JP3151932B2

JP3151932B2 - 電源回路

Info

Publication number: JP3151932B2
Application number: JP13431192A
Authority: JP
Inventors: 正夫野呂
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1992-04-27
Filing date: 1992-04-27
Publication date: 2001-04-03
Anticipated expiration: 2016-04-03
Also published as: JPH05304772A; US5499175A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、共振型スイッチング
インバータ形式の電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の直流電源回路構成は、大型の電源
トランスを用い、その一次巻線に商用ＡＣ電源を接続
し、二次側出力を整流平滑するものが一般的であった。
これとは別にスイッチング電源と称される小型軽量の電
源があった。これには、トランジスタ，サイリスタ等の
スイッチング素子を用いたハーフブリッジ，フルブリッ
ジ，プッシュプル形式等のスイッチングインバータ電源
があった。しかし、従来のスイッチングインバータ形式
の電源は、動作電流，動作電圧共に方形波となるため、
スイッチングノイズが多かった。また基本的に高周波動
作となるために、整流ダイオードの回復時間やスイッチ
ングトランジスタのターンオフ時間での電力損失が大き
く、発熱が問題になっていた。近年、この様なスイッチ
ング電源において、共振を利用して電流または電圧波形
を正弦波に近付けることで、ノイズの低減と効率向上を
図ることが提案されている（例えば、特開昭６４−４３
０６２号公報、特開平１−９１６５９号公報等）。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来提案され
ている共振型スイッチング電源は、スイッチング素子の
オン，オフのタイミング設定が難しく、この設定が不十
分であると効率向上が図れない。また共振型といって
も、実際には電流または電圧波形の一方を共振によって
正弦波に近付けるものがほとんどであり、これらのスイ
ッチング回路から生じるノイズは電圧によるものと電流
によるものの双方があることを考慮すると、ノイズ低減
にも限界があった。この発明は上記の点に鑑みなされた
もので、極めて高効率かつ低ノイズのスイッチングイン
バータ形式の電源回路を提供することを目的とする。

【０００４】

【課題を解決するための手段】この発明に係る電源回路
は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力端子に接続されたスイッチングインバータ回路
と、このスイッチングインバータ回路の出力を整流平滑
して直流出力を取り出す出力回路とを有する電源回路で
あって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子と出力
端子の間に第１のインダクタンス素子を介して接続され
た第１のコンデンサとダイオードの直列回路と、この直
列回路に並列接続されて前記スイッチングインバータ回
路の出力に応じてオンオフ制御が行われる第１のスイッ
チングトランジスタと、前記第１のコンデンサとダイオ
ードの接続ノードと基準端子の間に挿入されて、前記第
１のインダクタンス素子と共通のコアに巻かれて一体化
された第２のインダクタンス素子とを備え、前記スイッ
チングインバータ回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力端子に出力トランスの一次巻線を介して接続された
第２のスイッチングトランジスタと、この第２のスイッ
チングトランジスタのオン時の主電流を共振させる電流
共振回路と、前記第２のスイッチングトランジスタのオ
フ時の両端電圧を共振させる電圧共振回路と、前記第２
のスイッチングトランジスタを、その主電流がゼロの状
態でオフ駆動し、両端電圧がゼロの状態でオン駆動する
ための時定数回路を有するタイミング制御手段とを備え
たことを特徴とする。

【０００５】

【作用】この発明によると、前段のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、第１，第２のインダクタンス素子の働きによっ
て、スイッチングに伴う出力電流の不連続がなくなり、
電流連続モードとなって、ここでのノイズが低減され
る。またＤＣ−ＤＣコンバータにつながる後段のスイッ
チングインバータ回路では、電流共振と電圧共振を利用
しており、電流波形，電圧波形共に正弦波状になり、ス
イッチング素子は電流零の状態でオフ駆動され、両端電
圧が零の状態でオン駆動される。これにより、スイッチ
ング素子での損失が極めて小さいものとなり、極めて高
い効率が得られる。また、スイッチングノイズが大きく
低減され、高調波等の不要輻射等が極めて小さいものと
なる。したがってこの発明によれば、全体として極めて
高効率で低ノイズのスイッチング電源が得られる。

【０００６】

【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係るスイッ
チング電源回路の概略構成である。図示のようにこの電
源回路は、前段に電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ
１１があり、後段にこのコンバータ１１の出力を交流に
変換する電流電圧共振型スイッチングインバータ回路１
２および、その出力を整流平滑して取り出す出力回路１
３が設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、後
述のように通常のコンバータにインダクタンス素子が付
加されて、出力電流が連続モードとなるように工夫され
ている。またスイッチングインバータ回路１２は、これ
も後述するように電流共振と電圧共振を共に利用した共
振型である。

【０００７】図２は、図１を具体化した実施例の電源回
路構成である。電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ２
１は、スイッチング素子としてのＮＰＮトランジスタＱ
1 とダイオードＤ1 の直列回路に対して並列にコンデン
サＣ1 が接続された基本回路を有する。その入力端子Ｎ
1 には第１のインダクタンス素子Ｌ1 が挿入され、また
ダイオードＤ1 とコンデンサＣ1 の接続ノードと基準端
子Ｎ2 との間に第２のインダクタンス素子Ｌ2 が挿入さ
れている。この実施例では、第１，第２のインダクタン
ス素子Ｌ1 ，Ｌ2 は一つのコアに巻かれて、一体化され
ている。第１の起動回路２２は、コンバータ２１に入力
直流電圧（例えば商用ＡＣ電源を整流回路で整流して得
られるもの）が供給された時にそのスイッチング素子で
あるトランジスタＱ1 を起動するための回路である。第
１の起動回路２２は、コレクタが入力端子Ｎ1 に接続さ
れ、エミッタがダイオードＤ2 を介してコンバータ２１
のトランジスタＱ1 のベースに接続されたＮＰＮトラン
ジスタＱ2 と、これにバイアスを与えるツェナーダイオ
ードＺＤ1 および抵抗Ｒ1 により構成されている。

【０００８】ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力端子Ｎ３
には、その出力電圧を入力とする電流電圧共振型スイッ
チングインバータ回路２４が接続されている。このスイ
ッチングインバータ回路２４は、スイッチング素子とし
てのＮＰＮトランジスタＱ６、このトランジスタＱ６の
ベースと端子Ｎ３の間に接続された抵抗Ｒ８からなる第
２の起動回路２６、トランジスタＱ６のオン，オフのタ
イミングを制御するインダクタンス素子Ｌ３とコンデン
サＣ７からなるタイミング制御回路２７等を有する。ま
た、端子Ｎ３と基準端子Ｎ２間に設けられたコンデンサ
Ｃ４と出力トランスＴの漏れインダクタンスが、インバ
ータの出力電流に対して直列の入る電流共振回路（直列
共振回路）を構成し、トランジスタＱ６のコレクタ・エ
ミッタ間に接続されたコンデンサＣ５とトランスＴの一
次巻線タップＰ１の自己インダクタンスがインバータの
出力電圧に対して並列に入る電圧共振回路（並列共振回
路）を構成している。すなわちトランスＴは、等価的に
図３に示すように、理想トランスと漏れインダクタンス
及び自己インダクタンスにより表され、この漏れインダ
クタンスと自己インダクタンスがそれぞれ、電流共振回
路，電圧共振回路に利用されている。トランジスタＱ６
のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサＣ６，ダ
イオードＤ７はそれぞれ、タイミング調整用，過電圧保
護用である。出力トランスＴの一次巻線には追加タップ
Ｐ４が設けられて、これと基準端子Ｎ２との間にクラン
プ用ダイオードＤ６が接続されている。

【０００９】ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の出力端子Ｎ３
にはまた、そのスイッチング素子であるＮＰＮトランジ
スタＱ１のオン，オフの時間制御を行うパルス幅変調
（ＰＷＭ）回路２３が設けられている。ＰＷＭ回路２３
は、ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４、抵抗Ｒ２，Ｒ３，
Ｒ４、ダイオードＤ４等からなる駆動回路部を基本とす
る。この駆動回路部は、トランスＴのタップＰ３部分か
ら取り出された交流電圧をダイオードＤ５で整流し、コ
ンデンサＣ２で平滑した端子Ｎ４の直流電圧と、同じく
一次巻線タップＰ３から取り出された電圧を抵抗Ｒ７と
コンデンサＣ３からなる積分回路で積分して得られる、
端子Ｎ５の三角波電圧により制御されるようになってい
る。端子Ｎ４の電圧は、抵抗Ｒ２およびダイオードＤ３
を介してコンバータ２１のスイッチング・トランジスタ
Ｑ１のコレクタに供給され、抵抗Ｒ２およびダイオード
Ｄ４を介してスイッチング・トランジスタＱ１のベース
に供給されるが、これらのダイオードＤ３，Ｄ４はコン
バータ２１のスイッチング・トランジスタＱ１を常に非
飽和の領域で動作させるために設けられている。ＰＷＭ
回路２３はまた、その駆動回路部のトランジスタＱ４を
端子Ｎ３の電圧に応じて制御するため、ＮＰＮトランジ
スタＱ５、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ５，Ｒ６
からなる制御回路部が設けられている。

【００１０】スイッチングインバータ回路２４の出力
は、出力トランスＴを介して出力回路２５に結合されて
いる。出力トランスＴはこの実施例の場合、一次巻線の
巻数ｎ1 と二次巻線の巻数ｎ2 とが、ｎ1 ＞ｎ2 であ
る。すなわち一次側が高電圧，小電流、二次側が低電
圧，大電流となっている。出力回路はこの実施例では、
整流ダイオードＤ8 、平滑用コンデンサＣOUT の他、そ
の出力電圧が過大になったことをチェックして帰還制御
するためのツェナーダイオードＺＤ3 とフォトカプラＰ
Ｈを有する。フォトカプラＰＨの発光部は二つの出力端
子間にツェナーダイオードＺＤ3 と直列接続され、受光
トランジスタ部はＰＷＭ回路２３のトランジスタＱ5 の
エミッタと基準端子Ｎ2 間に、ツェナーダイオードＺＤ
2 を短絡するように接続されている。これにより、二次
側の出力電圧がある値以上に大きくなった時に、これを
下げるべくＰＷＭ回路２３に帰還がかけられる。

【００１１】スイッチングインバータ回路２４の入力端
子間に電流共振用コンデンサＣ4 が直接的に露見してい
る。入力側に如何なる回路が接続された場合でもこの電
流共振用コンデンサＣ4 に対して他の回路が干渉しない
ようにするためのアイソレート手段が必要である。この
実施例では、前段のＤＣ−ＤＣコンバータ２１を構成す
る第１のインダクタンス素子Ｌ1 がこのスイッチングイ
ンバータ回路２４の電流共振手段への干渉防止用インダ
クタンス素子を兼ねている。つまりこのインダクタンス
素子は、電流共振用コンデンサＣ4 で決まる共振周波数
の領域では十分大きなインピーダンスとなって、電流共
振用コンデンサＣ4 が前段の他のインピーダンス成分と
実質的に結合することを防止する。このインダクタンス
素子の兼用は、この実施例のスイッチングインバータ回
路２４の共振回路がトランスＴの一次側に設けられてい
ること、およびリップル除去という目的で設けられたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２１のインダクタンス素子Ｌ1 の値
がスイッチングインバータ２４の共振周波数において同
共振手段から他を分離できる程度の大きさのインピーダ
ンスを呈するのに適当なものであること、により可能と
なっている。

【００１２】次に図２の実施例の電源回路について、そ
の概略動作を説明する。端子Ｎ１，Ｎ２間に入力電圧が
与えられると、まず第１の起動回路２２が働いて、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２１が起動される。すなわち入力電圧
が与えられると、抵抗Ｒ１，ツェナーダイオードＺＤ１
により決まるバイアスで第１の起動回路２２のトランジ
スタＱ２がオンし、ダイオードＤ２で決定される電圧が
コンバータ２１のトランジスタＱ１のベースに与えられ
る。これにより、コンバータ２１の出力端子Ｎ３が電位
上昇する。この出力端子Ｎ３の電圧がある値になると、
第２の起動回路２６、すなわちスイッチングインバータ
回路内の抵抗Ｒ８により、トランジスタＱ６にベースバ
イアスが与えられて、トランスのタップＰ３により発振
が開始される。発振周波数はタイミング制御回路２７を
構成するインダクタンス素子Ｌ３とコンデンサＣ７の時
定数により決定される。またこの時、電圧共振および電
流共振が成立するように、トランスＴのインダクタンス
とコンデンサＣ４，Ｃ５の値が最適設定されている。こ
の電圧電流共振を利用したスイッチングインバータ回路
２４の詳細な動作は後に説明する。

【００１３】トランジスタＱ6 のオン，オフ動作が始ま
ると、トランスのタップＰ3 に得られる電圧が、ダイオ
ードＤ5 で整流され、コンデンサＣ2 で平滑される。す
なわち端子Ｎ4 の電圧がＰＷＭ回路２３の電源電圧とし
て与えられる。またタップＰ3 の電圧は、抵抗Ｒ7 とコ
ンデンサＣ3 からなる積分回路により三角波に変換さ
れ、その端子Ｎ5 の電圧がトランジスタＱ4 のベースに
与えられる。トランジスタＱ4 のベースには、端子Ｎ4
から抵抗Ｒ4 を介してベースバイアスが与えられ、トラ
ンジスタＱ5 がオフしている時はトランジスタＱ4 が常
時オンになるように、抵抗Ｒ4 ，Ｒ7 の値が設定されて
いる。そしてトランジスタＱ4 がオンすると、トランジ
スタＱ3 がオフになり、コンバータ２１のトランジスタ
Ｑ1 がオンするようになっている。コンバータ２１の出
力端子Ｎ3 が規定電圧に達すると、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 、ツ
ェナーダイオードＺＤ2 によりトランジスタＱ5 がオン
し、これはトランジスタＱ4 のベース電位を引き下げる
方向に働く。したがって端子Ｎ5 とＮ3 との間の電位関
係で、コンバータ２１のトランジスタＱ1 のオン期間を
制御するＰＷＭ変調が行われ、端子Ｎ3 の電位安定化が
図られる。

【００１４】ＰＷＭ動作に入ってコンバータ２１の出力
端子Ｎ3 の電圧が安定化された後は、第１の起動回路２
２は機能すべきではないので、自動的にその機能を停止
する。すなわち実施例の場合、トランジスタＱ2 のベー
スバイアスを決定するツェナーダイオードＺＤ1 の定電
圧ＶD が、コンバータ２１の出力端子Ｎ3 の安定化電圧
より低くなるように選ばれており、これにより安定動作
に入ると第１の起動回路２２が回路動作に関与しなくな
る。

【００１５】スイッチングインバータ回路２４の出力
は、トランスＴにより出力回路２５に結合され、整流，
平滑されて出力される。この二次側出力電圧がある値以
上になると、ツェナーダイオードＺＤ3 がオンしてフォ
トカプラＰＨが働き、ＰＷＭ回路２３にフィードバック
がかけられる。すなわちフォトカプラの受光トランジス
タが、ＰＷＭ回路のトランジスタＱ5 のエミッタに挿入
されたツェナーダイオードＺＤ2 に並列に入っており、
これがオンするとトランジスタＱ5 が順バイアスされ
る。トランジスタＱ5 がオンすると、トランジスタＱ4
はベース電位が引き下げられてオフし、トランジスタＱ
3 がオンになって、コンバータ２１のトランジスタＱ1
がオフ駆動される。このようなフィードバックによるＰ
ＷＭ制御によって、コンバータ２１の出力端子Ｎ3 の電
圧が下方修正されることになる。なおこの時、ツェナー
ダイオードＺＤ2 の定電圧は、最終的に動作している端
子Ｎ3 の電圧より低い値に選ばれる。

【００１６】次に、図２の実施例の各部の構成と動作を
詳しく説明する。図２の実施例で用いられている電流連
続モードのコンバータ２１は、これを４端子回路で分か
りやすく示せば、図４(a) のように表される。すなわち
コンバータ回路本体の入力端子に直列に第１のインダク
タンス素子Ｌ1 が挿入され、また基準端子との間に第２
のインダクタンス素子Ｌ2 が挿入されたものである。そ
のコンバータ回路本体の部分を具体的に示したのが、図
４(b) 〜(d) である。図４(b) は、コンデンサＣ1 とダ
イオードＤ1 の直列回路にスイッチング素子Ｓ1 が並列
接続されたものであり、これが図２の実施例に示したも
のである。図４(c) は、スイッチング素子Ｓ1 とコンデ
ンサＣ1 の直列回路にダイオードＤ1 を並列接続したも
の、図４(d) は、スイッチング素子Ｓ1 とダイオードＤ
1 の直列回路にコンデンサＣ1 を並列接続したものであ
り、これらも回路機能的には図４(b) と等価であり、図
２の実施例の回路をこれらで置換することができる。図
５(a) 〜(d) は、図４(a) 〜(d) の第１のインダクタン
ス素子Ｌ1 を出力端子側に持ってきたものである。これ
らも回路機能的には図４のものと等価であり、図２の実
施例の回路をこれらで置換することができる。

【００１７】この様な電流連続モードのＤＣ−ＤＣコン
バータの動作を、図２の実施例の回路、すなわち図４
(b) の回路構成を例にとって、図６を参照しながら次に
説明する。図６は、図４(b) の回路各部の電圧，電流波
形である。コンデンサＣ1 のインピーダンスはスイッチ
ング周波数において十分小さいものとする。この条件の
下で、スイッチング素子Ｓ1 をオン，オフ制御すると、
スイッチング素子Ｓ1 がオンのときはスイッチング素子
Ｓ1 を通して、またスイッチング素子Ｓ1 がオフのとき
はダイオードＤ1 を通して、出力電流ＩOUT が交互に得
られる。この時ダイオードＤ1 に流れる電流は、第２の
インダクタンス素子Ｌ2 とコンデンサＣ1 から供給され
るが、直流的には第２のインダクタンス素子Ｌ2 からし
か供給されないので、出力電流ＩOUT の値は第２のイン
ダクタンス素子Ｌ2 の電流ＩＬ2 となる。

【００１８】スイッチング素子Ｓ1 がオンしたとき、第
１のインダクタンス素子Ｌ1 に流れる電流ＩL1（入力電
流ＩINに等しい）は、出力側に流れるが、この時ダイオ
ードＤ1 は逆バイアスでオフ状態であり、第２のインダ
クタンス素子Ｌ2 に流れる電流ＩL2も、コンデンサＣ1
およびスイッチンク素子Ｓを通って出力側に流れる。し
たがって出力電流ＩOUT は、ＩOUT ＝ＩL1＋ＩL2 となる。一方、スイッチング素子Ｓ1 がオフになると、
ダイオードＤ1 がオンして第２のインダクタンス素子Ｌ
2 に流れる電流ＩL2がダイオードＤ2 を通って出力側に
流れる。この時第１のインダクタンス素子Ｌ1 を流れる
電流ＩL1は、スイッチング素子Ｓ1 がオフであるのでコ
ンデンサＣ1 ，ダイオードＤ1 を通ってやはり出力側に
流れる。したがってこの時も出力電流はＩOUT ＩOUT ＝ＩL1＋ＩL2 となる。

【００１９】このようにして、このＤＣ−ＤＣコンバー
タは、出力電流ＩOUT が連続モードとなる。またコンデ
ンサＣ1 の電流ＩC1は交番し、その両端電圧はほぼ入力
電圧ＶINに等しくなる。またこの回路は、スイッチング
素子Ｓ1 ，ダイオードＤ1 の両端電圧が最大で入力電圧
ＶINであり、またその電流は出力電流ＩOUT に等しい。
これは、従来のＢＵＣＫ型コンバータと同じである。デ
ューティも１００％まで使用できるため、ＢＵＣＫ型の
長所を全て備えている。

【００２０】一方、図４(b) の回路構成では、第１のイ
ンダクタンス素子Ｌ1 と第２のインダクタンス素子Ｌ2
の両端電圧は常に等しくなる。その様子を図７に示す。
図７は、一例として、１０Ｖ，１Ａを５Ｖ，２Ａに変換
する場合を示しているが、第１のインダクタンス素子Ｌ
1 と第２のインダクタンス素子Ｌ2 の両端電圧Ｖ1 ，Ｖ
2 は図示のように振動する。したがってこれらのインダ
クタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 を一つのコアに巻いて一体化す
ることができるのであって、図２ではその場合の構成を
示している。図４(b) の他に、図５(b) の構成を用いた
場合にも、同様の理由で第１，第２のインダクタンス素
子Ｌ1 ，Ｌ2 をコア共有とすることができる。

【００２１】次に、図２のスイッチングインバータ回路
２４の動作を、図８を参照しながら詳しく説明する。前
述のようにコンバータ２１が起動されて端子Ｎ3 に電圧
が得られると、第２の起動回路２６によってスイッチン
グインバータ回路２４が動作開始して、得られた出力電
圧を交流に変換する。トランジスタＱ6 がオンすると、
これに電流が流れるが、この時コンデンサＣ4 とトラン
スＴの漏れインダクタンスによる直列共振回路が働い
て、図８に示すような正弦波の振動電流となる。そして
トランジスタＱ6 の主電流がほぼ零の点で、このトラン
ジスタＱ6 がオフ駆動される。トランジスタＱ6 がオフ
になると、コンデンサＣ5 とトランスＴのタップＰ1 の
自己インダクタンスによる並列共振回路が働いて、トラ
ンジスタＱ6 の端子電圧は図８に示すように正弦波状に
振動する。そしてトランジスタＱ6はその両端電圧がほ
ぼ零の点でオフ駆動される。

【００２２】この様にトランジスタＱ6 の電流がほぼ零
の点でオフ駆動され、両端電圧がほぼ零の点でオン駆動
されるように、直列共振回路（電流共振回路）と並列共
振回路（電圧共振回路）、およびタイミング制御回路２
７のそれぞれの時定数が設定されている。この結果この
スイッチングインバータ回路２４では、電流波形，電圧
波形共に正弦波となり、高調波のない交流出力が得られ
ることになる。また、トランジスタＱ6 のベース電流が
ＬＣ共振によってコレクタの共振電流波形と相似になっ
ており、これにより高効率が実現されている。トランジ
スタＱ6 のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサ
Ｃ6 は、トランジスタＱ6 のターンオフ時にベース電圧
を負にして、ターンオフ電流を確保しており、高速ター
ンオフを可能としている。

【００２３】以上のようにしてこの実施例によれば、前
段のＤＣ−ＤＣコンバータ２１は電流連続モードとなっ
ており、ノイズが少ない。後段のスイッチングインバー
タ回路２４も電流電圧共振によって零電圧，零電流でオ
ン，オフされるため、ノイズが低減されている。したが
って、全体として極めて低ノイズのスイッチング電源が
得られることになる。また、スイッチングインバータ回
路２４では、スイッチング素子であるトランジスタＱ6
が零電圧，零電流でオン，オフされる結果、損失が少な
く、発熱の小さい高効率電源となる。

【００２４】またこの実施例では、スイッチングインバ
ータ回路２４は、トランスＴの一次側に電圧共振回路，
電流共振回路を構成している。一般に小型のスイッチン
グ電源は、この実施例でもそうであるように、一次側が
高電圧，小電流で、二次側は低電圧，大電流というもの
が多い。この場合、二次側でトランスの漏れインダクタ
ンスを利用して電流共振回路を構成すると、コンデンサ
の容量値が大きいものとなる。何故なら、巻数比によっ
て、二次側から見た漏れインダクタンスは一次側から見
たそれより小さいからである。しかもこれは巻数比の二
乗で影響してくるため、トランス二次側漏れインダクタ
ンスを利用すると電流共振用コンデンサＣ4 の容量値は
例えば１０μＦ程度にも大きくなってしまう。この種電
流共振用コンデンサとしては、リップル電流特性とか高
周波特性、或いは経時変化等の観点から見て、フィルム
コンデンサ等が望ましいが、この様な容量値のフィルム
コンデンサは形状寸法が極めて大きなものとなってしま
う。なおケミカルコンデンサを用いれば、この程度の容
量のものは形状寸法が小さく好都合であるが、リップル
電流特性とか高周波特性が劣り、また経時変化も大きい
ので用いることができない。これに対して一次側であれ
ば、漏れインダクタンスが大きいので必要な共振容量は
小さくなり、更に動作条件も高電圧，小電流であるか
ら、電流共振用コンデンサＣ4 としてフィルムコンデン
サを用いることができる。これにより共振のＱも大きく
とることができ、また電源全体を小型にすることができ
る。

【００２５】更にこの実施例では、前段のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに設けられた第１のインダクタンス素子Ｌ1
は、スイッチングインバータ回路の電流共振回路が他と
干渉することを防止する干渉防止用インダクタンス素子
として用いられている。これは、この実施例のスイッチ
ングインバータ回路２４が一次側で電流共振回路を構成
している結果、可能となっている。そしてこのことは、
図９に示すように多出力電源を構成する場合非常に有利
になる。もし、図９のような多出力電源回路を、二次側
に電流共振回路を持ってきて構成すると、二次側の各出
力回路にそれぞれ干渉防止用および平滑用インダクタン
スが必要となる。これはスイッチング電源の小型化を阻
害することになる。この実施例ではしたがって多出力と
した場合に、効果的に電源の小型化が図られる。

【００２６】図２の実施例では、スイッチングインバー
タ回路２４がトランジスタ一個を用いたいわゆる一石式
であって、電流共振回路，電圧共振回路共にトランスＴ
の一次側に形成した。しかしこの発明はこれに限られる
わけではなく、他の形式のスイッチングインバータ回路
を用いることもできる。すなわち、一石式のスイッチン
グインバータ回路は、図１０〜図１３に示すような構成
が考えられるが、これらのいずれでも用いることができ
る。図１０は、電圧共振回路がコンデンサＣ5 とトラン
スの一次側巻線の自己インダクタンスにより一次側に構
成され、二次側にトランスの漏れインダクタンスとコン
デンサＣ4 により電流共振回路が構成されたものであ
る。この場合、二次側に干渉防止および平滑用インダク
タンス素子ＬF が設けられる。図１１は、図１０の構成
を基本として、一次側にクランプ用ダイオードＤ6 が設
けられたものである。図１２は、電流共振回路，電圧共
振回路共にトランスＴの一次側に構成された例である。
この場合、干渉防止用インダクタンス素子ＬF は一次側
に設けられる。図１３は、図１２の構成を基本として、
一次側にクランプ用ダイオードＤ6 が設けられたもので
ある。この図１３の構成がすなわち、図２の実施例のも
のである。但し前述のように図２の実施例では、前段コ
ンバータが第１のインダクタンス素子によって出力イン
ピーダンスにインダクタンス成分が入るため、第１のイ
ンダクタンス素子がそのまま干渉防止用インダクタンス
素子として用いられている。図１２の構成を用いた場合
にも、同様の理由で干渉防止用インダクタンス素子の共
用が可能である。

【００２７】図２の実施例におけるスイッチングインバ
ータ回路２４のトランス一次側には、クランプ用ダイオ
ードＤ6 が設けられているが、これは電圧共振によって
決まるピーク電圧を抑制するためである。このことは次
のような意味を持つ。第１に、ピーク電圧を抑制するも
のがないと、部品のばらつきや設計ミス等により、素子
破壊の原因になる。クランプ用ダイオードを設けること
によってこの様な破壊が防止され、信頼性が向上する。
第２に、トランジスタＱ6 のオン時間を相対的に長くす
ることができる。すなわち図１４(a) (b) に比較して示
したように、ピーク電圧Ｖp を抑制しない図１４(a) の
場合には、ピーク電圧が大きい割にオン期間の比率を大
きくすることが難しい。これに対して、図１４(b) に示
すようにピーク電圧Ｖp をクランプによって決めると、
トランジスタＱ6 のオン期間を長くすることができる。
何故なら、共振電圧波形の正の半波と負の半波の面積は
等しく、図１４(a) では、Ｓ1 ＝Ｓ2 であり、図１４
(b) では、Ｓ1 ′＝Ｓ2 ′である。正弦波のままでピー
ク値がＶp の場合の面積Ｓ1 とクランプして同じピーク
値Ｖp とした場合の面積Ｓ1′とでは、Ｓ1 ′＞Ｓ1 と
なり、したがってＳ2 ′＞Ｓ2 となるからである。そし
てトランジスタＱ6 のオン期間を長くできることから、
共振電流のピークを小さくできることになる。

【００２８】またこの発明は、スイッチング素子を二個
用いたいわゆる二石式のスイッチングインバータ回路を
用いることもできる。そのスイッチングインバータ回路
構成を、図１５〜図１７に示す。図１５は、二つのスイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 を用い、電流共振用コンデンサ
Ｃ4 ，電圧共振用コンデンサＣ5 共にトランスＴの一次
側に配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバ
ータ回路である。図１６は、図１５の構成を基本とし
て、電流共振用コンデンサＣ4 をトランスＴの二次側に
配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバータ
回路である。図１７は、プッシュプル形式として、電圧
共振回路，電流共振回路共にトランスＴの一次側に形成
したものである。図１８は、やはりプッシュプル形式と
して、電流共振回路をトランスＴの二次側に形成したも
のである。これらのうち、電流共振回路を一次側に形成
した図１５または図１７をこの発明で用いる場合には、
先の実施例で説明したように干渉防止用インダクタンス
素子ＬF を前段のインダクタンス素子と兼用とすること
ができる。

【００２９】次に図２の実施例でのスイッチングインバ
ータ回路２４におけるタイミング制御回路２７および第
２の起動回路２６の部分の変形例を幾つか説明する。図
１９は、トランジスタＱ6 を駆動するタイミング制御回
路として、図２の実施例のＬＣ回路に代わり、トランジ
スタＱ10、抵抗Ｒ10，Ｒ11，コンデンサＣ10，Ｃ11，ダ
イオードＤ10を用いた発振回路を構成した例である。図
２０は、図２の実施例では抵抗Ｒ8 のみで構成していた
第２の起動回路２６部の変形例である。ここでは、第２
の起動回路２６部に、ＰＮＰトランジスタＱ11を付加
し、これに所定のバイアスを与えるダイオードＤ11，Ｄ
12，Ｄ13、抵抗Ｒ12およびコンデンサＣ12からなるバイ
アス回路を設けている。前段のＤＣ−ＤＣコンバータが
起動されて端子Ｎ3 の電位がある値まで上昇すると、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ11がオンして、スイッチングインバ
ータ回路のスイッチング素子であるトランジスタＱ6 に
大きなベース電流を供給して起動する。すなわち起動が
強化されている。安定状態にはいると、コンデンサＣ12
の電圧によりＰＮＰトランジスタＱ11はオフとなって、
第２の起動回路２６はその機能を停止する。これによ
り、ベース電流を多くして起動を強化した時の起動用抵
抗での発熱を抑制することができる。図２１は、同様に
第２の起動回路２６の変形例である。ここでは、二つの
ＰＮＰトランジスタＱ13，Ｑ14と、抵抗Ｒ13，Ｒ14，Ｒ
15およびツェナーダイオードＺＤ10によるバイアス回路
が構成されている。この場合は、やはり端子Ｎ3 の電位
がある程度上昇すると、ＰＮＰトランジスタＱ13がオン
してトランジスタＱ6にベース電流を供給する。更に端
子Ｎ3 の電位が上昇すると、ＰＮＰトランジスタＱ14が
オンしてトランジスタＱ13の順方向バイアスが浅くな
り、トランジスタＱ6 に供給されるベース電流が抑制さ
れる。すなわち入力電圧に応じてトランジスタＱ6 に対
するベース電流が制御され、図２０と同様に起動の強化
による発熱の増大を抑制することができる。

【００３０】

【発明の効果】以上詳細に説明したようにこの発明によ
れば、電流連続モードのＤＣ−ＤＣコンバータと電圧電
流共振型スイッチングインバータ回路の組み合わせによ
って、極めて低ノイズでかつ極めて高効率のスイッチン
グ電源を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例の電源回路の概略構成を示すブロック
図。

【図２】実施例の電源回路の具体的構成を示す図。

【図３】トランスの等価回路を示す図。

【図４】電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの構成を
示す図。

【図５】電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの構成を
示す図。

【図６】電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータの動作波
形を示す図。

【図７】インダクタンス素子のコア共有を説明するため
の図。

【図８】スイッチングインバータ回路の動作波形を示す
図。

【図９】多出力電源構成を示す図。

【図１０】一次側電圧共振，二次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。

【図１１】一次側電圧共振，二次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。

【図１２】一次側電圧共振，一次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。

【図１３】一次側電圧共振，一次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。

【図１４】電圧クランプの効果を説明するための図。

【図１５】一次側電圧共振，一次側電流共振の二石式ハ
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。

【図１６】一次側電圧共振，二次側電流共振の二石式ハ
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。

【図１７】一次側電圧共振，一次側電流共振の二石式プ
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。

【図１８】一次側電圧共振，二次側電流共振の二石式プ
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。

【図１９】タイミング制御回路の変形例を示す図。

【図２０】第２の起動回路の変形例を示す図。

【図２１】第２の起動回路の変形例を示す図。

【符号の説明】

１１…電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ、１２…電
流電圧共振型スイッチングインバータ回路、１３…出力
回路、２１…電流連続モードＤＣ−ＤＣコンバータ、２
２…第１の起動回路、２３…ＰＷＭ回路、２４…電流電
圧共振型スイッチングインバータ回路、２５…出力回
路、２６…第２の起動回路、２７…タイミング制御回
路、Ｌ1 …第１のインダクタンス素子、Ｌ2 …第２のイ
ンダクタンス素子、Ｑ1 …ｎｐｎトランジスタ（スイッ
チング素子）、Ｑ6…ｎｐｎトランジスタ（スイッチン
グ素子）、Ｃ4 …電流共振用コンデンサ、Ｃ5 …電圧共
振用コンデンサ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ＤＣ−ＤＣコンバータと、このＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力端子に接続されたスイッチングイン
バータ回路と、このスイッチングインバータ回路の出力
を整流平滑して直流出力を取り出す出力回路とを有する
電源回路であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子と出力端子の間に第１のインダクタンス素子を
介して接続された第１のコンデンサとダイオードの直列
回路と、この直列回路に並列接続されて前記スイッチングインバ
ータ回路の出力に応じてオンオフ制御が行われる第１の
スイッチングトランジスタと、前記第１のコンデンサとダイオードの接続ノードと基準
端子の間に挿入された第２のインダクタンス素子とを備
え、前記スイッチングインバータ回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子に出力トランスの
一次巻線を介して接続された第２のスイッチングトラン
ジスタと、この第２のスイッチングトランジスタのオン時の主電流
を共振させる電流共振回路と、前記第２のスイッチングトランジスタのオフ時の両端電
圧を共振させる電圧共振回路と、前記第２のスイッチングトランジスタを、その主電流が
ゼロの状態でオフ駆動し、両端電圧がゼロの状態でオン
駆動するための時定数回路を有するタイミング制御手段
とを備えたことを特徴とする電源回路。
【請求項２】前記ＤＣ−ＤＣコンバータの第１のイン
ダクタンス素子と第２のインダクタンス素子は共通のコ
アに巻かれて一体化されていることを特徴とする請求項
１記載の電源回路。
【請求項３】前記ＤＣ−ＤＣコンバータの第１のイン
ダクタンス素子は、前記スイッチングインバータ回路の
電流共振回路に対する干渉防止用素子を兼ねていること
を特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項４】前記電流共振回路は、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力端子と基準電位端子の間に設けられたコ
ンデンサと前記出力トランスの漏れインダクタンスとに
より構成され、前記電圧共振回路は、前記第２のスイッチングトランジ
スタのコレクタ・エミッタ間に接続されたコンデンサと
前記出力トランスの一次巻線の自己インダクタンスとに
より構成されることを特徴とする請求項１記載の電源回
路。