JP3151932B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JP3151932B2 JP3151932B2 JP13431192A JP13431192A JP3151932B2 JP 3151932 B2 JP3151932 B2 JP 3151932B2 JP 13431192 A JP13431192 A JP 13431192A JP 13431192 A JP13431192 A JP 13431192A JP 3151932 B2 JP3151932 B2 JP 3151932B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- output
- converter
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、共振型スイッチング
インバータ形式の電源回路に関する。
インバータ形式の電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の直流電源回路構成は、大型の電源
トランスを用い、その一次巻線に商用AC電源を接続
し、二次側出力を整流平滑するものが一般的であった。
これとは別にスイッチング電源と称される小型軽量の電
源があった。これには、トランジスタ,サイリスタ等の
スイッチング素子を用いたハーフブリッジ,フルブリッ
ジ,プッシュプル形式等のスイッチングインバータ電源
があった。しかし、従来のスイッチングインバータ形式
の電源は、動作電流,動作電圧共に方形波となるため、
スイッチングノイズが多かった。また基本的に高周波動
作となるために、整流ダイオードの回復時間やスイッチ
ングトランジスタのターンオフ時間での電力損失が大き
く、発熱が問題になっていた。近年、この様なスイッチ
ング電源において、共振を利用して電流または電圧波形
を正弦波に近付けることで、ノイズの低減と効率向上を
図ることが提案されている(例えば、特開昭64−43
062号公報、特開平1−91659号公報等)。
トランスを用い、その一次巻線に商用AC電源を接続
し、二次側出力を整流平滑するものが一般的であった。
これとは別にスイッチング電源と称される小型軽量の電
源があった。これには、トランジスタ,サイリスタ等の
スイッチング素子を用いたハーフブリッジ,フルブリッ
ジ,プッシュプル形式等のスイッチングインバータ電源
があった。しかし、従来のスイッチングインバータ形式
の電源は、動作電流,動作電圧共に方形波となるため、
スイッチングノイズが多かった。また基本的に高周波動
作となるために、整流ダイオードの回復時間やスイッチ
ングトランジスタのターンオフ時間での電力損失が大き
く、発熱が問題になっていた。近年、この様なスイッチ
ング電源において、共振を利用して電流または電圧波形
を正弦波に近付けることで、ノイズの低減と効率向上を
図ることが提案されている(例えば、特開昭64−43
062号公報、特開平1−91659号公報等)。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来提案され
ている共振型スイッチング電源は、スイッチング素子の
オン,オフのタイミング設定が難しく、この設定が不十
分であると効率向上が図れない。また共振型といって
も、実際には電流または電圧波形の一方を共振によって
正弦波に近付けるものがほとんどであり、これらのスイ
ッチング回路から生じるノイズは電圧によるものと電流
によるものの双方があることを考慮すると、ノイズ低減
にも限界があった。この発明は上記の点に鑑みなされた
もので、極めて高効率かつ低ノイズのスイッチングイン
バータ形式の電源回路を提供することを目的とする。
ている共振型スイッチング電源は、スイッチング素子の
オン,オフのタイミング設定が難しく、この設定が不十
分であると効率向上が図れない。また共振型といって
も、実際には電流または電圧波形の一方を共振によって
正弦波に近付けるものがほとんどであり、これらのスイ
ッチング回路から生じるノイズは電圧によるものと電流
によるものの双方があることを考慮すると、ノイズ低減
にも限界があった。この発明は上記の点に鑑みなされた
もので、極めて高効率かつ低ノイズのスイッチングイン
バータ形式の電源回路を提供することを目的とする。
【0004】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電源回路
は、DC−DCコンバータと、このDC−DCコンバー
タの出力端子に接続されたスイッチングインバータ回路
と、このスイッチングインバータ回路の出力を整流平滑
して直流出力を取り出す出力回路とを有する電源回路で
あって、前記DC−DCコンバータは、入力端子と出力
端子の間に第1のインダクタンス素子を介して接続され
た第1のコンデンサとダイオードの直列回路と、この直
列回路に並列接続されて前記スイッチングインバータ回
路の出力に応じてオンオフ制御が行われる第1のスイッ
チングトランジスタと、前記第1のコンデンサとダイオ
ードの接続ノードと基準端子の間に挿入されて、前記第
1のインダクタンス素子と共通のコアに巻かれて一体化
された第2のインダクタンス素子とを備え、前記スイッ
チングインバータ回路は、前記DC−DCコンバータの
出力端子に出力トランスの一次巻線を介して接続された
第2のスイッチングトランジスタと、この第2のスイッ
チングトランジスタのオン時の主電流を共振させる電流
共振回路と、前記第2のスイッチングトランジスタのオ
フ時の両端電圧を共振させる電圧共振回路と、前記第2
のスイッチングトランジスタを、その主電流がゼロの状
態でオフ駆動し、両端電圧がゼロの状態でオン駆動する
ための時定数回路を有するタイミング制御手段とを備え
たことを特徴とする。
は、DC−DCコンバータと、このDC−DCコンバー
タの出力端子に接続されたスイッチングインバータ回路
と、このスイッチングインバータ回路の出力を整流平滑
して直流出力を取り出す出力回路とを有する電源回路で
あって、前記DC−DCコンバータは、入力端子と出力
端子の間に第1のインダクタンス素子を介して接続され
た第1のコンデンサとダイオードの直列回路と、この直
列回路に並列接続されて前記スイッチングインバータ回
路の出力に応じてオンオフ制御が行われる第1のスイッ
チングトランジスタと、前記第1のコンデンサとダイオ
ードの接続ノードと基準端子の間に挿入されて、前記第
1のインダクタンス素子と共通のコアに巻かれて一体化
された第2のインダクタンス素子とを備え、前記スイッ
チングインバータ回路は、前記DC−DCコンバータの
出力端子に出力トランスの一次巻線を介して接続された
第2のスイッチングトランジスタと、この第2のスイッ
チングトランジスタのオン時の主電流を共振させる電流
共振回路と、前記第2のスイッチングトランジスタのオ
フ時の両端電圧を共振させる電圧共振回路と、前記第2
のスイッチングトランジスタを、その主電流がゼロの状
態でオフ駆動し、両端電圧がゼロの状態でオン駆動する
ための時定数回路を有するタイミング制御手段とを備え
たことを特徴とする。
【0005】
【作用】この発明によると、前段のDC−DCコンバー
タは、第1,第2のインダクタンス素子の働きによっ
て、スイッチングに伴う出力電流の不連続がなくなり、
電流連続モードとなって、ここでのノイズが低減され
る。またDC−DCコンバータにつながる後段のスイッ
チングインバータ回路では、電流共振と電圧共振を利用
しており、電流波形,電圧波形共に正弦波状になり、ス
イッチング素子は電流零の状態でオフ駆動され、両端電
圧が零の状態でオン駆動される。これにより、スイッチ
ング素子での損失が極めて小さいものとなり、極めて高
い効率が得られる。また、スイッチングノイズが大きく
低減され、高調波等の不要輻射等が極めて小さいものと
なる。したがってこの発明によれば、全体として極めて
高効率で低ノイズのスイッチング電源が得られる。
タは、第1,第2のインダクタンス素子の働きによっ
て、スイッチングに伴う出力電流の不連続がなくなり、
電流連続モードとなって、ここでのノイズが低減され
る。またDC−DCコンバータにつながる後段のスイッ
チングインバータ回路では、電流共振と電圧共振を利用
しており、電流波形,電圧波形共に正弦波状になり、ス
イッチング素子は電流零の状態でオフ駆動され、両端電
圧が零の状態でオン駆動される。これにより、スイッチ
ング素子での損失が極めて小さいものとなり、極めて高
い効率が得られる。また、スイッチングノイズが大きく
低減され、高調波等の不要輻射等が極めて小さいものと
なる。したがってこの発明によれば、全体として極めて
高効率で低ノイズのスイッチング電源が得られる。
【0006】
【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図1は、この発明の一実施例に係るスイッ
チング電源回路の概略構成である。図示のようにこの電
源回路は、前段に電流連続モードDC−DCコンバータ
11があり、後段にこのコンバータ11の出力を交流に
変換する電流電圧共振型スイッチングインバータ回路1
2および、その出力を整流平滑して取り出す出力回路1
3が設けられている。DC−DCコンバータ11は、後
述のように通常のコンバータにインダクタンス素子が付
加されて、出力電流が連続モードとなるように工夫され
ている。またスイッチングインバータ回路12は、これ
も後述するように電流共振と電圧共振を共に利用した共
振型である。
を説明する。図1は、この発明の一実施例に係るスイッ
チング電源回路の概略構成である。図示のようにこの電
源回路は、前段に電流連続モードDC−DCコンバータ
11があり、後段にこのコンバータ11の出力を交流に
変換する電流電圧共振型スイッチングインバータ回路1
2および、その出力を整流平滑して取り出す出力回路1
3が設けられている。DC−DCコンバータ11は、後
述のように通常のコンバータにインダクタンス素子が付
加されて、出力電流が連続モードとなるように工夫され
ている。またスイッチングインバータ回路12は、これ
も後述するように電流共振と電圧共振を共に利用した共
振型である。
【0007】図2は、図1を具体化した実施例の電源回
路構成である。電流連続モードDC−DCコンバータ2
1は、スイッチング素子としてのNPNトランジスタQ
1 とダイオードD1 の直列回路に対して並列にコンデン
サC1 が接続された基本回路を有する。その入力端子N
1 には第1のインダクタンス素子L1 が挿入され、また
ダイオードD1 とコンデンサC1 の接続ノードと基準端
子N2 との間に第2のインダクタンス素子L2 が挿入さ
れている。この実施例では、第1,第2のインダクタン
ス素子L1 ,L2 は一つのコアに巻かれて、一体化され
ている。第1の起動回路22は、コンバータ21に入力
直流電圧(例えば商用AC電源を整流回路で整流して得
られるもの)が供給された時にそのスイッチング素子で
あるトランジスタQ1 を起動するための回路である。第
1の起動回路22は、コレクタが入力端子N1 に接続さ
れ、エミッタがダイオードD2 を介してコンバータ21
のトランジスタQ1 のベースに接続されたNPNトラン
ジスタQ2 と、これにバイアスを与えるツェナーダイオ
ードZD1 および抵抗R1 により構成されている。
路構成である。電流連続モードDC−DCコンバータ2
1は、スイッチング素子としてのNPNトランジスタQ
1 とダイオードD1 の直列回路に対して並列にコンデン
サC1 が接続された基本回路を有する。その入力端子N
1 には第1のインダクタンス素子L1 が挿入され、また
ダイオードD1 とコンデンサC1 の接続ノードと基準端
子N2 との間に第2のインダクタンス素子L2 が挿入さ
れている。この実施例では、第1,第2のインダクタン
ス素子L1 ,L2 は一つのコアに巻かれて、一体化され
ている。第1の起動回路22は、コンバータ21に入力
直流電圧(例えば商用AC電源を整流回路で整流して得
られるもの)が供給された時にそのスイッチング素子で
あるトランジスタQ1 を起動するための回路である。第
1の起動回路22は、コレクタが入力端子N1 に接続さ
れ、エミッタがダイオードD2 を介してコンバータ21
のトランジスタQ1 のベースに接続されたNPNトラン
ジスタQ2 と、これにバイアスを与えるツェナーダイオ
ードZD1 および抵抗R1 により構成されている。
【0008】DC−DCコンバータ21の出力端子N3
には、その出力電圧を入力とする電流電圧共振型スイッ
チングインバータ回路24が接続されている。このスイ
ッチングインバータ回路24は、スイッチング素子とし
てのNPNトランジスタQ6、このトランジスタQ6の
ベースと端子N3の間に接続された抵抗R8からなる第
2の起動回路26、トランジスタQ6のオン,オフのタ
イミングを制御するインダクタンス素子L3とコンデン
サC7からなるタイミング制御回路27等を有する。ま
た、端子N3と基準端子N2間に設けられたコンデンサ
C4と出力トランスTの漏れインダクタンスが、インバ
ータの出力電流に対して直列の入る電流共振回路(直列
共振回路)を構成し、トランジスタQ6のコレクタ・エ
ミッタ間に接続されたコンデンサC5とトランスTの一
次巻線タップP1の自己インダクタンスがインバータの
出力電圧に対して並列に入る電圧共振回路(並列共振回
路)を構成している。すなわちトランスTは、等価的に
図3に示すように、理想トランスと漏れインダクタンス
及び自己インダクタンスにより表され、この漏れインダ
クタンスと自己インダクタンスがそれぞれ、電流共振回
路,電圧共振回路に利用されている。トランジスタQ6
のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサC6,ダ
イオードD7はそれぞれ、タイミング調整用,過電圧保
護用である。出力トランスTの一次巻線には追加タップ
P4が設けられて、これと基準端子N2との間にクラン
プ用ダイオードD6が接続されている。
には、その出力電圧を入力とする電流電圧共振型スイッ
チングインバータ回路24が接続されている。このスイ
ッチングインバータ回路24は、スイッチング素子とし
てのNPNトランジスタQ6、このトランジスタQ6の
ベースと端子N3の間に接続された抵抗R8からなる第
2の起動回路26、トランジスタQ6のオン,オフのタ
イミングを制御するインダクタンス素子L3とコンデン
サC7からなるタイミング制御回路27等を有する。ま
た、端子N3と基準端子N2間に設けられたコンデンサ
C4と出力トランスTの漏れインダクタンスが、インバ
ータの出力電流に対して直列の入る電流共振回路(直列
共振回路)を構成し、トランジスタQ6のコレクタ・エ
ミッタ間に接続されたコンデンサC5とトランスTの一
次巻線タップP1の自己インダクタンスがインバータの
出力電圧に対して並列に入る電圧共振回路(並列共振回
路)を構成している。すなわちトランスTは、等価的に
図3に示すように、理想トランスと漏れインダクタンス
及び自己インダクタンスにより表され、この漏れインダ
クタンスと自己インダクタンスがそれぞれ、電流共振回
路,電圧共振回路に利用されている。トランジスタQ6
のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサC6,ダ
イオードD7はそれぞれ、タイミング調整用,過電圧保
護用である。出力トランスTの一次巻線には追加タップ
P4が設けられて、これと基準端子N2との間にクラン
プ用ダイオードD6が接続されている。
【0009】DC−DCコンバータ21の出力端子N3
にはまた、そのスイッチング素子であるNPNトランジ
スタQ1のオン,オフの時間制御を行うパルス幅変調
(PWM)回路23が設けられている。PWM回路23
は、NPNトランジスタQ3,Q4、抵抗R2,R3,
R4、ダイオードD4等からなる駆動回路部を基本とす
る。この駆動回路部は、トランスTのタップP3部分か
ら取り出された交流電圧をダイオードD5で整流し、コ
ンデンサC2で平滑した端子N4の直流電圧と、同じく
一次巻線タップP3から取り出された電圧を抵抗R7と
コンデンサC3からなる積分回路で積分して得られる、
端子N5の三角波電圧により制御されるようになってい
る。端子N4の電圧は、抵抗R2およびダイオードD3
を介してコンバータ21のスイッチング・トランジスタ
Q1のコレクタに供給され、抵抗R2およびダイオード
D4を介してスイッチング・トランジスタQ1のベース
に供給されるが、これらのダイオードD3,D4はコン
バータ21のスイッチング・トランジスタQ1を常に非
飽和の領域で動作させるために設けられている。PWM
回路23はまた、その駆動回路部のトランジスタQ4を
端子N3の電圧に応じて制御するため、NPNトランジ
スタQ5、ツェナーダイオードZD2、抵抗R5,R6
からなる制御回路部が設けられている。
にはまた、そのスイッチング素子であるNPNトランジ
スタQ1のオン,オフの時間制御を行うパルス幅変調
(PWM)回路23が設けられている。PWM回路23
は、NPNトランジスタQ3,Q4、抵抗R2,R3,
R4、ダイオードD4等からなる駆動回路部を基本とす
る。この駆動回路部は、トランスTのタップP3部分か
ら取り出された交流電圧をダイオードD5で整流し、コ
ンデンサC2で平滑した端子N4の直流電圧と、同じく
一次巻線タップP3から取り出された電圧を抵抗R7と
コンデンサC3からなる積分回路で積分して得られる、
端子N5の三角波電圧により制御されるようになってい
る。端子N4の電圧は、抵抗R2およびダイオードD3
を介してコンバータ21のスイッチング・トランジスタ
Q1のコレクタに供給され、抵抗R2およびダイオード
D4を介してスイッチング・トランジスタQ1のベース
に供給されるが、これらのダイオードD3,D4はコン
バータ21のスイッチング・トランジスタQ1を常に非
飽和の領域で動作させるために設けられている。PWM
回路23はまた、その駆動回路部のトランジスタQ4を
端子N3の電圧に応じて制御するため、NPNトランジ
スタQ5、ツェナーダイオードZD2、抵抗R5,R6
からなる制御回路部が設けられている。
【0010】スイッチングインバータ回路24の出力
は、出力トランスTを介して出力回路25に結合されて
いる。出力トランスTはこの実施例の場合、一次巻線の
巻数n1 と二次巻線の巻数n2 とが、n1 >n2 であ
る。すなわち一次側が高電圧,小電流、二次側が低電
圧,大電流となっている。出力回路はこの実施例では、
整流ダイオードD8 、平滑用コンデンサCOUT の他、そ
の出力電圧が過大になったことをチェックして帰還制御
するためのツェナーダイオードZD3 とフォトカプラP
Hを有する。フォトカプラPHの発光部は二つの出力端
子間にツェナーダイオードZD3 と直列接続され、受光
トランジスタ部はPWM回路23のトランジスタQ5 の
エミッタと基準端子N2 間に、ツェナーダイオードZD
2 を短絡するように接続されている。これにより、二次
側の出力電圧がある値以上に大きくなった時に、これを
下げるべくPWM回路23に帰還がかけられる。
は、出力トランスTを介して出力回路25に結合されて
いる。出力トランスTはこの実施例の場合、一次巻線の
巻数n1 と二次巻線の巻数n2 とが、n1 >n2 であ
る。すなわち一次側が高電圧,小電流、二次側が低電
圧,大電流となっている。出力回路はこの実施例では、
整流ダイオードD8 、平滑用コンデンサCOUT の他、そ
の出力電圧が過大になったことをチェックして帰還制御
するためのツェナーダイオードZD3 とフォトカプラP
Hを有する。フォトカプラPHの発光部は二つの出力端
子間にツェナーダイオードZD3 と直列接続され、受光
トランジスタ部はPWM回路23のトランジスタQ5 の
エミッタと基準端子N2 間に、ツェナーダイオードZD
2 を短絡するように接続されている。これにより、二次
側の出力電圧がある値以上に大きくなった時に、これを
下げるべくPWM回路23に帰還がかけられる。
【0011】スイッチングインバータ回路24の入力端
子間に電流共振用コンデンサC4 が直接的に露見してい
る。入力側に如何なる回路が接続された場合でもこの電
流共振用コンデンサC4 に対して他の回路が干渉しない
ようにするためのアイソレート手段が必要である。この
実施例では、前段のDC−DCコンバータ21を構成す
る第1のインダクタンス素子L1 がこのスイッチングイ
ンバータ回路24の電流共振手段への干渉防止用インダ
クタンス素子を兼ねている。つまりこのインダクタンス
素子は、電流共振用コンデンサC4 で決まる共振周波数
の領域では十分大きなインピーダンスとなって、電流共
振用コンデンサC4 が前段の他のインピーダンス成分と
実質的に結合することを防止する。このインダクタンス
素子の兼用は、この実施例のスイッチングインバータ回
路24の共振回路がトランスTの一次側に設けられてい
ること、およびリップル除去という目的で設けられたD
C−DCコンバータ21のインダクタンス素子L1 の値
がスイッチングインバータ24の共振周波数において同
共振手段から他を分離できる程度の大きさのインピーダ
ンスを呈するのに適当なものであること、により可能と
なっている。
子間に電流共振用コンデンサC4 が直接的に露見してい
る。入力側に如何なる回路が接続された場合でもこの電
流共振用コンデンサC4 に対して他の回路が干渉しない
ようにするためのアイソレート手段が必要である。この
実施例では、前段のDC−DCコンバータ21を構成す
る第1のインダクタンス素子L1 がこのスイッチングイ
ンバータ回路24の電流共振手段への干渉防止用インダ
クタンス素子を兼ねている。つまりこのインダクタンス
素子は、電流共振用コンデンサC4 で決まる共振周波数
の領域では十分大きなインピーダンスとなって、電流共
振用コンデンサC4 が前段の他のインピーダンス成分と
実質的に結合することを防止する。このインダクタンス
素子の兼用は、この実施例のスイッチングインバータ回
路24の共振回路がトランスTの一次側に設けられてい
ること、およびリップル除去という目的で設けられたD
C−DCコンバータ21のインダクタンス素子L1 の値
がスイッチングインバータ24の共振周波数において同
共振手段から他を分離できる程度の大きさのインピーダ
ンスを呈するのに適当なものであること、により可能と
なっている。
【0012】次に図2の実施例の電源回路について、そ
の概略動作を説明する。端子N1,N2間に入力電圧が
与えられると、まず第1の起動回路22が働いて、DC
−DCコンバータ21が起動される。すなわち入力電圧
が与えられると、抵抗R1,ツェナーダイオードZD1
により決まるバイアスで第1の起動回路22のトランジ
スタQ2がオンし、ダイオードD2で決定される電圧が
コンバータ21のトランジスタQ1のベースに与えられ
る。これにより、コンバータ21の出力端子N3が電位
上昇する。この出力端子N3の電圧がある値になると、
第2の起動回路26、すなわちスイッチングインバータ
回路内の抵抗R8により、トランジスタQ6にベースバ
イアスが与えられて、トランスのタップP3により発振
が開始される。発振周波数はタイミング制御回路27を
構成するインダクタンス素子L3とコンデンサC7の時
定数により決定される。またこの時、電圧共振および電
流共振が成立するように、トランスTのインダクタンス
とコンデンサC4,C5の値が最適設定されている。こ
の電圧電流共振を利用したスイッチングインバータ回路
24の詳細な動作は後に説明する。
の概略動作を説明する。端子N1,N2間に入力電圧が
与えられると、まず第1の起動回路22が働いて、DC
−DCコンバータ21が起動される。すなわち入力電圧
が与えられると、抵抗R1,ツェナーダイオードZD1
により決まるバイアスで第1の起動回路22のトランジ
スタQ2がオンし、ダイオードD2で決定される電圧が
コンバータ21のトランジスタQ1のベースに与えられ
る。これにより、コンバータ21の出力端子N3が電位
上昇する。この出力端子N3の電圧がある値になると、
第2の起動回路26、すなわちスイッチングインバータ
回路内の抵抗R8により、トランジスタQ6にベースバ
イアスが与えられて、トランスのタップP3により発振
が開始される。発振周波数はタイミング制御回路27を
構成するインダクタンス素子L3とコンデンサC7の時
定数により決定される。またこの時、電圧共振および電
流共振が成立するように、トランスTのインダクタンス
とコンデンサC4,C5の値が最適設定されている。こ
の電圧電流共振を利用したスイッチングインバータ回路
24の詳細な動作は後に説明する。
【0013】トランジスタQ6 のオン,オフ動作が始ま
ると、トランスのタップP3 に得られる電圧が、ダイオ
ードD5 で整流され、コンデンサC2 で平滑される。す
なわち端子N4 の電圧がPWM回路23の電源電圧とし
て与えられる。またタップP3 の電圧は、抵抗R7 とコ
ンデンサC3 からなる積分回路により三角波に変換さ
れ、その端子N5 の電圧がトランジスタQ4 のベースに
与えられる。トランジスタQ4 のベースには、端子N4
から抵抗R4 を介してベースバイアスが与えられ、トラ
ンジスタQ5 がオフしている時はトランジスタQ4 が常
時オンになるように、抵抗R4 ,R7 の値が設定されて
いる。そしてトランジスタQ4 がオンすると、トランジ
スタQ3 がオフになり、コンバータ21のトランジスタ
Q1 がオンするようになっている。コンバータ21の出
力端子N3 が規定電圧に達すると、抵抗R5 ,R6 、ツ
ェナーダイオードZD2 によりトランジスタQ5 がオン
し、これはトランジスタQ4 のベース電位を引き下げる
方向に働く。したがって端子N5 とN3 との間の電位関
係で、コンバータ21のトランジスタQ1 のオン期間を
制御するPWM変調が行われ、端子N3 の電位安定化が
図られる。
ると、トランスのタップP3 に得られる電圧が、ダイオ
ードD5 で整流され、コンデンサC2 で平滑される。す
なわち端子N4 の電圧がPWM回路23の電源電圧とし
て与えられる。またタップP3 の電圧は、抵抗R7 とコ
ンデンサC3 からなる積分回路により三角波に変換さ
れ、その端子N5 の電圧がトランジスタQ4 のベースに
与えられる。トランジスタQ4 のベースには、端子N4
から抵抗R4 を介してベースバイアスが与えられ、トラ
ンジスタQ5 がオフしている時はトランジスタQ4 が常
時オンになるように、抵抗R4 ,R7 の値が設定されて
いる。そしてトランジスタQ4 がオンすると、トランジ
スタQ3 がオフになり、コンバータ21のトランジスタ
Q1 がオンするようになっている。コンバータ21の出
力端子N3 が規定電圧に達すると、抵抗R5 ,R6 、ツ
ェナーダイオードZD2 によりトランジスタQ5 がオン
し、これはトランジスタQ4 のベース電位を引き下げる
方向に働く。したがって端子N5 とN3 との間の電位関
係で、コンバータ21のトランジスタQ1 のオン期間を
制御するPWM変調が行われ、端子N3 の電位安定化が
図られる。
【0014】PWM動作に入ってコンバータ21の出力
端子N3 の電圧が安定化された後は、第1の起動回路2
2は機能すべきではないので、自動的にその機能を停止
する。すなわち実施例の場合、トランジスタQ2 のベー
スバイアスを決定するツェナーダイオードZD1 の定電
圧VD が、コンバータ21の出力端子N3 の安定化電圧
より低くなるように選ばれており、これにより安定動作
に入ると第1の起動回路22が回路動作に関与しなくな
る。
端子N3 の電圧が安定化された後は、第1の起動回路2
2は機能すべきではないので、自動的にその機能を停止
する。すなわち実施例の場合、トランジスタQ2 のベー
スバイアスを決定するツェナーダイオードZD1 の定電
圧VD が、コンバータ21の出力端子N3 の安定化電圧
より低くなるように選ばれており、これにより安定動作
に入ると第1の起動回路22が回路動作に関与しなくな
る。
【0015】スイッチングインバータ回路24の出力
は、トランスTにより出力回路25に結合され、整流,
平滑されて出力される。この二次側出力電圧がある値以
上になると、ツェナーダイオードZD3 がオンしてフォ
トカプラPHが働き、PWM回路23にフィードバック
がかけられる。すなわちフォトカプラの受光トランジス
タが、PWM回路のトランジスタQ5 のエミッタに挿入
されたツェナーダイオードZD2 に並列に入っており、
これがオンするとトランジスタQ5 が順バイアスされ
る。トランジスタQ5 がオンすると、トランジスタQ4
はベース電位が引き下げられてオフし、トランジスタQ
3 がオンになって、コンバータ21のトランジスタQ1
がオフ駆動される。このようなフィードバックによるP
WM制御によって、コンバータ21の出力端子N3 の電
圧が下方修正されることになる。なおこの時、ツェナー
ダイオードZD2 の定電圧は、最終的に動作している端
子N3 の電圧より低い値に選ばれる。
は、トランスTにより出力回路25に結合され、整流,
平滑されて出力される。この二次側出力電圧がある値以
上になると、ツェナーダイオードZD3 がオンしてフォ
トカプラPHが働き、PWM回路23にフィードバック
がかけられる。すなわちフォトカプラの受光トランジス
タが、PWM回路のトランジスタQ5 のエミッタに挿入
されたツェナーダイオードZD2 に並列に入っており、
これがオンするとトランジスタQ5 が順バイアスされ
る。トランジスタQ5 がオンすると、トランジスタQ4
はベース電位が引き下げられてオフし、トランジスタQ
3 がオンになって、コンバータ21のトランジスタQ1
がオフ駆動される。このようなフィードバックによるP
WM制御によって、コンバータ21の出力端子N3 の電
圧が下方修正されることになる。なおこの時、ツェナー
ダイオードZD2 の定電圧は、最終的に動作している端
子N3 の電圧より低い値に選ばれる。
【0016】次に、図2の実施例の各部の構成と動作を
詳しく説明する。図2の実施例で用いられている電流連
続モードのコンバータ21は、これを4端子回路で分か
りやすく示せば、図4(a) のように表される。すなわち
コンバータ回路本体の入力端子に直列に第1のインダク
タンス素子L1 が挿入され、また基準端子との間に第2
のインダクタンス素子L2 が挿入されたものである。そ
のコンバータ回路本体の部分を具体的に示したのが、図
4(b) 〜(d) である。図4(b) は、コンデンサC1 とダ
イオードD1 の直列回路にスイッチング素子S1 が並列
接続されたものであり、これが図2の実施例に示したも
のである。図4(c) は、スイッチング素子S1 とコンデ
ンサC1 の直列回路にダイオードD1 を並列接続したも
の、図4(d) は、スイッチング素子S1 とダイオードD
1 の直列回路にコンデンサC1 を並列接続したものであ
り、これらも回路機能的には図4(b) と等価であり、図
2の実施例の回路をこれらで置換することができる。図
5(a) 〜(d) は、図4(a) 〜(d) の第1のインダクタン
ス素子L1 を出力端子側に持ってきたものである。これ
らも回路機能的には図4のものと等価であり、図2の実
施例の回路をこれらで置換することができる。
詳しく説明する。図2の実施例で用いられている電流連
続モードのコンバータ21は、これを4端子回路で分か
りやすく示せば、図4(a) のように表される。すなわち
コンバータ回路本体の入力端子に直列に第1のインダク
タンス素子L1 が挿入され、また基準端子との間に第2
のインダクタンス素子L2 が挿入されたものである。そ
のコンバータ回路本体の部分を具体的に示したのが、図
4(b) 〜(d) である。図4(b) は、コンデンサC1 とダ
イオードD1 の直列回路にスイッチング素子S1 が並列
接続されたものであり、これが図2の実施例に示したも
のである。図4(c) は、スイッチング素子S1 とコンデ
ンサC1 の直列回路にダイオードD1 を並列接続したも
の、図4(d) は、スイッチング素子S1 とダイオードD
1 の直列回路にコンデンサC1 を並列接続したものであ
り、これらも回路機能的には図4(b) と等価であり、図
2の実施例の回路をこれらで置換することができる。図
5(a) 〜(d) は、図4(a) 〜(d) の第1のインダクタン
ス素子L1 を出力端子側に持ってきたものである。これ
らも回路機能的には図4のものと等価であり、図2の実
施例の回路をこれらで置換することができる。
【0017】この様な電流連続モードのDC−DCコン
バータの動作を、図2の実施例の回路、すなわち図4
(b) の回路構成を例にとって、図6を参照しながら次に
説明する。図6は、図4(b) の回路各部の電圧,電流波
形である。コンデンサC1 のインピーダンスはスイッチ
ング周波数において十分小さいものとする。この条件の
下で、スイッチング素子S1 をオン,オフ制御すると、
スイッチング素子S1 がオンのときはスイッチング素子
S1 を通して、またスイッチング素子S1 がオフのとき
はダイオードD1 を通して、出力電流IOUT が交互に得
られる。この時ダイオードD1 に流れる電流は、第2の
インダクタンス素子L2 とコンデンサC1 から供給され
るが、直流的には第2のインダクタンス素子L2 からし
か供給されないので、出力電流IOUT の値は第2のイン
ダクタンス素子L2 の電流IL2 となる。
バータの動作を、図2の実施例の回路、すなわち図4
(b) の回路構成を例にとって、図6を参照しながら次に
説明する。図6は、図4(b) の回路各部の電圧,電流波
形である。コンデンサC1 のインピーダンスはスイッチ
ング周波数において十分小さいものとする。この条件の
下で、スイッチング素子S1 をオン,オフ制御すると、
スイッチング素子S1 がオンのときはスイッチング素子
S1 を通して、またスイッチング素子S1 がオフのとき
はダイオードD1 を通して、出力電流IOUT が交互に得
られる。この時ダイオードD1 に流れる電流は、第2の
インダクタンス素子L2 とコンデンサC1 から供給され
るが、直流的には第2のインダクタンス素子L2 からし
か供給されないので、出力電流IOUT の値は第2のイン
ダクタンス素子L2 の電流IL2 となる。
【0018】スイッチング素子S1 がオンしたとき、第
1のインダクタンス素子L1 に流れる電流IL1(入力電
流IINに等しい)は、出力側に流れるが、この時ダイオ
ードD1 は逆バイアスでオフ状態であり、第2のインダ
クタンス素子L2 に流れる電流IL2も、コンデンサC1
およびスイッチンク素子Sを通って出力側に流れる。し
たがって出力電流IOUT は、 IOUT =IL1+IL2 となる。一方、スイッチング素子S1 がオフになると、
ダイオードD1 がオンして第2のインダクタンス素子L
2 に流れる電流IL2がダイオードD2 を通って出力側に
流れる。この時第1のインダクタンス素子L1 を流れる
電流IL1は、スイッチング素子S1 がオフであるのでコ
ンデンサC1 ,ダイオードD1 を通ってやはり出力側に
流れる。したがってこの時も出力電流はIOUT IOUT =IL1+IL2 となる。
1のインダクタンス素子L1 に流れる電流IL1(入力電
流IINに等しい)は、出力側に流れるが、この時ダイオ
ードD1 は逆バイアスでオフ状態であり、第2のインダ
クタンス素子L2 に流れる電流IL2も、コンデンサC1
およびスイッチンク素子Sを通って出力側に流れる。し
たがって出力電流IOUT は、 IOUT =IL1+IL2 となる。一方、スイッチング素子S1 がオフになると、
ダイオードD1 がオンして第2のインダクタンス素子L
2 に流れる電流IL2がダイオードD2 を通って出力側に
流れる。この時第1のインダクタンス素子L1 を流れる
電流IL1は、スイッチング素子S1 がオフであるのでコ
ンデンサC1 ,ダイオードD1 を通ってやはり出力側に
流れる。したがってこの時も出力電流はIOUT IOUT =IL1+IL2 となる。
【0019】このようにして、このDC−DCコンバー
タは、出力電流IOUT が連続モードとなる。またコンデ
ンサC1 の電流IC1は交番し、その両端電圧はほぼ入力
電圧VINに等しくなる。またこの回路は、スイッチング
素子S1 ,ダイオードD1 の両端電圧が最大で入力電圧
VINであり、またその電流は出力電流IOUT に等しい。
これは、従来のBUCK型コンバータと同じである。デ
ューティも100%まで使用できるため、BUCK型の
長所を全て備えている。
タは、出力電流IOUT が連続モードとなる。またコンデ
ンサC1 の電流IC1は交番し、その両端電圧はほぼ入力
電圧VINに等しくなる。またこの回路は、スイッチング
素子S1 ,ダイオードD1 の両端電圧が最大で入力電圧
VINであり、またその電流は出力電流IOUT に等しい。
これは、従来のBUCK型コンバータと同じである。デ
ューティも100%まで使用できるため、BUCK型の
長所を全て備えている。
【0020】一方、図4(b) の回路構成では、第1のイ
ンダクタンス素子L1 と第2のインダクタンス素子L2
の両端電圧は常に等しくなる。その様子を図7に示す。
図7は、一例として、10V,1Aを5V,2Aに変換
する場合を示しているが、第1のインダクタンス素子L
1 と第2のインダクタンス素子L2 の両端電圧V1 ,V
2 は図示のように振動する。したがってこれらのインダ
クタンス素子L1 ,L2 を一つのコアに巻いて一体化す
ることができるのであって、図2ではその場合の構成を
示している。図4(b) の他に、図5(b) の構成を用いた
場合にも、同様の理由で第1,第2のインダクタンス素
子L1 ,L2 をコア共有とすることができる。
ンダクタンス素子L1 と第2のインダクタンス素子L2
の両端電圧は常に等しくなる。その様子を図7に示す。
図7は、一例として、10V,1Aを5V,2Aに変換
する場合を示しているが、第1のインダクタンス素子L
1 と第2のインダクタンス素子L2 の両端電圧V1 ,V
2 は図示のように振動する。したがってこれらのインダ
クタンス素子L1 ,L2 を一つのコアに巻いて一体化す
ることができるのであって、図2ではその場合の構成を
示している。図4(b) の他に、図5(b) の構成を用いた
場合にも、同様の理由で第1,第2のインダクタンス素
子L1 ,L2 をコア共有とすることができる。
【0021】次に、図2のスイッチングインバータ回路
24の動作を、図8を参照しながら詳しく説明する。前
述のようにコンバータ21が起動されて端子N3 に電圧
が得られると、第2の起動回路26によってスイッチン
グインバータ回路24が動作開始して、得られた出力電
圧を交流に変換する。トランジスタQ6 がオンすると、
これに電流が流れるが、この時コンデンサC4 とトラン
スTの漏れインダクタンスによる直列共振回路が働い
て、図8に示すような正弦波の振動電流となる。そして
トランジスタQ6 の主電流がほぼ零の点で、このトラン
ジスタQ6 がオフ駆動される。トランジスタQ6 がオフ
になると、コンデンサC5 とトランスTのタップP1 の
自己インダクタンスによる並列共振回路が働いて、トラ
ンジスタQ6 の端子電圧は図8に示すように正弦波状に
振動する。そしてトランジスタQ6はその両端電圧がほ
ぼ零の点でオフ駆動される。
24の動作を、図8を参照しながら詳しく説明する。前
述のようにコンバータ21が起動されて端子N3 に電圧
が得られると、第2の起動回路26によってスイッチン
グインバータ回路24が動作開始して、得られた出力電
圧を交流に変換する。トランジスタQ6 がオンすると、
これに電流が流れるが、この時コンデンサC4 とトラン
スTの漏れインダクタンスによる直列共振回路が働い
て、図8に示すような正弦波の振動電流となる。そして
トランジスタQ6 の主電流がほぼ零の点で、このトラン
ジスタQ6 がオフ駆動される。トランジスタQ6 がオフ
になると、コンデンサC5 とトランスTのタップP1 の
自己インダクタンスによる並列共振回路が働いて、トラ
ンジスタQ6 の端子電圧は図8に示すように正弦波状に
振動する。そしてトランジスタQ6はその両端電圧がほ
ぼ零の点でオフ駆動される。
【0022】この様にトランジスタQ6 の電流がほぼ零
の点でオフ駆動され、両端電圧がほぼ零の点でオン駆動
されるように、直列共振回路(電流共振回路)と並列共
振回路(電圧共振回路)、およびタイミング制御回路2
7のそれぞれの時定数が設定されている。この結果この
スイッチングインバータ回路24では、電流波形,電圧
波形共に正弦波となり、高調波のない交流出力が得られ
ることになる。また、トランジスタQ6 のベース電流が
LC共振によってコレクタの共振電流波形と相似になっ
ており、これにより高効率が実現されている。トランジ
スタQ6 のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサ
C6 は、トランジスタQ6 のターンオフ時にベース電圧
を負にして、ターンオフ電流を確保しており、高速ター
ンオフを可能としている。
の点でオフ駆動され、両端電圧がほぼ零の点でオン駆動
されるように、直列共振回路(電流共振回路)と並列共
振回路(電圧共振回路)、およびタイミング制御回路2
7のそれぞれの時定数が設定されている。この結果この
スイッチングインバータ回路24では、電流波形,電圧
波形共に正弦波となり、高調波のない交流出力が得られ
ることになる。また、トランジスタQ6 のベース電流が
LC共振によってコレクタの共振電流波形と相似になっ
ており、これにより高効率が実現されている。トランジ
スタQ6 のベース・エミッタ間に設けられたコンデンサ
C6 は、トランジスタQ6 のターンオフ時にベース電圧
を負にして、ターンオフ電流を確保しており、高速ター
ンオフを可能としている。
【0023】以上のようにしてこの実施例によれば、前
段のDC−DCコンバータ21は電流連続モードとなっ
ており、ノイズが少ない。後段のスイッチングインバー
タ回路24も電流電圧共振によって零電圧,零電流でオ
ン,オフされるため、ノイズが低減されている。したが
って、全体として極めて低ノイズのスイッチング電源が
得られることになる。また、スイッチングインバータ回
路24では、スイッチング素子であるトランジスタQ6
が零電圧,零電流でオン,オフされる結果、損失が少な
く、発熱の小さい高効率電源となる。
段のDC−DCコンバータ21は電流連続モードとなっ
ており、ノイズが少ない。後段のスイッチングインバー
タ回路24も電流電圧共振によって零電圧,零電流でオ
ン,オフされるため、ノイズが低減されている。したが
って、全体として極めて低ノイズのスイッチング電源が
得られることになる。また、スイッチングインバータ回
路24では、スイッチング素子であるトランジスタQ6
が零電圧,零電流でオン,オフされる結果、損失が少な
く、発熱の小さい高効率電源となる。
【0024】またこの実施例では、スイッチングインバ
ータ回路24は、トランスTの一次側に電圧共振回路,
電流共振回路を構成している。一般に小型のスイッチン
グ電源は、この実施例でもそうであるように、一次側が
高電圧,小電流で、二次側は低電圧,大電流というもの
が多い。この場合、二次側でトランスの漏れインダクタ
ンスを利用して電流共振回路を構成すると、コンデンサ
の容量値が大きいものとなる。何故なら、巻数比によっ
て、二次側から見た漏れインダクタンスは一次側から見
たそれより小さいからである。しかもこれは巻数比の二
乗で影響してくるため、トランス二次側漏れインダクタ
ンスを利用すると電流共振用コンデンサC4 の容量値は
例えば10μF程度にも大きくなってしまう。この種電
流共振用コンデンサとしては、リップル電流特性とか高
周波特性、或いは経時変化等の観点から見て、フィルム
コンデンサ等が望ましいが、この様な容量値のフィルム
コンデンサは形状寸法が極めて大きなものとなってしま
う。なおケミカルコンデンサを用いれば、この程度の容
量のものは形状寸法が小さく好都合であるが、リップル
電流特性とか高周波特性が劣り、また経時変化も大きい
ので用いることができない。これに対して一次側であれ
ば、漏れインダクタンスが大きいので必要な共振容量は
小さくなり、更に動作条件も高電圧,小電流であるか
ら、電流共振用コンデンサC4 としてフィルムコンデン
サを用いることができる。これにより共振のQも大きく
とることができ、また電源全体を小型にすることができ
る。
ータ回路24は、トランスTの一次側に電圧共振回路,
電流共振回路を構成している。一般に小型のスイッチン
グ電源は、この実施例でもそうであるように、一次側が
高電圧,小電流で、二次側は低電圧,大電流というもの
が多い。この場合、二次側でトランスの漏れインダクタ
ンスを利用して電流共振回路を構成すると、コンデンサ
の容量値が大きいものとなる。何故なら、巻数比によっ
て、二次側から見た漏れインダクタンスは一次側から見
たそれより小さいからである。しかもこれは巻数比の二
乗で影響してくるため、トランス二次側漏れインダクタ
ンスを利用すると電流共振用コンデンサC4 の容量値は
例えば10μF程度にも大きくなってしまう。この種電
流共振用コンデンサとしては、リップル電流特性とか高
周波特性、或いは経時変化等の観点から見て、フィルム
コンデンサ等が望ましいが、この様な容量値のフィルム
コンデンサは形状寸法が極めて大きなものとなってしま
う。なおケミカルコンデンサを用いれば、この程度の容
量のものは形状寸法が小さく好都合であるが、リップル
電流特性とか高周波特性が劣り、また経時変化も大きい
ので用いることができない。これに対して一次側であれ
ば、漏れインダクタンスが大きいので必要な共振容量は
小さくなり、更に動作条件も高電圧,小電流であるか
ら、電流共振用コンデンサC4 としてフィルムコンデン
サを用いることができる。これにより共振のQも大きく
とることができ、また電源全体を小型にすることができ
る。
【0025】更にこの実施例では、前段のDC−DCコ
ンバータに設けられた第1のインダクタンス素子L1
は、スイッチングインバータ回路の電流共振回路が他と
干渉することを防止する干渉防止用インダクタンス素子
として用いられている。これは、この実施例のスイッチ
ングインバータ回路24が一次側で電流共振回路を構成
している結果、可能となっている。そしてこのことは、
図9に示すように多出力電源を構成する場合非常に有利
になる。もし、図9のような多出力電源回路を、二次側
に電流共振回路を持ってきて構成すると、二次側の各出
力回路にそれぞれ干渉防止用および平滑用インダクタン
スが必要となる。これはスイッチング電源の小型化を阻
害することになる。この実施例ではしたがって多出力と
した場合に、効果的に電源の小型化が図られる。
ンバータに設けられた第1のインダクタンス素子L1
は、スイッチングインバータ回路の電流共振回路が他と
干渉することを防止する干渉防止用インダクタンス素子
として用いられている。これは、この実施例のスイッチ
ングインバータ回路24が一次側で電流共振回路を構成
している結果、可能となっている。そしてこのことは、
図9に示すように多出力電源を構成する場合非常に有利
になる。もし、図9のような多出力電源回路を、二次側
に電流共振回路を持ってきて構成すると、二次側の各出
力回路にそれぞれ干渉防止用および平滑用インダクタン
スが必要となる。これはスイッチング電源の小型化を阻
害することになる。この実施例ではしたがって多出力と
した場合に、効果的に電源の小型化が図られる。
【0026】図2の実施例では、スイッチングインバー
タ回路24がトランジスタ一個を用いたいわゆる一石式
であって、電流共振回路,電圧共振回路共にトランスT
の一次側に形成した。しかしこの発明はこれに限られる
わけではなく、他の形式のスイッチングインバータ回路
を用いることもできる。すなわち、一石式のスイッチン
グインバータ回路は、図10〜図13に示すような構成
が考えられるが、これらのいずれでも用いることができ
る。図10は、電圧共振回路がコンデンサC5 とトラン
スの一次側巻線の自己インダクタンスにより一次側に構
成され、二次側にトランスの漏れインダクタンスとコン
デンサC4 により電流共振回路が構成されたものであ
る。この場合、二次側に干渉防止および平滑用インダク
タンス素子LF が設けられる。図11は、図10の構成
を基本として、一次側にクランプ用ダイオードD6 が設
けられたものである。図12は、電流共振回路,電圧共
振回路共にトランスTの一次側に構成された例である。
この場合、干渉防止用インダクタンス素子LF は一次側
に設けられる。図13は、図12の構成を基本として、
一次側にクランプ用ダイオードD6 が設けられたもので
ある。この図13の構成がすなわち、図2の実施例のも
のである。但し前述のように図2の実施例では、前段コ
ンバータが第1のインダクタンス素子によって出力イン
ピーダンスにインダクタンス成分が入るため、第1のイ
ンダクタンス素子がそのまま干渉防止用インダクタンス
素子として用いられている。図12の構成を用いた場合
にも、同様の理由で干渉防止用インダクタンス素子の共
用が可能である。
タ回路24がトランジスタ一個を用いたいわゆる一石式
であって、電流共振回路,電圧共振回路共にトランスT
の一次側に形成した。しかしこの発明はこれに限られる
わけではなく、他の形式のスイッチングインバータ回路
を用いることもできる。すなわち、一石式のスイッチン
グインバータ回路は、図10〜図13に示すような構成
が考えられるが、これらのいずれでも用いることができ
る。図10は、電圧共振回路がコンデンサC5 とトラン
スの一次側巻線の自己インダクタンスにより一次側に構
成され、二次側にトランスの漏れインダクタンスとコン
デンサC4 により電流共振回路が構成されたものであ
る。この場合、二次側に干渉防止および平滑用インダク
タンス素子LF が設けられる。図11は、図10の構成
を基本として、一次側にクランプ用ダイオードD6 が設
けられたものである。図12は、電流共振回路,電圧共
振回路共にトランスTの一次側に構成された例である。
この場合、干渉防止用インダクタンス素子LF は一次側
に設けられる。図13は、図12の構成を基本として、
一次側にクランプ用ダイオードD6 が設けられたもので
ある。この図13の構成がすなわち、図2の実施例のも
のである。但し前述のように図2の実施例では、前段コ
ンバータが第1のインダクタンス素子によって出力イン
ピーダンスにインダクタンス成分が入るため、第1のイ
ンダクタンス素子がそのまま干渉防止用インダクタンス
素子として用いられている。図12の構成を用いた場合
にも、同様の理由で干渉防止用インダクタンス素子の共
用が可能である。
【0027】図2の実施例におけるスイッチングインバ
ータ回路24のトランス一次側には、クランプ用ダイオ
ードD6 が設けられているが、これは電圧共振によって
決まるピーク電圧を抑制するためである。このことは次
のような意味を持つ。第1に、ピーク電圧を抑制するも
のがないと、部品のばらつきや設計ミス等により、素子
破壊の原因になる。クランプ用ダイオードを設けること
によってこの様な破壊が防止され、信頼性が向上する。
第2に、トランジスタQ6 のオン時間を相対的に長くす
ることができる。すなわち図14(a) (b) に比較して示
したように、ピーク電圧Vp を抑制しない図14(a) の
場合には、ピーク電圧が大きい割にオン期間の比率を大
きくすることが難しい。これに対して、図14(b) に示
すようにピーク電圧Vp をクランプによって決めると、
トランジスタQ6 のオン期間を長くすることができる。
何故なら、共振電圧波形の正の半波と負の半波の面積は
等しく、図14(a) では、S1 =S2 であり、図14
(b) では、S1 ′=S2 ′である。正弦波のままでピー
ク値がVp の場合の面積S1 とクランプして同じピーク
値Vp とした場合の面積S1′とでは、S1 ′>S1 と
なり、したがってS2 ′>S2 となるからである。そし
てトランジスタQ6 のオン期間を長くできることから、
共振電流のピークを小さくできることになる。
ータ回路24のトランス一次側には、クランプ用ダイオ
ードD6 が設けられているが、これは電圧共振によって
決まるピーク電圧を抑制するためである。このことは次
のような意味を持つ。第1に、ピーク電圧を抑制するも
のがないと、部品のばらつきや設計ミス等により、素子
破壊の原因になる。クランプ用ダイオードを設けること
によってこの様な破壊が防止され、信頼性が向上する。
第2に、トランジスタQ6 のオン時間を相対的に長くす
ることができる。すなわち図14(a) (b) に比較して示
したように、ピーク電圧Vp を抑制しない図14(a) の
場合には、ピーク電圧が大きい割にオン期間の比率を大
きくすることが難しい。これに対して、図14(b) に示
すようにピーク電圧Vp をクランプによって決めると、
トランジスタQ6 のオン期間を長くすることができる。
何故なら、共振電圧波形の正の半波と負の半波の面積は
等しく、図14(a) では、S1 =S2 であり、図14
(b) では、S1 ′=S2 ′である。正弦波のままでピー
ク値がVp の場合の面積S1 とクランプして同じピーク
値Vp とした場合の面積S1′とでは、S1 ′>S1 と
なり、したがってS2 ′>S2 となるからである。そし
てトランジスタQ6 のオン期間を長くできることから、
共振電流のピークを小さくできることになる。
【0028】またこの発明は、スイッチング素子を二個
用いたいわゆる二石式のスイッチングインバータ回路を
用いることもできる。そのスイッチングインバータ回路
構成を、図15〜図17に示す。図15は、二つのスイ
ッチング素子S1 ,S2 を用い、電流共振用コンデンサ
C4 ,電圧共振用コンデンサC5 共にトランスTの一次
側に配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバ
ータ回路である。図16は、図15の構成を基本とし
て、電流共振用コンデンサC4 をトランスTの二次側に
配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバータ
回路である。図17は、プッシュプル形式として、電圧
共振回路,電流共振回路共にトランスTの一次側に形成
したものである。図18は、やはりプッシュプル形式と
して、電流共振回路をトランスTの二次側に形成したも
のである。これらのうち、電流共振回路を一次側に形成
した図15または図17をこの発明で用いる場合には、
先の実施例で説明したように干渉防止用インダクタンス
素子LF を前段のインダクタンス素子と兼用とすること
ができる。
用いたいわゆる二石式のスイッチングインバータ回路を
用いることもできる。そのスイッチングインバータ回路
構成を、図15〜図17に示す。図15は、二つのスイ
ッチング素子S1 ,S2 を用い、電流共振用コンデンサ
C4 ,電圧共振用コンデンサC5 共にトランスTの一次
側に配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバ
ータ回路である。図16は、図15の構成を基本とし
て、電流共振用コンデンサC4 をトランスTの二次側に
配置したハーフブリッジ形式のスイッチングインバータ
回路である。図17は、プッシュプル形式として、電圧
共振回路,電流共振回路共にトランスTの一次側に形成
したものである。図18は、やはりプッシュプル形式と
して、電流共振回路をトランスTの二次側に形成したも
のである。これらのうち、電流共振回路を一次側に形成
した図15または図17をこの発明で用いる場合には、
先の実施例で説明したように干渉防止用インダクタンス
素子LF を前段のインダクタンス素子と兼用とすること
ができる。
【0029】次に図2の実施例でのスイッチングインバ
ータ回路24におけるタイミング制御回路27および第
2の起動回路26の部分の変形例を幾つか説明する。図
19は、トランジスタQ6 を駆動するタイミング制御回
路として、図2の実施例のLC回路に代わり、トランジ
スタQ10、抵抗R10,R11,コンデンサC10,C11,ダ
イオードD10を用いた発振回路を構成した例である。図
20は、図2の実施例では抵抗R8 のみで構成していた
第2の起動回路26部の変形例である。ここでは、第2
の起動回路26部に、PNPトランジスタQ11を付加
し、これに所定のバイアスを与えるダイオードD11,D
12,D13、抵抗R12およびコンデンサC12からなるバイ
アス回路を設けている。前段のDC−DCコンバータが
起動されて端子N3 の電位がある値まで上昇すると、P
NPトランジスタQ11がオンして、スイッチングインバ
ータ回路のスイッチング素子であるトランジスタQ6 に
大きなベース電流を供給して起動する。すなわち起動が
強化されている。安定状態にはいると、コンデンサC12
の電圧によりPNPトランジスタQ11はオフとなって、
第2の起動回路26はその機能を停止する。これによ
り、ベース電流を多くして起動を強化した時の起動用抵
抗での発熱を抑制することができる。図21は、同様に
第2の起動回路26の変形例である。ここでは、二つの
PNPトランジスタQ13,Q14と、抵抗R13,R14,R
15およびツェナーダイオードZD10によるバイアス回路
が構成されている。この場合は、やはり端子N3 の電位
がある程度上昇すると、PNPトランジスタQ13がオン
してトランジスタQ6にベース電流を供給する。更に端
子N3 の電位が上昇すると、PNPトランジスタQ14が
オンしてトランジスタQ13の順方向バイアスが浅くな
り、トランジスタQ6 に供給されるベース電流が抑制さ
れる。すなわち入力電圧に応じてトランジスタQ6 に対
するベース電流が制御され、図20と同様に起動の強化
による発熱の増大を抑制することができる。
ータ回路24におけるタイミング制御回路27および第
2の起動回路26の部分の変形例を幾つか説明する。図
19は、トランジスタQ6 を駆動するタイミング制御回
路として、図2の実施例のLC回路に代わり、トランジ
スタQ10、抵抗R10,R11,コンデンサC10,C11,ダ
イオードD10を用いた発振回路を構成した例である。図
20は、図2の実施例では抵抗R8 のみで構成していた
第2の起動回路26部の変形例である。ここでは、第2
の起動回路26部に、PNPトランジスタQ11を付加
し、これに所定のバイアスを与えるダイオードD11,D
12,D13、抵抗R12およびコンデンサC12からなるバイ
アス回路を設けている。前段のDC−DCコンバータが
起動されて端子N3 の電位がある値まで上昇すると、P
NPトランジスタQ11がオンして、スイッチングインバ
ータ回路のスイッチング素子であるトランジスタQ6 に
大きなベース電流を供給して起動する。すなわち起動が
強化されている。安定状態にはいると、コンデンサC12
の電圧によりPNPトランジスタQ11はオフとなって、
第2の起動回路26はその機能を停止する。これによ
り、ベース電流を多くして起動を強化した時の起動用抵
抗での発熱を抑制することができる。図21は、同様に
第2の起動回路26の変形例である。ここでは、二つの
PNPトランジスタQ13,Q14と、抵抗R13,R14,R
15およびツェナーダイオードZD10によるバイアス回路
が構成されている。この場合は、やはり端子N3 の電位
がある程度上昇すると、PNPトランジスタQ13がオン
してトランジスタQ6にベース電流を供給する。更に端
子N3 の電位が上昇すると、PNPトランジスタQ14が
オンしてトランジスタQ13の順方向バイアスが浅くな
り、トランジスタQ6 に供給されるベース電流が抑制さ
れる。すなわち入力電圧に応じてトランジスタQ6 に対
するベース電流が制御され、図20と同様に起動の強化
による発熱の増大を抑制することができる。
【0030】
【発明の効果】以上詳細に説明したようにこの発明によ
れば、電流連続モードのDC−DCコンバータと電圧電
流共振型スイッチングインバータ回路の組み合わせによ
って、極めて低ノイズでかつ極めて高効率のスイッチン
グ電源を得ることができる。
れば、電流連続モードのDC−DCコンバータと電圧電
流共振型スイッチングインバータ回路の組み合わせによ
って、極めて低ノイズでかつ極めて高効率のスイッチン
グ電源を得ることができる。
【図1】実施例の電源回路の概略構成を示すブロック
図。
図。
【図2】実施例の電源回路の具体的構成を示す図。
【図3】トランスの等価回路を示す図。
【図4】電流連続モードDC−DCコンバータの構成を
示す図。
示す図。
【図5】電流連続モードDC−DCコンバータの構成を
示す図。
示す図。
【図6】電流連続モードDC−DCコンバータの動作波
形を示す図。
形を示す図。
【図7】インダクタンス素子のコア共有を説明するため
の図。
の図。
【図8】スイッチングインバータ回路の動作波形を示す
図。
図。
【図9】多出力電源構成を示す図。
【図10】一次側電圧共振,二次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。
イッチングインバータを示す図。
【図11】一次側電圧共振,二次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。
イッチングインバータを示す図。
【図12】一次側電圧共振,一次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。
イッチングインバータを示す図。
【図13】一次側電圧共振,一次側電流共振の一石式ス
イッチングインバータを示す図。
イッチングインバータを示す図。
【図14】電圧クランプの効果を説明するための図。
【図15】一次側電圧共振,一次側電流共振の二石式ハ
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。
【図16】一次側電圧共振,二次側電流共振の二石式ハ
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。
ーフブリッジ型スイッチングインバータを示す図。
【図17】一次側電圧共振,一次側電流共振の二石式プ
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。
【図18】一次側電圧共振,二次側電流共振の二石式プ
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。
ッシュプル型スイッチングインバータを示す図。
【図19】タイミング制御回路の変形例を示す図。
【図20】第2の起動回路の変形例を示す図。
【図21】第2の起動回路の変形例を示す図。
11…電流連続モードDC−DCコンバータ、12…電
流電圧共振型スイッチングインバータ回路、13…出力
回路、21…電流連続モードDC−DCコンバータ、2
2…第1の起動回路、23…PWM回路、24…電流電
圧共振型スイッチングインバータ回路、25…出力回
路、26…第2の起動回路、27…タイミング制御回
路、L1 …第1のインダクタンス素子、L2 …第2のイ
ンダクタンス素子、Q1 …npnトランジスタ(スイッ
チング素子)、Q6…npnトランジスタ(スイッチン
グ素子)、C4 …電流共振用コンデンサ、C5 …電圧共
振用コンデンサ。
流電圧共振型スイッチングインバータ回路、13…出力
回路、21…電流連続モードDC−DCコンバータ、2
2…第1の起動回路、23…PWM回路、24…電流電
圧共振型スイッチングインバータ回路、25…出力回
路、26…第2の起動回路、27…タイミング制御回
路、L1 …第1のインダクタンス素子、L2 …第2のイ
ンダクタンス素子、Q1 …npnトランジスタ(スイッ
チング素子)、Q6…npnトランジスタ(スイッチン
グ素子)、C4 …電流共振用コンデンサ、C5 …電圧共
振用コンデンサ。
Claims (4)
- 【請求項1】 DC−DCコンバータと、このDC−D
Cコンバータの出力端子に接続されたスイッチングイン
バータ回路と、このスイッチングインバータ回路の出力
を整流平滑して直流出力を取り出す出力回路とを有する
電源回路であって、前記DC−DCコンバータは、 入力端子と出力端子の間に第1のインダクタンス素子を
介して接続された第1のコンデンサとダイオードの直列
回路と、 この直列回路に並列接続されて前記スイッチングインバ
ータ回路の出力に応じてオンオフ制御が行われる第1の
スイッチングトランジスタと、 前記第1のコンデンサとダイオードの接続ノードと基準
端子の間に挿入された第2のインダクタンス素子とを備
え、 前記スイッチングインバータ回路は、前記DC−DCコンバータの出力端子に出力トランスの
一次巻線を介して接続された第2のスイッチングトラン
ジスタと、 この第2のスイッチングトランジスタのオン時の主電流
を共振させる電流共振回路と、 前記第2のスイッチングトランジスタのオフ時の両端電
圧を共振させる電圧共振回路と、 前記第2のスイッチングトランジスタを 、その主電流が
ゼロの状態でオフ駆動し、両端電圧がゼロの状態でオン
駆動するための時定数回路を有するタイミング制御手段
とを備えたことを特徴とする電源回路。 - 【請求項2】 前記DC−DCコンバータの第1のイン
ダクタンス素子と第2のインダクタンス素子は共通のコ
アに巻かれて一体化されていることを特徴とする請求項
1記載の電源回路。 - 【請求項3】 前記DC−DCコンバータの第1のイン
ダクタンス素子は、前記スイッチングインバータ回路の
電流共振回路に対する干渉防止用素子を兼ねていること
を特徴とする請求項1記載の電源回路。 - 【請求項4】 前記電流共振回路は、前記DC−DCコ
ンバータの出力端子と基準電位端子の間に設けられたコ
ンデンサと前記出力トランスの漏れインダクタンスとに
より構成され、 前記電圧共振回路は、前記第2のスイッチングトランジ
スタのコレクタ・エミッタ間に接続されたコンデンサと
前記出力トランスの一次巻線の自己インダクタンスとに
より構成されることを特徴とする請求項1記載の電源回
路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13431192A JP3151932B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | 電源回路 |
US08/053,103 US5499175A (en) | 1992-04-27 | 1993-04-26 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13431192A JP3151932B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | 電源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05304772A JPH05304772A (ja) | 1993-11-16 |
JP3151932B2 true JP3151932B2 (ja) | 2001-04-03 |
Family
ID=15125334
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13431192A Expired - Fee Related JP3151932B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | 電源回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5499175A (ja) |
JP (1) | JP3151932B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69328125T2 (de) * | 1992-09-24 | 2000-10-12 | Toshiba Kawasaki Kk | Dämpferschaltung, schaltnetzteil sowie dafür benutzter sättigbarer induktor |
FI952571A (fi) * | 1995-05-26 | 1996-11-27 | Salcomp Oy | Menetelmä ja piiri hakkuriteholähteen lähtöominaisuuksien ohjaamiseksi |
EP0841741B1 (en) * | 1996-11-07 | 2004-01-28 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
KR200154582Y1 (ko) * | 1996-11-09 | 1999-08-16 | 윤종용 | 브러시리스 직류 전동기의 인버터 구동 회로 |
JP3233099B2 (ja) * | 1998-03-27 | 2001-11-26 | 株式会社村田製作所 | Dc−dcコンバータ |
US5920469A (en) * | 1998-04-13 | 1999-07-06 | Harvey; Philip C. | DC power supply operable from variable A.C. supply mains and utilizing minimally sized energy storage capacitor |
JP4649299B2 (ja) * | 2005-09-07 | 2011-03-09 | 株式会社東芝 | Dc−dcコンバータ |
JP2008042966A (ja) * | 2006-08-01 | 2008-02-21 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電源回路 |
US8369109B2 (en) * | 2006-11-09 | 2013-02-05 | Osram Gesellschaft Mit Beschrankter Haftung | Self-oscillating bipolar transistor DC/AC/DC converter using a pulse forming timer |
JP5130542B2 (ja) * | 2008-03-13 | 2013-01-30 | Nec東芝スペースシステム株式会社 | 降圧型スイッチングdc/dcコンバータ |
JP5069726B2 (ja) * | 2009-07-24 | 2012-11-07 | Tdk株式会社 | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム |
FR2967315B1 (fr) * | 2010-11-05 | 2012-11-16 | Schneider Toshiba Inverter | Convertisseur de puissance a source de courant commandee |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4274133A (en) * | 1979-06-20 | 1981-06-16 | California Institute Of Technology | DC-to-DC Converter having reduced ripple without need for adjustments |
US4633157A (en) * | 1984-08-27 | 1986-12-30 | Franklin Electric Co., Inc. | Control system for permanent magnet synchronous motor |
US4685041A (en) * | 1985-03-11 | 1987-08-04 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Resonant rectifier circuit |
US4679129A (en) * | 1985-05-10 | 1987-07-07 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Series resonant converter |
US4785387A (en) * | 1986-04-28 | 1988-11-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Resonant converters with secondary-side resonance |
US4857822A (en) * | 1987-09-23 | 1989-08-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type |
US4841220A (en) * | 1987-09-23 | 1989-06-20 | Tabisz Wojciech A | Dc-to-Dc converters using multi-resonant switches |
US4814962A (en) * | 1988-05-27 | 1989-03-21 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Zero voltage switching half bridge resonant converter |
US4845605A (en) * | 1988-06-27 | 1989-07-04 | General Electric Company | High-frequency DC-DC power converter with zero-voltage switching of single primary-side power device |
IT1223872B (it) * | 1988-10-27 | 1990-09-29 | Marelli Autronica | Circuito per il pilotaggio di un carico induttivo in particolare per il comando degli elettroiniettori di un motore a ciclo diesel |
US4956760A (en) * | 1989-01-31 | 1990-09-11 | Zdzislaw Gulczynski | High power switching power supply having high power factor |
US4902957A (en) * | 1989-04-27 | 1990-02-20 | International Business Machines Corporation | DC/DC converter |
US5164656A (en) * | 1989-08-14 | 1992-11-17 | Zdzislaw Gulczynski | Switching power supply with constant or sinusoidal input current |
US5146399A (en) * | 1989-08-14 | 1992-09-08 | Jeff Gucyski | Switching power apparatus having high factor and comprising pair of converter for obtaining fixed or variable output voltage |
US5066900A (en) * | 1989-11-14 | 1991-11-19 | Computer Products, Inc. | Dc/dc converter switching at zero voltage |
JPH0832160B2 (ja) * | 1990-01-31 | 1996-03-27 | 三菱電機株式会社 | パルス電源装置 |
US5048033A (en) * | 1990-09-04 | 1991-09-10 | Coherent, Inc. | Method and apparatus for controlling the power supply of a laser operating in a pulse mode |
US5122728A (en) * | 1990-12-26 | 1992-06-16 | Hughes Aircraft Company | Coupled inductor type dc to dc converter with single magnetic component |
US5177675A (en) * | 1991-10-16 | 1993-01-05 | Shindengen Archer Corp. | Zero voltage, zero current, resonant converter |
-
1992
- 1992-04-27 JP JP13431192A patent/JP3151932B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-04-26 US US08/053,103 patent/US5499175A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05304772A (ja) | 1993-11-16 |
US5499175A (en) | 1996-03-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5510974A (en) | High frequency push-pull converter with input power factor correction | |
US5568041A (en) | Low-cost power factor correction circuit and method for electronic ballasts | |
JP3294343B2 (ja) | 電源装置 | |
JP6984852B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
US20070195560A1 (en) | Switching power supply circuit | |
JPH07298636A (ja) | 自励式インバータ装置 | |
JP3151932B2 (ja) | 電源回路 | |
JPH06209574A (ja) | 電源回路 | |
CN209930559U (zh) | Llc谐振变换器和led驱动电路 | |
JPH05176532A (ja) | 電源回路 | |
WO2004059823A1 (ja) | 電源回路及び電子機器 | |
JP3277551B2 (ja) | 電源回路 | |
JP3245954B2 (ja) | 電源回路 | |
JPH0588067B2 (ja) | ||
JPH05304775A (ja) | 電源回路 | |
JP3480283B2 (ja) | 電源装置 | |
JP2551190B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
JP4289000B2 (ja) | 力率改善回路 | |
JP2003339165A (ja) | 同期整流式スイッチング電源装置 | |
JP3486879B2 (ja) | 電源装置、放電灯点灯装置および照明装置 | |
JP2532203Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3235295B2 (ja) | 電源装置 | |
JP2501897Y2 (ja) | スイッチング電源 | |
JPH06325887A (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
JP2000188872A (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |