JPH06153512A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH06153512A JPH06153512A JP4303384A JP30338492A JPH06153512A JP H06153512 A JPH06153512 A JP H06153512A JP 4303384 A JP4303384 A JP 4303384A JP 30338492 A JP30338492 A JP 30338492A JP H06153512 A JPH06153512 A JP H06153512A
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- voltage
- smoothing capacitor
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
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- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電圧に対して出力電圧を低く設定すること
ができるようにしながらも入力電流の高調波歪を少なく
し、かつ高い回路効率を得る。 【構成】交流電源を整流する整流器REの出力電圧を昇
圧型のチョッパ回路1によって昇圧する。チョッパ回路
1の出力は平滑回路3により平滑する。平滑回路3は、
直流電圧を降圧する降圧部3aと、平滑コンデンサC1
と、降圧部3aと平滑コンデンサC1 との間に挿入され
てスイッチング素子Q1 に同期してオン・オフされるス
イッチング素子Q2 を備える。降圧部3aは2個のコン
デンサC6,C7 を有し、スイッチング素子Q1 のオフ
時にダイオードD2 を介してコンデンサC6 ,C7 を直
列接続した状態で充電する。また、降圧部3aは、スイ
ッチング素子Q1 のオン時には、ダイオードD3 ,D4
を通すことによってコンデンサC6 ,C7 を並列接続し
た状態で平滑コンデンサC1 に放電する。
ができるようにしながらも入力電流の高調波歪を少なく
し、かつ高い回路効率を得る。 【構成】交流電源を整流する整流器REの出力電圧を昇
圧型のチョッパ回路1によって昇圧する。チョッパ回路
1の出力は平滑回路3により平滑する。平滑回路3は、
直流電圧を降圧する降圧部3aと、平滑コンデンサC1
と、降圧部3aと平滑コンデンサC1 との間に挿入され
てスイッチング素子Q1 に同期してオン・オフされるス
イッチング素子Q2 を備える。降圧部3aは2個のコン
デンサC6,C7 を有し、スイッチング素子Q1 のオフ
時にダイオードD2 を介してコンデンサC6 ,C7 を直
列接続した状態で充電する。また、降圧部3aは、スイ
ッチング素子Q1 のオン時には、ダイオードD3 ,D4
を通すことによってコンデンサC6 ,C7 を並列接続し
た状態で平滑コンデンサC1 に放電する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、整流器およびチョッパ
回路を用いて交流電源を直流電源に変換する電源装置に
関するものである。
回路を用いて交流電源を直流電源に変換する電源装置に
関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来より、商用電源の交流電圧を整流平
滑して得た直流電圧をインバータ回路に給電し、インバ
ータ回路により直流電圧を高周波電力に変換して放電灯
に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置が
提供されている。この種の放電灯点灯装置において交流
電圧の整流出力を平滑するのは、放電灯に供給される高
周波電流の包絡線が交流周期で変動しないようにし、放
電灯が交流周期で再点孤するのを防止して放電灯を連続
点灯状態に近い状態で点灯させ、放電灯の発光効率を向
上させて入力電力の光出力への変換効率を高くし、また
光出力の変動(ちらつき)を実質的に除去して照明装置
の性能を向上させるためである。
滑して得た直流電圧をインバータ回路に給電し、インバ
ータ回路により直流電圧を高周波電力に変換して放電灯
に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置が
提供されている。この種の放電灯点灯装置において交流
電圧の整流出力を平滑するのは、放電灯に供給される高
周波電流の包絡線が交流周期で変動しないようにし、放
電灯が交流周期で再点孤するのを防止して放電灯を連続
点灯状態に近い状態で点灯させ、放電灯の発光効率を向
上させて入力電力の光出力への変換効率を高くし、また
光出力の変動(ちらつき)を実質的に除去して照明装置
の性能を向上させるためである。
【0003】しかしながら、交流電圧を整流平滑する
と、交流電源のピーク電圧付近でのみ商用電源から平滑
コンデンサに電流が流入することになり、平滑コンデン
サに流入する電流は、交流電源の半サイクル毎に休止期
間を持つピーク値の高い電流になる。したがって、平滑
コンデンサのみを用いて平滑すると入力力率が低く、し
かも入力電流が電源周波数を基本周波数とする多くの高
次高調波成分を含むことになり、同じ交流配電系に接続
された他の機器に高調波雑音が混入するというような悪
影響が生じる。そこで、入力力率を改善するとともに、
入力側の高調波成分を低減し、かつ後段側に接続される
インバータ回路などにできるだけ平坦な直流電圧を供給
できるようにするために、交流電源の整流後にチョッパ
回路を用いて直流電圧を得ることが提案されている。
と、交流電源のピーク電圧付近でのみ商用電源から平滑
コンデンサに電流が流入することになり、平滑コンデン
サに流入する電流は、交流電源の半サイクル毎に休止期
間を持つピーク値の高い電流になる。したがって、平滑
コンデンサのみを用いて平滑すると入力力率が低く、し
かも入力電流が電源周波数を基本周波数とする多くの高
次高調波成分を含むことになり、同じ交流配電系に接続
された他の機器に高調波雑音が混入するというような悪
影響が生じる。そこで、入力力率を改善するとともに、
入力側の高調波成分を低減し、かつ後段側に接続される
インバータ回路などにできるだけ平坦な直流電圧を供給
できるようにするために、交流電源の整流後にチョッパ
回路を用いて直流電圧を得ることが提案されている。
【0004】チョッパ回路には、昇圧型、降圧型、反転
型(昇降圧型)などがある。昇圧型のチョッパ回路1
は、図7に示すように、交流電源ACを全波整流するダ
イオードブリッジのような整流器REの出力端間に接続
したインダクタL1 とMOSFETなどのスイッチング
素子Q1 との直列回路を有し、スイッチング素子Q1 の
両端に逆流阻止用のダイオードD1 を介して平滑コンデ
ンサC1 の両端を接続した構成を有している。また、ス
イッチング素子Q1 は制御回路2によって高周波でオン
・オフ制御される。チョッパ回路1の後段にはインバー
タ回路4が接続され、インバータ回路4の出力によって
放電灯のような負荷Lに高周波電力が供給される。
型(昇降圧型)などがある。昇圧型のチョッパ回路1
は、図7に示すように、交流電源ACを全波整流するダ
イオードブリッジのような整流器REの出力端間に接続
したインダクタL1 とMOSFETなどのスイッチング
素子Q1 との直列回路を有し、スイッチング素子Q1 の
両端に逆流阻止用のダイオードD1 を介して平滑コンデ
ンサC1 の両端を接続した構成を有している。また、ス
イッチング素子Q1 は制御回路2によって高周波でオン
・オフ制御される。チョッパ回路1の後段にはインバー
タ回路4が接続され、インバータ回路4の出力によって
放電灯のような負荷Lに高周波電力が供給される。
【0005】このチョッパ回路1では、スイッチング素
子Q1 がオンである期間には、インダクタL1 には整流
器REの出力端間の電圧が入力電圧Viとして印加さ
れ、交流電源AC−整流器RE−インダクタL1 −スイ
ッチング素子Q1 −整流器RE−交流電源ACという経
路で電流が流れてインダクタL1 にエネルギーが蓄積さ
れる。インダクタL1 に流れる電流iL1は、スイッチン
グ素子Q1 のオン後の経過時間をtとすれば、iL1=
(Vi/L1 )tになる(L1 はインダクタL1 のイン
ダクタンス)。したがって、スイッチング素子Q1 のオ
ン期間をTONとすれば、インダクタL1 に流れる電流の
ピーク値IP は、IP =(Vi/L1 )TONである。
子Q1 がオンである期間には、インダクタL1 には整流
器REの出力端間の電圧が入力電圧Viとして印加さ
れ、交流電源AC−整流器RE−インダクタL1 −スイ
ッチング素子Q1 −整流器RE−交流電源ACという経
路で電流が流れてインダクタL1 にエネルギーが蓄積さ
れる。インダクタL1 に流れる電流iL1は、スイッチン
グ素子Q1 のオン後の経過時間をtとすれば、iL1=
(Vi/L1 )tになる(L1 はインダクタL1 のイン
ダクタンス)。したがって、スイッチング素子Q1 のオ
ン期間をTONとすれば、インダクタL1 に流れる電流の
ピーク値IP は、IP =(Vi/L1 )TONである。
【0006】一方、スイッチング素子Q1 がオフになる
と、交流電源AC−整流器RE−インダクタL1 −ダイ
オードD1 −平滑コンデンサC1 −整流器RE−交流電
源ACという経路でインダクタL1 の蓄積エネルギーが
放出されるから、インダクタL1 の両端電圧は、平滑コ
ンデンサC1 の両端電圧である出力電圧をVoとしダイ
オードD1 の順電圧降下を無視すれば、−(Vo−V
i)になる。すなわち、スイッチング素子Q1 がオフに
なるとオン時とは逆極性の電圧がインダクタL1の両端
間に加わる。インダクタL1 の蓄積エネルギーが放出さ
れる間にインダクタL1 に流れる電流iL1は、スイッチ
ング素子Q1 のオフ後の経過時間をtとすれば、iL1=
IP −{(Vo−Vi)/L1 }tになる。したがっ
て、整流器REの出力電流iREは、図8のように三角波
状になる。ここで、インダクタL1 に流れる電流iL1が
ほぼ0になった時点でスイッチング素子Q1 をオンにす
るように制御回路2での制御を行えば、電流iL1には休
止期間がほとんど生じることがない。
と、交流電源AC−整流器RE−インダクタL1 −ダイ
オードD1 −平滑コンデンサC1 −整流器RE−交流電
源ACという経路でインダクタL1 の蓄積エネルギーが
放出されるから、インダクタL1 の両端電圧は、平滑コ
ンデンサC1 の両端電圧である出力電圧をVoとしダイ
オードD1 の順電圧降下を無視すれば、−(Vo−V
i)になる。すなわち、スイッチング素子Q1 がオフに
なるとオン時とは逆極性の電圧がインダクタL1の両端
間に加わる。インダクタL1 の蓄積エネルギーが放出さ
れる間にインダクタL1 に流れる電流iL1は、スイッチ
ング素子Q1 のオフ後の経過時間をtとすれば、iL1=
IP −{(Vo−Vi)/L1 }tになる。したがっ
て、整流器REの出力電流iREは、図8のように三角波
状になる。ここで、インダクタL1 に流れる電流iL1が
ほぼ0になった時点でスイッチング素子Q1 をオンにす
るように制御回路2での制御を行えば、電流iL1には休
止期間がほとんど生じることがない。
【0007】したがって、入力側等にフィルタやコンデ
ンサを用いて入力電流Iiの波形を整形すれば、交流電
源ACからの入力電流Iiは、整流器REの出力電流i
REのピーク値の包絡線の略1/2分の電流値となり、高
次高調波成分を含まない低周波の正弦波電流になる。す
なわち、昇圧型のチョッパ回路1ではスイッチング素子
Q1 のオン・オフにかかわらず入力側から電流が供給さ
れるので、入力電流Iiの高調波歪を少なくすることが
できるのである。
ンサを用いて入力電流Iiの波形を整形すれば、交流電
源ACからの入力電流Iiは、整流器REの出力電流i
REのピーク値の包絡線の略1/2分の電流値となり、高
次高調波成分を含まない低周波の正弦波電流になる。す
なわち、昇圧型のチョッパ回路1ではスイッチング素子
Q1 のオン・オフにかかわらず入力側から電流が供給さ
れるので、入力電流Iiの高調波歪を少なくすることが
できるのである。
【0008】しかしながら、この種のチョッパ回路1は
入力電圧のピーク値よりも高い電圧を出力するものであ
るから、後段に接続されるインバータ回路4などの構成
部品に高耐圧のものを用いる必要があるという問題が生
じる。一方、後段側の回路の構成部品の耐圧を下げるに
は、降圧型のチョッパ回路1を用いたり、反転型(昇降
圧型)のチョッパ回路1を用いて出力電圧を入力電圧以
下に設定することが考えられる。たとえば、反転型のチ
ョッパ回路1では、図9に示すように、整流器REの出
力端間に接続したスイッチング素子Q1 とインダクタL
1 との直列回路を有し、インダクタL1 の両端にダイオ
ードD1 を介して平滑コンデンサC1 の両端を接続した
構成を有している。
入力電圧のピーク値よりも高い電圧を出力するものであ
るから、後段に接続されるインバータ回路4などの構成
部品に高耐圧のものを用いる必要があるという問題が生
じる。一方、後段側の回路の構成部品の耐圧を下げるに
は、降圧型のチョッパ回路1を用いたり、反転型(昇降
圧型)のチョッパ回路1を用いて出力電圧を入力電圧以
下に設定することが考えられる。たとえば、反転型のチ
ョッパ回路1では、図9に示すように、整流器REの出
力端間に接続したスイッチング素子Q1 とインダクタL
1 との直列回路を有し、インダクタL1 の両端にダイオ
ードD1 を介して平滑コンデンサC1 の両端を接続した
構成を有している。
【0009】この構成のチョッパ回路1は、スイッチン
グ素子Q1 がオンになると、交流電源AC−整流器RE
−スイッチング素子Q1 −整流器RE−交流電源ACと
いう経路で電流が流れてインダクタL1 にエネルギーが
蓄積される。また、スイッチング素子Q1 がオフになる
と、インダクタL1 −ダイオードD1 −平滑コンデンサ
C1 −インダクタL1 という経路で電流が流れてインダ
クタL1 の蓄積エネルギーが放出される。
グ素子Q1 がオンになると、交流電源AC−整流器RE
−スイッチング素子Q1 −整流器RE−交流電源ACと
いう経路で電流が流れてインダクタL1 にエネルギーが
蓄積される。また、スイッチング素子Q1 がオフになる
と、インダクタL1 −ダイオードD1 −平滑コンデンサ
C1 −インダクタL1 という経路で電流が流れてインダ
クタL1 の蓄積エネルギーが放出される。
【0010】したがって、スイッチング素子Q1 がオフ
である期間は、図10のように、整流器REからチョッ
パ回路1に電流iREが供給されない休止期間Tr にな
り、電流iREは休止期間Tr を有した三角波形(スイッ
チング素子Q1 のオン時にはほぼ(Vi/L1 )の傾き
で傾斜し、スイッチング素子Q1 のオフ時には時間軸に
ほぼ直交する)になる。したがって、入力側等にフィル
タやコンデンサを用いると、入力電流Iiは、整流器R
Eの出力電流のピーク値の1/2よりも小さい電流値を
有した低周波の正弦波状となる。しかしながら、昇圧型
のチョッパ回路1と比較すると、整流器REの出力電流
に休止期間Tr が存在するから、高次高調波成分が昇圧
型のチョッパ回路1よりも多くなるという問題がある。
また、後段の回路に供給するすべてのエネルギーがイン
ダクタL1 に一旦蓄積されるから、昇圧型のチョッパ回
路1に比較すると、回路効率も低いという欠点がある。
さらに、降圧型のチョッパ回路を用いる場合にも、反転
型のチョッパ回路と同様の問題がある。
である期間は、図10のように、整流器REからチョッ
パ回路1に電流iREが供給されない休止期間Tr にな
り、電流iREは休止期間Tr を有した三角波形(スイッ
チング素子Q1 のオン時にはほぼ(Vi/L1 )の傾き
で傾斜し、スイッチング素子Q1 のオフ時には時間軸に
ほぼ直交する)になる。したがって、入力側等にフィル
タやコンデンサを用いると、入力電流Iiは、整流器R
Eの出力電流のピーク値の1/2よりも小さい電流値を
有した低周波の正弦波状となる。しかしながら、昇圧型
のチョッパ回路1と比較すると、整流器REの出力電流
に休止期間Tr が存在するから、高次高調波成分が昇圧
型のチョッパ回路1よりも多くなるという問題がある。
また、後段の回路に供給するすべてのエネルギーがイン
ダクタL1 に一旦蓄積されるから、昇圧型のチョッパ回
路1に比較すると、回路効率も低いという欠点がある。
さらに、降圧型のチョッパ回路を用いる場合にも、反転
型のチョッパ回路と同様の問題がある。
【0011】そこで、昇圧型のチョッパ回路1の欠点で
ある出力電圧が高電圧になる点と、反転型や降圧型のチ
ョッパ回路1の欠点である入力電流に高調波歪が生じる
点とを互いに補償するために、図11に示すように、昇
圧型のチョッパ回路1aの後段に降圧型のチョッパ回路
1bを組み合わせるようにした電源装置が考えられる。
すなわち、インダクタL1a,スイッチング素子Q1a、ダ
イオードD1a、平滑コンデンサC1a、制御回路2aによ
りチョッパ回路1aを構成し、インダクタL1b,スイッ
チング素子Q1b、ダイオードD1b、平滑コンデンサ
C1b、制御回路2bによりチョッパ回路1bを構成して
いる。この構成では、整流器REの出力電流は昇圧型の
チョッパ回路1aに入力されるから入力電流の高調波歪
が少なく、また降圧型のチョッパ回路1bによって出力
電圧を下げるように直流電圧変換を行っているから後段
の回路(図ではインバータ回路4)への供給電圧を低く
することができると考えられる。
ある出力電圧が高電圧になる点と、反転型や降圧型のチ
ョッパ回路1の欠点である入力電流に高調波歪が生じる
点とを互いに補償するために、図11に示すように、昇
圧型のチョッパ回路1aの後段に降圧型のチョッパ回路
1bを組み合わせるようにした電源装置が考えられる。
すなわち、インダクタL1a,スイッチング素子Q1a、ダ
イオードD1a、平滑コンデンサC1a、制御回路2aによ
りチョッパ回路1aを構成し、インダクタL1b,スイッ
チング素子Q1b、ダイオードD1b、平滑コンデンサ
C1b、制御回路2bによりチョッパ回路1bを構成して
いる。この構成では、整流器REの出力電流は昇圧型の
チョッパ回路1aに入力されるから入力電流の高調波歪
が少なく、また降圧型のチョッパ回路1bによって出力
電圧を下げるように直流電圧変換を行っているから後段
の回路(図ではインバータ回路4)への供給電圧を低く
することができると考えられる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図11
に示した電源装置では、チョッパ回路1a,1bを2段
用いており、かつ後段のチョッパ回路1bは昇圧型のチ
ョッパ回路1aに比較し回路効率の低い降圧型のチョッ
パ回路1bであるから、全体として回路効率が低いとい
う問題がある。また、回路規模も大きくなり、コスト高
につながるという問題を有している。
に示した電源装置では、チョッパ回路1a,1bを2段
用いており、かつ後段のチョッパ回路1bは昇圧型のチ
ョッパ回路1aに比較し回路効率の低い降圧型のチョッ
パ回路1bであるから、全体として回路効率が低いとい
う問題がある。また、回路規模も大きくなり、コスト高
につながるという問題を有している。
【0013】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、入力電圧に対して出力電圧を低く設定するこ
とができるようにしながらも入力電流の高調波歪が少な
く、しかも回路効率が高い電源装置を提供しようとする
ものである。
のであり、入力電圧に対して出力電圧を低く設定するこ
とができるようにしながらも入力電流の高調波歪が少な
く、しかも回路効率が高い電源装置を提供しようとする
ものである。
【0014】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明では、上
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力端間にインダクタと第1のスイッチン
グ素子との直列回路を接続し第1のスイッチング素子の
両端間に逆流阻止用の第1のダイオードを介して平滑回
路を接続した昇圧型のチョッパ回路と、第1のスイッチ
ング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた電源
装置において、平滑回路は、複数個のコンデンサを有す
るとともに充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時
に各コンデンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入
力電圧を降圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、
両端電圧が出力電圧となる平滑コンデンサと、第1のス
イッチング素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に
降圧部から平滑コンデンサへの放電経路を形成し第1の
スイッチング素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデ
ンサを切り離す切換スイッチ要素とを備えるのである。
記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器
と、整流器の出力端間にインダクタと第1のスイッチン
グ素子との直列回路を接続し第1のスイッチング素子の
両端間に逆流阻止用の第1のダイオードを介して平滑回
路を接続した昇圧型のチョッパ回路と、第1のスイッチ
ング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた電源
装置において、平滑回路は、複数個のコンデンサを有す
るとともに充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時
に各コンデンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入
力電圧を降圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、
両端電圧が出力電圧となる平滑コンデンサと、第1のス
イッチング素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に
降圧部から平滑コンデンサへの放電経路を形成し第1の
スイッチング素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデ
ンサを切り離す切換スイッチ要素とを備えるのである。
【0015】請求項2の発明では、切換スイッチ要素
は、降圧部と平滑コンデンサとの間に挿入された第2の
スイッチング素子であって、制御回路によりオン・オフ
制御されるのである。請求項3の発明では、切換スイッ
チ要素は、平滑コンデンサに直列接続された第2のダイ
オードと第1のスイッチング素子とで構成され、平滑コ
ンデンサと第2のダイオードとの直列回路が、第1のダ
イオードに対して第2のダイオードを逆極性とするよう
に並列接続されるのである。
は、降圧部と平滑コンデンサとの間に挿入された第2の
スイッチング素子であって、制御回路によりオン・オフ
制御されるのである。請求項3の発明では、切換スイッ
チ要素は、平滑コンデンサに直列接続された第2のダイ
オードと第1のスイッチング素子とで構成され、平滑コ
ンデンサと第2のダイオードとの直列回路が、第1のダ
イオードに対して第2のダイオードを逆極性とするよう
に並列接続されるのである。
【0016】
【作用】請求項1の構成では、昇圧型のチョッパ回路を
用いていることによって入力電流の高調波歪を少なくす
ることが可能になるのであり、しかも、チョッパ回路の
出力電圧をチャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で
平滑することによって、比較的低い出力電圧を出力する
ことが可能であるから、高耐圧の構成部品を用いること
なく後段の回路を構成することが可能になる。さらに、
直流電圧の変換にをチャージポンプ式の降圧部を用いて
いるから、エネルギーの損失がほとんど生じないのであ
って、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較し
て回路効率の低下がほとんど生じないのである。ここ
に、降圧部への充電時には平滑コンデンサを降圧部から
切り離しているから、平滑コンデンサにチョッパ回路か
ら出力された高電圧が直接印加されることがないのであ
る。
用いていることによって入力電流の高調波歪を少なくす
ることが可能になるのであり、しかも、チョッパ回路の
出力電圧をチャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で
平滑することによって、比較的低い出力電圧を出力する
ことが可能であるから、高耐圧の構成部品を用いること
なく後段の回路を構成することが可能になる。さらに、
直流電圧の変換にをチャージポンプ式の降圧部を用いて
いるから、エネルギーの損失がほとんど生じないのであ
って、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較し
て回路効率の低下がほとんど生じないのである。ここ
に、降圧部への充電時には平滑コンデンサを降圧部から
切り離しているから、平滑コンデンサにチョッパ回路か
ら出力された高電圧が直接印加されることがないのであ
る。
【0017】請求項2の構成では、降圧部と平滑コンデ
ンサとの間に第2のスイッチング素子を挿入し、チョッ
パ回路の制御回路によって第2のスイッチング素子を制
御するので、第2のスイッチング素子を第1のスイッチ
ング素子に同期させてオン・オフ制御することができ
る。すなわち、第1のスイッチング素子がオンである期
間には、第2のスイッチング素子をオンにして降圧部か
ら平滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、
第1のスイッチング素子がオフである期間には、第2の
スイッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧
が平滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止する
ことができる。
ンサとの間に第2のスイッチング素子を挿入し、チョッ
パ回路の制御回路によって第2のスイッチング素子を制
御するので、第2のスイッチング素子を第1のスイッチ
ング素子に同期させてオン・オフ制御することができ
る。すなわち、第1のスイッチング素子がオンである期
間には、第2のスイッチング素子をオンにして降圧部か
ら平滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、
第1のスイッチング素子がオフである期間には、第2の
スイッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧
が平滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止する
ことができる。
【0018】請求項3の構成では、降圧部から平滑コン
デンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成
するにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、
回路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないの
である。この構成では、第1のスイッチング素子がオン
である期間には、平滑コンデンサと第2のダイオードと
第1のスイッチング素子との直列回路が降圧部の両端に
接続されるから、降圧部の放電電荷を平滑コンデンサに
供給することができる。また、第1のスイッチング素子
がオフである期間には、第2のスイッチング素子がオフ
になって平滑コンデンサを降圧部から切り離すことがで
きるのである。
デンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成
するにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、
回路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないの
である。この構成では、第1のスイッチング素子がオン
である期間には、平滑コンデンサと第2のダイオードと
第1のスイッチング素子との直列回路が降圧部の両端に
接続されるから、降圧部の放電電荷を平滑コンデンサに
供給することができる。また、第1のスイッチング素子
がオフである期間には、第2のスイッチング素子がオフ
になって平滑コンデンサを降圧部から切り離すことがで
きるのである。
【0019】
(実施例1)本実施例は、図1に示すように、整流器R
Eの後段に昇圧型のチョッパ回路1を設け、チョッパ回
路1の後段に設けた平滑回路3においてチョッパ回路1
の出力電圧を降圧するように構成してある。すなわち、
商用電源のような交流電源ACはチョークコイルL2 を
介して全波整流を行うダイオードブリッジなどの整流器
REに入力され、整流器REの出力は昇圧型のチョッパ
回路1によって昇圧される。チョッパ回路1は、インダ
クタL1 とスイッチング素子Q1 と抵抗R1 との直列回
路を整流器REの出力端間に接続し、スイッチング素子
Q1 の両端間に逆流阻止用のダイオードD1 を介して平
滑回路3の両端を接続したものであって、スイッチング
素子Q1 は制御回路2によってオン・オフ制御される。
Eの後段に昇圧型のチョッパ回路1を設け、チョッパ回
路1の後段に設けた平滑回路3においてチョッパ回路1
の出力電圧を降圧するように構成してある。すなわち、
商用電源のような交流電源ACはチョークコイルL2 を
介して全波整流を行うダイオードブリッジなどの整流器
REに入力され、整流器REの出力は昇圧型のチョッパ
回路1によって昇圧される。チョッパ回路1は、インダ
クタL1 とスイッチング素子Q1 と抵抗R1 との直列回
路を整流器REの出力端間に接続し、スイッチング素子
Q1 の両端間に逆流阻止用のダイオードD1 を介して平
滑回路3の両端を接続したものであって、スイッチング
素子Q1 は制御回路2によってオン・オフ制御される。
【0020】制御回路2にはチョッパ回路の制御用とし
て提供されている集積回路(ユニットロード社製のUC
3852)を用いている。この集積回路の内部等価回路
は、図2に示す通りである。この集積回路は、端子に
動作開始電圧以上の電圧が印加されると、端子より起
動パルス信号を出力してスイッチング素子Q1 をオンに
する。すなわち、電源が投入されると抵抗R5 、ツェナ
ーダイオードZD1 、コンデンサC3 を介して動作開始
電圧以上の電圧が端子に印加されて制御回路2が起動
されるようになっている。スイッチング素子Q1 がオン
である期間には、制御回路2では平滑回路3からの出力
電圧を2個の抵抗R6 ,R7 により分圧した検出電圧を
誤差増幅器21に入力し、基準電圧発生部22により得
られた基準電圧との差分である誤差電圧を求める。ま
た、端子に外付した抵抗R3 によって電流源23の出
力電流値を設定し、電流源23の出力電流によって端子
に接続したコンデンサC4 を充電する。このコンデン
サC4 の端子電圧と誤差増幅器21から出力される誤差
電圧とを比較器24で比較し、コンデンサC4 の端子電
圧が誤差電圧よりも高くなると、オア回路25を介して
RSラッチ26をリセットする。RSラッチ26がリセ
ットされると出力回路27を通してスイッチング素子Q
1 がオフになる。この時点でスイッチ要素Q3 はオンに
なり、コンデンサC4 は放電される。
て提供されている集積回路(ユニットロード社製のUC
3852)を用いている。この集積回路の内部等価回路
は、図2に示す通りである。この集積回路は、端子に
動作開始電圧以上の電圧が印加されると、端子より起
動パルス信号を出力してスイッチング素子Q1 をオンに
する。すなわち、電源が投入されると抵抗R5 、ツェナ
ーダイオードZD1 、コンデンサC3 を介して動作開始
電圧以上の電圧が端子に印加されて制御回路2が起動
されるようになっている。スイッチング素子Q1 がオン
である期間には、制御回路2では平滑回路3からの出力
電圧を2個の抵抗R6 ,R7 により分圧した検出電圧を
誤差増幅器21に入力し、基準電圧発生部22により得
られた基準電圧との差分である誤差電圧を求める。ま
た、端子に外付した抵抗R3 によって電流源23の出
力電流値を設定し、電流源23の出力電流によって端子
に接続したコンデンサC4 を充電する。このコンデン
サC4 の端子電圧と誤差増幅器21から出力される誤差
電圧とを比較器24で比較し、コンデンサC4 の端子電
圧が誤差電圧よりも高くなると、オア回路25を介して
RSラッチ26をリセットする。RSラッチ26がリセ
ットされると出力回路27を通してスイッチング素子Q
1 がオフになる。この時点でスイッチ要素Q3 はオンに
なり、コンデンサC4 は放電される。
【0021】一方、インダクタL1 に流れる電流は抵抗
R1 の両端電圧として検出されており、抵抗R1 の両端
電圧は端子を通してゼロ点検出器28および最大電流
検出器29に入力される。スイッチング素子Q1 のオフ
に伴ってインダクタL1 に蓄積されたエネルギーが放出
されてコンデンサC1 に充電され、インダクタL1 に流
れる電流が減少してほぼ0になると、ゼロ点検出器28
が抵抗R1 の両端電圧に基づいてその状態を検出するか
ら、RSラッチ26がセットされ、出力回路27を通し
てスイッチング素子Q1 がオンになる。この時点で、コ
ンデンサC4 の充電が再開され、以後、上記動作の繰り
返しによってスイッチング素子Q1 のオン・オフが繰り
返されるのである。このようにして、インダクタL1 に
流れる電流が休止期間を持たないようにスイッチング素
子Q1 をオン・オフ制御することができるのである。こ
こに、スイッチング素子Q1 をオン・オフするパルス信
号の時間幅は、上記記載より明らかなように、平滑回路
3の出力電圧(抵抗R6 ,R7 の接続点の電位)、抵抗
R3 、コンデンサC4 により決定される。最大電流検出
器29では、抵抗R1 の両端電圧が過大になるとRSラ
ッチ26をリセットしてスイッチング素子Q1 を強制的
にオフにする。
R1 の両端電圧として検出されており、抵抗R1 の両端
電圧は端子を通してゼロ点検出器28および最大電流
検出器29に入力される。スイッチング素子Q1 のオフ
に伴ってインダクタL1 に蓄積されたエネルギーが放出
されてコンデンサC1 に充電され、インダクタL1 に流
れる電流が減少してほぼ0になると、ゼロ点検出器28
が抵抗R1 の両端電圧に基づいてその状態を検出するか
ら、RSラッチ26がセットされ、出力回路27を通し
てスイッチング素子Q1 がオンになる。この時点で、コ
ンデンサC4 の充電が再開され、以後、上記動作の繰り
返しによってスイッチング素子Q1 のオン・オフが繰り
返されるのである。このようにして、インダクタL1 に
流れる電流が休止期間を持たないようにスイッチング素
子Q1 をオン・オフ制御することができるのである。こ
こに、スイッチング素子Q1 をオン・オフするパルス信
号の時間幅は、上記記載より明らかなように、平滑回路
3の出力電圧(抵抗R6 ,R7 の接続点の電位)、抵抗
R3 、コンデンサC4 により決定される。最大電流検出
器29では、抵抗R1 の両端電圧が過大になるとRSラ
ッチ26をリセットしてスイッチング素子Q1 を強制的
にオフにする。
【0022】ところで、平滑回路3は、2個のコンデン
サC6 ,C7 と、3個のダイオードD2 ,D3 ,D4 と
により構成されたチャージポンプ式の降圧部3aと、両
端電圧を出力電圧とする平滑コンデンサC1 と、降圧部
3aの両端と平滑コンデンサC1 の両端との間に挿入さ
れたMOSFETなどよりなるスイッチング素子Q2と
を備える。
サC6 ,C7 と、3個のダイオードD2 ,D3 ,D4 と
により構成されたチャージポンプ式の降圧部3aと、両
端電圧を出力電圧とする平滑コンデンサC1 と、降圧部
3aの両端と平滑コンデンサC1 の両端との間に挿入さ
れたMOSFETなどよりなるスイッチング素子Q2と
を備える。
【0023】降圧部3aは、チョッパ回路1がダイオー
ドD1 を通してエネルギーを放出するときに2個のコン
デンサC6 ,C7 をダイオードD2 を介して直列接続
し、この直列回路においてコンデンサC6 ,C7 に充電
し、チョッパ回路1がエネルギーを蓄積している期間に
はダイオードD3 ,D4 を介してコンデンサC6 ,C7
に充電された電荷を放電するように構成されている。す
なわち、ダイオードD2,D3 ,D4 は、両コンデンサ
C6 ,C7 を充電時に直列接続し、放電時に並列接続す
るスイッチ要素として機能する。両コンデンサC6 ,C
7 の容量を等しく設定しておけば、充電時には各コンデ
ンサC6 ,C7 の端子電圧は、それぞれチョッパ回路1
の出力電圧の約1/2になるから、放電時にはチョッパ
回路1の出力電圧の約1/2の電圧が降圧部3aから出
力されることになる。結局、降圧部3aはチャージポン
プ式の直流電圧変換器として機能する。この種の直流電
圧変換器ではエネルギーの損失はほとんど生じない。
ドD1 を通してエネルギーを放出するときに2個のコン
デンサC6 ,C7 をダイオードD2 を介して直列接続
し、この直列回路においてコンデンサC6 ,C7 に充電
し、チョッパ回路1がエネルギーを蓄積している期間に
はダイオードD3 ,D4 を介してコンデンサC6 ,C7
に充電された電荷を放電するように構成されている。す
なわち、ダイオードD2,D3 ,D4 は、両コンデンサ
C6 ,C7 を充電時に直列接続し、放電時に並列接続す
るスイッチ要素として機能する。両コンデンサC6 ,C
7 の容量を等しく設定しておけば、充電時には各コンデ
ンサC6 ,C7 の端子電圧は、それぞれチョッパ回路1
の出力電圧の約1/2になるから、放電時にはチョッパ
回路1の出力電圧の約1/2の電圧が降圧部3aから出
力されることになる。結局、降圧部3aはチャージポン
プ式の直流電圧変換器として機能する。この種の直流電
圧変換器ではエネルギーの損失はほとんど生じない。
【0024】スイッチング素子Q2 は、トランスT1 を
介して制御回路2からのパルス信号により制御される。
すなわち、スイッチング素子Q2 はチョッパ回路1のス
イッチング素子Q1 に同期してオン・オフ制御される。
このスイッチング素子Q2 を設けたことによって、スイ
ッチング素子Q1 がオンであって降圧部3aのコンデン
サC6 ,C7 が充電されない期間には、スイッチング素
子Q2 をオンにしてコンデンサC6 ,C7 の電荷を平滑
コンデンサC1 に移し、スイッチング素子Q1がオフで
あって降圧部3aのコンデンサC6 ,C7 が充電される
期間には、スイッチング素子Q2 をオフにして平滑コン
デンサC1 の両端電圧が上昇するのを防止することがで
きるのである。したがって、スイッチング素子Q2 のオ
ン期間は、スイッチング素子Q1 のオン期間の範囲内で
あればスイッチング素子Q1 のオン期間よりも短くても
よく、スイッチング素子Q1 がオフである期間にはスイ
ッチング素子Q2 は必ずオフにしておくことが必要であ
る。
介して制御回路2からのパルス信号により制御される。
すなわち、スイッチング素子Q2 はチョッパ回路1のス
イッチング素子Q1 に同期してオン・オフ制御される。
このスイッチング素子Q2 を設けたことによって、スイ
ッチング素子Q1 がオンであって降圧部3aのコンデン
サC6 ,C7 が充電されない期間には、スイッチング素
子Q2 をオンにしてコンデンサC6 ,C7 の電荷を平滑
コンデンサC1 に移し、スイッチング素子Q1がオフで
あって降圧部3aのコンデンサC6 ,C7 が充電される
期間には、スイッチング素子Q2 をオフにして平滑コン
デンサC1 の両端電圧が上昇するのを防止することがで
きるのである。したがって、スイッチング素子Q2 のオ
ン期間は、スイッチング素子Q1 のオン期間の範囲内で
あればスイッチング素子Q1 のオン期間よりも短くても
よく、スイッチング素子Q1 がオフである期間にはスイ
ッチング素子Q2 は必ずオフにしておくことが必要であ
る。
【0025】上記構成の各部の動作は図3のようになる
のであって、チョッパ回路1のスイング素子Q1 は図3
(a)のようなパルス信号によりオン・オフ制御され、
このときインダクタL1 には図3(b)のような三角波
状の電流が流れることになる。平滑回路3の降圧部3a
の両端電圧は、図3(c)のように、スイッチング素子
Q1 のオン時にはオフ時の約1/2になる。また、上記
回路構成では、スイッチング素子Q1 のオン・オフとス
イッチング素子Q2 のオン・オフとが一致しているか
ら、スイッチング素子Q2 のオン時に、図3(d)のよ
うな電流がスイッチング素子Q2 を流れて平滑コンデン
サC1 が充電されることになる。その結果、平滑コンデ
ンサC1 の両端電圧は図3(e)のようにほぼ一定電圧
に保たれるのである。
のであって、チョッパ回路1のスイング素子Q1 は図3
(a)のようなパルス信号によりオン・オフ制御され、
このときインダクタL1 には図3(b)のような三角波
状の電流が流れることになる。平滑回路3の降圧部3a
の両端電圧は、図3(c)のように、スイッチング素子
Q1 のオン時にはオフ時の約1/2になる。また、上記
回路構成では、スイッチング素子Q1 のオン・オフとス
イッチング素子Q2 のオン・オフとが一致しているか
ら、スイッチング素子Q2 のオン時に、図3(d)のよ
うな電流がスイッチング素子Q2 を流れて平滑コンデン
サC1 が充電されることになる。その結果、平滑コンデ
ンサC1 の両端電圧は図3(e)のようにほぼ一定電圧
に保たれるのである。
【0026】上述の構成によって、平滑コンデンサC1
の両端電圧は、チョッパ回路1の出力電圧の実効値の半
分程度になり、平滑コンデンサC1 の両端電圧を出力電
圧として後段の回路に印加すれば、後段の回路の構成部
品として高耐圧のものを用いる必要がないのである。し
かも、入力電流については昇圧型のチョッパ回路1への
入力であるから、高調波歪が少なく、かつ平滑回路3で
はエネルギーの損失がほとんど生じないから、全体とし
ても昇圧型のチョッパ回路1とほぼ同等の高い効率が得
られることになる。
の両端電圧は、チョッパ回路1の出力電圧の実効値の半
分程度になり、平滑コンデンサC1 の両端電圧を出力電
圧として後段の回路に印加すれば、後段の回路の構成部
品として高耐圧のものを用いる必要がないのである。し
かも、入力電流については昇圧型のチョッパ回路1への
入力であるから、高調波歪が少なく、かつ平滑回路3で
はエネルギーの損失がほとんど生じないから、全体とし
ても昇圧型のチョッパ回路1とほぼ同等の高い効率が得
られることになる。
【0027】図1の実施例では、後段回路としてセンタ
タップ型のインバータ回路4を用いており、このインバ
ータ回路4から出力される高周波電力によって放電ラン
プである負荷Lを点灯させる。インバータ回路3は、2
個のトランジスタQ4 ,Q5のエミッタを共通接続し、
両トランジスタQ4 ,Q5 のコレクタをトランスT2の
1次巻線の各端に接続し、トランジスタQ4 ,Q5 のエ
ミッタとトランスT2の1次巻線のセンタタップとをチ
ョークコイルL3 を介して平滑コンデンサC1の両端間
に接続した構成を有している。また、トランスT2 の1
次巻線の両端間にはコンデンサC8 が接続され、トラン
スT2 の帰還巻線を各トランジスタQ4,Q5 のベース
に接続することによってトランジスタQ4 ,Q5 へのバ
イアスを与えている。この形式のインバータ回路4で
は、各トランジスタQ4 ,Q5 が交互にオン・オフを繰
り返してトランスT2 の2次巻線に高周波を出力し、負
荷Lに高周波電力を与えるのである。また、抵抗R8 ,
R9 ,R10は起動用に設けられている。
タップ型のインバータ回路4を用いており、このインバ
ータ回路4から出力される高周波電力によって放電ラン
プである負荷Lを点灯させる。インバータ回路3は、2
個のトランジスタQ4 ,Q5のエミッタを共通接続し、
両トランジスタQ4 ,Q5 のコレクタをトランスT2の
1次巻線の各端に接続し、トランジスタQ4 ,Q5 のエ
ミッタとトランスT2の1次巻線のセンタタップとをチ
ョークコイルL3 を介して平滑コンデンサC1の両端間
に接続した構成を有している。また、トランスT2 の1
次巻線の両端間にはコンデンサC8 が接続され、トラン
スT2 の帰還巻線を各トランジスタQ4,Q5 のベース
に接続することによってトランジスタQ4 ,Q5 へのバ
イアスを与えている。この形式のインバータ回路4で
は、各トランジスタQ4 ,Q5 が交互にオン・オフを繰
り返してトランスT2 の2次巻線に高周波を出力し、負
荷Lに高周波電力を与えるのである。また、抵抗R8 ,
R9 ,R10は起動用に設けられている。
【0028】(実施例2)本実施例は、図4に示すよう
に、平滑回路3の降圧部3aが実施例1とは相違してい
る。すなわち、実施例1では入力電圧を約1/2に降圧
するように構成していたが、本実施例では入力電圧を約
1/3に降圧するように構成している。具体的には、降
圧部3aを3個のコンデンサC11,C12,C13と、6個
のダイオードD11,D12,D13,D14,D15,D16とに
より構成しているのであって、充電時には各コンデンサ
C11,C12,C13がダイオードD11,D12,D13を介し
て直列接続され、放電時にはダイオードD13,D14,D
15,D16を通して各コンデンサC11,C12,C13が並列
接続されるようになっている。また、降圧部3aとスイ
ッチング素子Q2 との間にはコンデンサC11,C12,C
13の放電時におけるラッシュ電流を抑制するようにチョ
ークコイルL5 が挿入されている。
に、平滑回路3の降圧部3aが実施例1とは相違してい
る。すなわち、実施例1では入力電圧を約1/2に降圧
するように構成していたが、本実施例では入力電圧を約
1/3に降圧するように構成している。具体的には、降
圧部3aを3個のコンデンサC11,C12,C13と、6個
のダイオードD11,D12,D13,D14,D15,D16とに
より構成しているのであって、充電時には各コンデンサ
C11,C12,C13がダイオードD11,D12,D13を介し
て直列接続され、放電時にはダイオードD13,D14,D
15,D16を通して各コンデンサC11,C12,C13が並列
接続されるようになっている。また、降圧部3aとスイ
ッチング素子Q2 との間にはコンデンサC11,C12,C
13の放電時におけるラッシュ電流を抑制するようにチョ
ークコイルL5 が挿入されている。
【0029】本実施例で示しているインバータ回路4
は、トランジスタQ6 のコレクタとベースとの間で、チ
ョークコイルL4 およびコンデンサC17よりなる共振回
路と負荷Lおよび帰還トランスT3 とを介して帰還を施
すように構成してある。したがって、共振による高周波
電力を負荷Lに供給することができるのである。このイ
ンバータ回路4には、電源投入時の起動のために、抵抗
R14とコンデンサC14との直列回路を平滑コンデンサC
1 の両端間に接続し、抵抗R14とコンデンサC14との接
続点とトランジスタQ6 のベースとの間にトリガ素子Q
7 を接続してある。さらに、トランジスタQ6 のエミッ
タ−コレクタにはダイオードD17を逆並列に接続し、抵
抗R14とコンデンサC14との接続点とトランジスタQ6
のコレクタとの間にはダイオードD18を接続してある。
他の構成は実施例1と同様であるから説明を省略する。
は、トランジスタQ6 のコレクタとベースとの間で、チ
ョークコイルL4 およびコンデンサC17よりなる共振回
路と負荷Lおよび帰還トランスT3 とを介して帰還を施
すように構成してある。したがって、共振による高周波
電力を負荷Lに供給することができるのである。このイ
ンバータ回路4には、電源投入時の起動のために、抵抗
R14とコンデンサC14との直列回路を平滑コンデンサC
1 の両端間に接続し、抵抗R14とコンデンサC14との接
続点とトランジスタQ6 のベースとの間にトリガ素子Q
7 を接続してある。さらに、トランジスタQ6 のエミッ
タ−コレクタにはダイオードD17を逆並列に接続し、抵
抗R14とコンデンサC14との接続点とトランジスタQ6
のコレクタとの間にはダイオードD18を接続してある。
他の構成は実施例1と同様であるから説明を省略する。
【0030】(実施例3)本実施例は、図5に示すよう
に、実施例1の回路構成においてスイッチング素子Q2
を設ける代わりに、ダイオードD1 のアノードにダイオ
ードD5 のカソードを接続し、ダイオードD5 のアノー
ドを平滑コンデンサC1 の負極に接続した構成を有して
いる。この構成では、スイッチング素子Q1 がオンにな
ると、図6(a)に矢印で示すように、インダクタL1
にエネルギーを蓄積する経路に加えて、降圧部3a−平
滑コンデンサC1 −ダイオードD5 −スイッチング素子
Q1−降圧部3aという経路が形成され、コンデンサC
6 ,C7 の電荷を平滑コンデンサC1 に供給することが
できる。一方、スイッチング素子Q1 がオフになると、
図6(b)に示すように、ダイオードD5 がオフになる
から、平滑コンデンサC1 には充電されず、インダクタ
L1 の蓄積エネルギーによってコンデンサC6,C7 が
充電されることになる。すなわち、スイッチング素子Q
1 およびダイオードD5 によってスイッチング素子Q2
を設けた場合と同様に機能するのである。ここに、本実
施例では、制御回路2への検出電圧を平滑コンデンサC
1 の両端電圧ではなく、コンデンサC7 の両端電圧を抵
抗R11,R12により分圧して得ている。
に、実施例1の回路構成においてスイッチング素子Q2
を設ける代わりに、ダイオードD1 のアノードにダイオ
ードD5 のカソードを接続し、ダイオードD5 のアノー
ドを平滑コンデンサC1 の負極に接続した構成を有して
いる。この構成では、スイッチング素子Q1 がオンにな
ると、図6(a)に矢印で示すように、インダクタL1
にエネルギーを蓄積する経路に加えて、降圧部3a−平
滑コンデンサC1 −ダイオードD5 −スイッチング素子
Q1−降圧部3aという経路が形成され、コンデンサC
6 ,C7 の電荷を平滑コンデンサC1 に供給することが
できる。一方、スイッチング素子Q1 がオフになると、
図6(b)に示すように、ダイオードD5 がオフになる
から、平滑コンデンサC1 には充電されず、インダクタ
L1 の蓄積エネルギーによってコンデンサC6,C7 が
充電されることになる。すなわち、スイッチング素子Q
1 およびダイオードD5 によってスイッチング素子Q2
を設けた場合と同様に機能するのである。ここに、本実
施例では、制御回路2への検出電圧を平滑コンデンサC
1 の両端電圧ではなく、コンデンサC7 の両端電圧を抵
抗R11,R12により分圧して得ている。
【0031】本実施例の構成では、スイッチング素子Q
2 を設ける必要がなく、また、チョッパ回路1のスイッ
チング素子Q1 の制御とは別に平滑コンデンサC1 への
充放電経路の切換を制御する必要がないから、実施例1
よりも回路構成が簡単になるという利点がある。しか
も、入力電流の高調波歪は実施例1と同等であり、回路
効率については実施例1と同等ないし向上することにな
る。他の構成は実施例1と同様であるから説明を省略す
る。
2 を設ける必要がなく、また、チョッパ回路1のスイッ
チング素子Q1 の制御とは別に平滑コンデンサC1 への
充放電経路の切換を制御する必要がないから、実施例1
よりも回路構成が簡単になるという利点がある。しか
も、入力電流の高調波歪は実施例1と同等であり、回路
効率については実施例1と同等ないし向上することにな
る。他の構成は実施例1と同様であるから説明を省略す
る。
【0032】
【発明の効果】請求項1の発明は、昇圧型のチョッパ回
路を用いているので、入力電流の高調波歪を少なくする
ことが可能になり、しかも、チョッパ回路の出力電圧を
チャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で平滑するの
で、比較的低い出力電圧を出力することが可能であっ
て、高耐圧の構成部品を用いることなく後段の回路を構
成することが可能になるという利点がある。さらに、直
流電圧の変換にチャージポンプ式の降圧部を用いている
から、エネルギーの損失がほとんど生じないのであっ
て、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較して
回路効率の低下がほとんど生じないという利点がある。
路を用いているので、入力電流の高調波歪を少なくする
ことが可能になり、しかも、チョッパ回路の出力電圧を
チャージポンプ式の降圧部を持つ平滑回路で平滑するの
で、比較的低い出力電圧を出力することが可能であっ
て、高耐圧の構成部品を用いることなく後段の回路を構
成することが可能になるという利点がある。さらに、直
流電圧の変換にチャージポンプ式の降圧部を用いている
から、エネルギーの損失がほとんど生じないのであっ
て、昇圧型のチョッパ回路のみを用いる場合と比較して
回路効率の低下がほとんど生じないという利点がある。
【0033】請求項2の発明は、降圧部と平滑コンデン
サとの間に第2のスイッチング素子を挿入し、チョッパ
回路の制御回路によって第2のスイッチング素子を制御
するので、第1のスイッチング素子がオンである期間に
は、第2のスイッチング素子をオンにして降圧部から平
滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、第1
のスイッチング素子がオフである期間には、第2のスイ
ッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧が平
滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止すること
ができるという利点がある。
サとの間に第2のスイッチング素子を挿入し、チョッパ
回路の制御回路によって第2のスイッチング素子を制御
するので、第1のスイッチング素子がオンである期間に
は、第2のスイッチング素子をオンにして降圧部から平
滑コンデンサへの充電経路を形成することができ、第1
のスイッチング素子がオフである期間には、第2のスイ
ッチング素子をオフにしてチョッパ回路の出力電圧が平
滑コンデンサに直接印加されるのを確実に防止すること
ができるという利点がある。
【0034】請求項3の発明は、降圧部から平滑コンデ
ンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成す
るにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、回
路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないとい
う利点がある。
ンサへの放電経路を入切する切換スイッチ要素を構成す
るにあたり、ダイオードを付加するだけであるから、回
路構成が簡単であって、別途に制御する必要もないとい
う利点がある。
【図1】実施例1を示す回路図である。
【図2】実施例1の制御回路に用いる集積回路の等価回
路図である。
路図である。
【図3】実施例1の動作説明図である。
【図4】実施例2を示す回路図である。
【図5】実施例3を示す回路図である。
【図6】実施例3の動作説明図である。
【図7】従来例を示す回路図である。
【図8】従来例の動作説明図である。
【図9】他の従来例を示す回路図である。
【図10】図9に示した従来例の動作説明図である。
【図11】さらに他の従来例を示す回路図である。
1 チョッパ回路 2 制御回路 3 平滑回路 3a 降圧部 4 インバータ回路 C1 平滑コンデンサ C6 コンデンサ C7 コンデンサ D1 ダイオード D5 ダイオード Q1 スイッチング素子 Q2 スイッチング素子 RE 整流器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H05B 41/24 U 9249−3K 41/29 C 9249−3K
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
出力端間にインダクタと第1のスイッチング素子との直
列回路を接続し第1のスイッチング素子の両端間に逆流
阻止用の第1のダイオードを介して平滑回路を接続した
昇圧型のチョッパ回路と、第1のスイッチング素子をオ
ン・オフ制御する制御回路とを備えた電源装置におい
て、平滑回路は、複数個のコンデンサを有するとともに
充電時に各コンデンサを直列に接続し放電時に各コンデ
ンサを並列に接続するスイッチ要素を有し入力電圧を降
圧するように直流電圧変換を施す降圧部と、両端電圧が
出力電圧となる平滑コンデンサと、第1のスイッチング
素子のオン期間内の少なくとも一部の期間に降圧部から
平滑コンデンサへの放電経路を形成し第1のスイッチン
グ素子のオフ期間には降圧部から平滑コンデンサを切り
離す切換スイッチ要素とを備えることを特徴とする電源
装置。 - 【請求項2】 切換スイッチ要素は、降圧部と平滑コン
デンサとの間に挿入された第2のスイッチング素子であ
って、制御回路によりオン・オフ制御されることを特徴
とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】 切換スイッチ要素は、平滑コンデンサに
直列接続された第2のダイオードと第1のスイッチング
素子とで構成され、平滑コンデンサと第2のダイオード
との直列回路が、第1のダイオードに対して第2のダイ
オードを逆極性とするように並列接続されたことを特徴
とする請求項1記載の電源装置。
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