベルが下限設定電圧以下に低下すると、発振
器２５は下限設定電圧３７から供給される一定の電圧に
基づき動作し、これにより図３の範囲Ｂのように例えば
出力電圧Ｖｏが１Ｖ以下では１００ｋＨｚの周波数で固
定されたスイッチング制御が行われる。

【００１７】このように上記実施例においては、通常の
電流モード制御を行って導通パルス幅を可変するととも
に、さらに第２の電圧検出回路１８により検出された出
力電圧Ｖｏレベルに応じて電圧／周波数変換回路２４に
より周波数が可変されたリセット同期パルスを制御用Ｉ
Ｃ１７のタイミング容量端子ＣＴに供給して、制御用Ｉ
Ｃ１７の発振回路１６を発振器２５の発振周波数に同期
させるように構成しているので、過電流状態においてフ
リップフロップ回路１５のラッチ遅れ等により導通パル
ス幅が最小で固定された場合においても、パルス周波数
が低下することによりスイッチング素子３のデューティ
を小さくすることができ、これによって図５の波線で示
す理想的な定電流垂下特性を得ることができ、トランス
２の二次側にある負荷５や回路素子の破壊が防止される
。また、出力電圧Ｖｏを検出し、この検出レベルに応じ
た周波数でスイッチング制御するため、出力電圧Ｖｏが
低下した場合における出力電流Ｉｏの上昇を確実に防止
することができ、整流平滑回路４のダイオードの小型化
も図られる。 また、二次側に電流検出器を増設する必要もないため装
置の小型化も図られる。また、実施例の効果として抵抗
２２，２３の値を選択することにより図２に示すように
特性線Ｃの勾配を選択できるとともに、上限設定用のツ
ェナダイオード３６と下限電圧設定回路３７とによって
出力電圧Ｖｏに対する周波数変調制御の動作範囲を設定
できるので、電流モード制御に適応した周波数制御を容
易に実行することができる。

【００１８】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく本発明の要旨の範囲内において種々の変形実
施が可能である。例えば、電流モード制御方式は各種タ
イプのものに適用することができる。また上限設定用ツ
ェナダイオードに代えて複数のダイオードを設けること
もでき、またこの周波数変調制御の動作範囲を設定する
上限設定部と下限設定部は必要に応じて設ければよく、
これを省略することもできる。また電流検出器は抵抗に
代えてカレントトランスを設けてもよい。

【００１９】

【発明の効果】本発明は、直流出力電圧を安定化するた
めの帰還回路として、トランスの一次側の電流を検出す
る電流検出器と、出力電圧を検出する第１の電圧検出回
路とを備え、前記電流検出器から出力される電流検出信
号と前記電圧検出回路から出力される電圧検出信号とを
電流コンパレータにより比較し、この比較結果に基づい
てスイッチング素子の導通パルス幅を制御するスイッチ
ング電源装置において、第２の電圧検出回路により出力
電圧を検出し、この電圧検出レベルに応じて電圧／周波
数変換回路により前記スイッチング素子の駆動パルスの
周波数を可変させて、少なくとも過電流領域においてパ
ルス幅制御と周波数制御とを併用させることにより前記
スイッチング素子のデューティを小さくできるように構
成されることにより、過電流領域において直流出力電圧
が零付近まで達しても、理想的な定電流垂下特性を得る
ことができるスイッチング電源装置を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。

【図２】本発明の一実施例を示す出力電圧とスイッチン
グ周波数との関係を示すグラフである。

【図３】本発明の一実施例を示す出力電圧とスイッチン
グ周波数との関係を示すグラフである。

【図４】従来例を示す回路構成図である。

【図５】従来例を示す過電流領域における電流検出信号
及び電圧検出信号を示す波形図である。

【図６】従来例を示す直流出力電圧及び出力電流の特性
を示す波形図である。

【符号の説明】

２　　トランス ３　　スイッチング素子 ６　　電流検出器 ８　　電流コンパレータ １４　　第１の電圧検出回路 １８　　第２の電圧検出回路 ２４　　電圧／周波数変換回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　直流出力電圧を安定化するための帰還
   回路として、トランスの一次側の電流を検出する電流検
   出器と、出力電圧を検出する第１の電圧検出回路とを備
   え、前記電流検出器から出力される電流検出信号と前記
   電圧検出回路から出力される電圧検出信号とを電流コン
   パレータにより比較し、この比較結果に基づいてスイッ
   チング素子の導通パルス幅を制御するスイッチング電源
   装置において、第２の電圧検出回路により出力電圧を検
   出し、この電圧検出レベルに応じて電圧／周波数変換回
   路により前記スイッチング素子の駆動パルスの周波数を
   可変させて、少なくとも過電流領域においてパルス幅制
   御と周波数制御とを併用させることにより前記スイッチ
   ング素子のデューティを小さくできるように構成される
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。