JPH05276784A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH05276784A JPH05276784A JP4067942A JP6794292A JPH05276784A JP H05276784 A JPH05276784 A JP H05276784A JP 4067942 A JP4067942 A JP 4067942A JP 6794292 A JP6794292 A JP 6794292A JP H05276784 A JPH05276784 A JP H05276784A
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- signal
- circuit
- motor
- pulse width
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はブラシレスモータ１５をＰＷＭ制御
しながら駆動するためにモータ１５のロータ回転位置を
モータ１５の巻線の端子電圧から波形合成により認識し
て転流タイミング情報を持つ認識波形Ｕａを形成し、こ
の認識波形Ｕａに基づいて巻線の転流タイミングを得る
ようにしたインバータ装置において、認識波形Ｕａの立
上がり立下がり時点がＰＷＭ信号Ｐ１のパルス幅の大き
さに依存してばらつくことを防止することを目的とす
る。 【構成】 モータ巻線の転流タイミングが許容誤差内に
おさまる範囲内のＰＷＭ信号Ｐ１のデューティ及びＰＷ
Ｍ周期を得る実験式を予め形成しておき、モータ１５の
検出回転数の変化に伴いこの式に従う演算によってデュ
ーティ及びＰＷＭ周期を決定する。
しながら駆動するためにモータ１５のロータ回転位置を
モータ１５の巻線の端子電圧から波形合成により認識し
て転流タイミング情報を持つ認識波形Ｕａを形成し、こ
の認識波形Ｕａに基づいて巻線の転流タイミングを得る
ようにしたインバータ装置において、認識波形Ｕａの立
上がり立下がり時点がＰＷＭ信号Ｐ１のパルス幅の大き
さに依存してばらつくことを防止することを目的とす
る。 【構成】 モータ巻線の転流タイミングが許容誤差内に
おさまる範囲内のＰＷＭ信号Ｐ１のデューティ及びＰＷ
Ｍ周期を得る実験式を予め形成しておき、モータ１５の
検出回転数の変化に伴いこの式に従う演算によってデュ
ーティ及びＰＷＭ周期を決定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、モータの使用
環境によっては位置検出センサーを配置することが困難
な場合がある。このため、本願発明者等は、モータの巻
線の誘起電圧を検出しこれを電気的に処理することによ
り回転位置信号を得る技術を開発しこれを特願昭６２ー
１６２６５４号として出願した。
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、モータの使用
環境によっては位置検出センサーを配置することが困難
な場合がある。このため、本願発明者等は、モータの巻
線の誘起電圧を検出しこれを電気的に処理することによ
り回転位置信号を得る技術を開発しこれを特願昭６２ー
１６２６５４号として出願した。
【０００３】以下、この出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭ）方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図４〜図７を参照しながら説明する。
下、単にＰＷＭ）方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図４〜図７を参照しながら説明する。
【０００４】図４に示されたインバータ装置において、
交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流回路
３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂからな
り、この直流電源回路２の直流母線５、６間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ７〜１２からなる三相ブリッジ回路１３
が接続され，その出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブ
ラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが
接続される。三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７
〜１２が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ１５はその各巻線１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電
気角、以下同様）の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは１２０度オン、２４０度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図６に示すＰＷＭ信号Ｐ
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ１５の各巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗは図６に示す波形になる。図５は、ＰＷＭ制
御を伴わない場合の巻線１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電
流Ｉｕの波形をに示す。この波形において、約６０度
（期間Ｔa ）の区間に渡る傾斜部分は巻線の誘起電圧、
また、細長い正負パルスは三相ブリッジ回路１３の各ト
ランジスタと並列に接続されたフリーホイルダイオード
Ｄによるパルス電圧、また、Ｖ0 は直流母線５、６間に
接続された抵抗分圧回路１６によって形成された基準電
圧である。この図５から、転流タイミングは誘起電圧と
基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点から約３０度遅れてい
ることが理解される。前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは
通電信号回路１７に設けられたコンパレータ１８〜２０
によって前記基準電圧Ｖ0 と比較されることによって図
６に示すような、端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１８０゜区間認
識用の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´に変換され、
更にこれらが通電信号回路１７に設けられた波形合成回
路２１に与えられ、ここでＰＷＭ信号Ｐ１との照合によ
り正パルス成分のみから時間幅１８０度の連続方形波か
らなり且互に１２０度の位相差を有する認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａに変換される。更にこの波形合成回路２
１内では、これに保有されたの第１および第２のタイマ
ー機能のうち、第１のタイマー機能によって前記３つの
認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６
０度をもつ６個の第１の位相区分パターンＸ１〜Ｘ６を
形成し、更に第２のタイマー機能によって第１の各位相
区分パターンＸ１〜Ｘ６の終点を起点とする時間幅が各
々３０度をもつ６個の第２の位相区分パターンＹ１〜Ｙ
６を形成する。そして波形合成回路２１は最終的に上記
のような第１および第２の位相区分信号から図６に示す
通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成す
る。これら通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗ
ｎの位相パターンは三相ブリッジ回路１３のトランジス
タ７〜１２に要求された転流タイミングパターンに一致
する。一方、速度判定回路２２は、速度指令信号Ｓｃと
波形合成回路２１からブラシレスモータ１５の回転数検
出信号として与えられた通電信号Ｗｎとから速度偏差を
判定し、その速度差に対応した速度偏差信号Ｓｄを出力
してこれをパルス幅変調回路２３に与える。このパルス
幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ１のデューティを速度偏
差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御する。このよう
にデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ１はゲート回路
２４の各ゲート部２５，２７，２９によって前記通電信
号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，と合成例えば論理積をとられなが
ら三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７，９，１１
のベースにベース制御信号として供給される。この結
果、トランジスタ７〜１２が通電信号Ｕｐ，〜Ｗｎによ
る図６に示すパターンでオンオフ制御されることによっ
てブラシレスモータ１５が駆動を継続すると共に図６に
示されるＰＷＭ信号Ｐ１によるデューティ制御によりそ
の回転数制御がなされる。
交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流回路
３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂからな
り、この直流電源回路２の直流母線５、６間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ７〜１２からなる三相ブリッジ回路１３
が接続され，その出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブ
ラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが
接続される。三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７
〜１２が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ１５はその各巻線１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電
気角、以下同様）の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは１２０度オン、２４０度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図６に示すＰＷＭ信号Ｐ
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ１５の各巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗは図６に示す波形になる。図５は、ＰＷＭ制
御を伴わない場合の巻線１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電
流Ｉｕの波形をに示す。この波形において、約６０度
（期間Ｔa ）の区間に渡る傾斜部分は巻線の誘起電圧、
また、細長い正負パルスは三相ブリッジ回路１３の各ト
ランジスタと並列に接続されたフリーホイルダイオード
Ｄによるパルス電圧、また、Ｖ0 は直流母線５、６間に
接続された抵抗分圧回路１６によって形成された基準電
圧である。この図５から、転流タイミングは誘起電圧と
基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点から約３０度遅れてい
ることが理解される。前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは
通電信号回路１７に設けられたコンパレータ１８〜２０
によって前記基準電圧Ｖ0 と比較されることによって図
６に示すような、端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１８０゜区間認
識用の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´に変換され、
更にこれらが通電信号回路１７に設けられた波形合成回
路２１に与えられ、ここでＰＷＭ信号Ｐ１との照合によ
り正パルス成分のみから時間幅１８０度の連続方形波か
らなり且互に１２０度の位相差を有する認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａに変換される。更にこの波形合成回路２
１内では、これに保有されたの第１および第２のタイマ
ー機能のうち、第１のタイマー機能によって前記３つの
認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６
０度をもつ６個の第１の位相区分パターンＸ１〜Ｘ６を
形成し、更に第２のタイマー機能によって第１の各位相
区分パターンＸ１〜Ｘ６の終点を起点とする時間幅が各
々３０度をもつ６個の第２の位相区分パターンＹ１〜Ｙ
６を形成する。そして波形合成回路２１は最終的に上記
のような第１および第２の位相区分信号から図６に示す
通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成す
る。これら通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗ
ｎの位相パターンは三相ブリッジ回路１３のトランジス
タ７〜１２に要求された転流タイミングパターンに一致
する。一方、速度判定回路２２は、速度指令信号Ｓｃと
波形合成回路２１からブラシレスモータ１５の回転数検
出信号として与えられた通電信号Ｗｎとから速度偏差を
判定し、その速度差に対応した速度偏差信号Ｓｄを出力
してこれをパルス幅変調回路２３に与える。このパルス
幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ１のデューティを速度偏
差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御する。このよう
にデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ１はゲート回路
２４の各ゲート部２５，２７，２９によって前記通電信
号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，と合成例えば論理積をとられなが
ら三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７，９，１１
のベースにベース制御信号として供給される。この結
果、トランジスタ７〜１２が通電信号Ｕｐ，〜Ｗｎによ
る図６に示すパターンでオンオフ制御されることによっ
てブラシレスモータ１５が駆動を継続すると共に図６に
示されるＰＷＭ信号Ｐ１によるデューティ制御によりそ
の回転数制御がなされる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図７の（Ａ），（Ｂ）
には、ブラシレスモータ１５のＵ相巻線１５ｕの端子電
圧Ｖｕとこの電圧Ｖｕによって合成された認識波形信号
Ｕａとの関係が示されている。認識波形信号Ｕａは波形
合成回路２１において端子電圧ＶｕをＰＷＭ信号Ｐ１と
照合してその正，零レベルのうち誘起電圧情報が得られ
る例えば正レベル期間のみを有効化して合成されるか
ら、基準電圧Ｖ０とのクロス時点がＰＷＭ信号の零レベ
ル期間に位置するときは得られた認識波形信号のパルス
前縁および後縁は図７の（Ｂ）に良く表れているように
ＰＷＭ信号波形の立上がりに必ず一致される。したがっ
て、認識波形信号Ｕａの立上がり、立下がり位相にはＰ
ＷＭ信号のパルス幅（特に零レベル期間）内で誤差ｑを
生じ、その精度は、図７の（Ａ）と（Ｂ）との対比から
理解されるように、ブラシレスモータの回転周期に対し
てＰＷＭ信号Ｐ１のパルス幅が相対的に長いほど、換言
すれば、ＰＷＭ信号に変換するための三角波信号など搬
送波要素の周波数が低いほどパルス幅変調周期が長くな
って低くなる。このような、認識波形信号の精度の低下
すなわち誤差拡大はブラシレスモータ１５の巻線電流の
転流タイミングが不正確になるからトルクむらの増加を
招く等して、振動や騒音の原因になったり、或いは転流
不能になってしまうことが予想される。特にエアコンな
どに見られるようにスイッチング素子のスイッチング損
失の軽減を図るためにパルス幅変調周期を極力長いこと
が要求される機器ではその影響が重大である。
には、ブラシレスモータ１５のＵ相巻線１５ｕの端子電
圧Ｖｕとこの電圧Ｖｕによって合成された認識波形信号
Ｕａとの関係が示されている。認識波形信号Ｕａは波形
合成回路２１において端子電圧ＶｕをＰＷＭ信号Ｐ１と
照合してその正，零レベルのうち誘起電圧情報が得られ
る例えば正レベル期間のみを有効化して合成されるか
ら、基準電圧Ｖ０とのクロス時点がＰＷＭ信号の零レベ
ル期間に位置するときは得られた認識波形信号のパルス
前縁および後縁は図７の（Ｂ）に良く表れているように
ＰＷＭ信号波形の立上がりに必ず一致される。したがっ
て、認識波形信号Ｕａの立上がり、立下がり位相にはＰ
ＷＭ信号のパルス幅（特に零レベル期間）内で誤差ｑを
生じ、その精度は、図７の（Ａ）と（Ｂ）との対比から
理解されるように、ブラシレスモータの回転周期に対し
てＰＷＭ信号Ｐ１のパルス幅が相対的に長いほど、換言
すれば、ＰＷＭ信号に変換するための三角波信号など搬
送波要素の周波数が低いほどパルス幅変調周期が長くな
って低くなる。このような、認識波形信号の精度の低下
すなわち誤差拡大はブラシレスモータ１５の巻線電流の
転流タイミングが不正確になるからトルクむらの増加を
招く等して、振動や騒音の原因になったり、或いは転流
不能になってしまうことが予想される。特にエアコンな
どに見られるようにスイッチング素子のスイッチング損
失の軽減を図るためにパルス幅変調周期を極力長いこと
が要求される機器ではその影響が重大である。
【０００６】本発明の目的は、負荷または回転数の変化
に伴いＰＷＭ信号のデューティが変化するにもかかわら
ず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確保でき、そ
の結果モータを振動や騒音を招くことなく安定的に駆動
できるインバータ装置を提供することにある。
に伴いＰＷＭ信号のデューティが変化するにもかかわら
ず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確保でき、そ
の結果モータを振動や騒音を招くことなく安定的に駆動
できるインバータ装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基づ
いて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前
記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モータ
の回転数を検出する速度検出手段と、この速度検出手段
により得られモータの回転周期に基づいて前記パルス幅
変調信号の周期を決定する手段とからなる。このパルス
幅変調周期を決定する手段は、好ましくは、前記パルス
幅変調信号のデューティとこのデューティに対応するモ
ータ回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検
出手段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を
決定する手段とを有している。
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基づ
いて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前
記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モータ
の回転数を検出する速度検出手段と、この速度検出手段
により得られモータの回転周期に基づいて前記パルス幅
変調信号の周期を決定する手段とからなる。このパルス
幅変調周期を決定する手段は、好ましくは、前記パルス
幅変調信号のデューティとこのデューティに対応するモ
ータ回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検
出手段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を
決定する手段とを有している。
【０００８】
【作用】本発明によれば、モータの回転中その巻線の端
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づきロータの回転位置に対応したタイミ
ングを持つ通電信号が形成される。この通電信号とパル
ス幅変調信号との合成信号例えば論理積信号によってス
イッチング素子がオンオフ制御される。この場合におい
て、パルス幅変調周期がモータの回転周期の相対値とし
て所定のデューティとの関係から決定されるので負荷ま
たは回転数変動にもかかわらずモータ巻線の転流タイミ
ングを許容誤差内に保持することができる。
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づきロータの回転位置に対応したタイミ
ングを持つ通電信号が形成される。この通電信号とパル
ス幅変調信号との合成信号例えば論理積信号によってス
イッチング素子がオンオフ制御される。この場合におい
て、パルス幅変調周期がモータの回転周期の相対値とし
て所定のデューティとの関係から決定されるので負荷ま
たは回転数変動にもかかわらずモータ巻線の転流タイミ
ングを許容誤差内に保持することができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図１乃至図
３を参照しながら説明するが、図４と異なる部分につい
てのみ説明する。演算部３１は速度指令信号Ｓｃと回転
数検出信号ＷｎとからＰＷＭ信号のデューティＤ1 及び
ＰＷＭ周期Ｔｐを演算してＰＷＭの周期信号Ｓｐ及びデ
ューティ信号Ｓｔをパルス幅変調回路３２に与えるよう
になっており、このパルス幅変調回路３２は演算部３１
から与えられた周期信号Ｓｐに示された周期Ｔｐ及びデ
ューティ信号Ｓｔに示されたデューティＤ1をもつＰＷ
Ｍ信号Ｐ１を出力するようになっている。この演算部３
１による周期Ｔｐ及びデューティＤ1 の演算機能を図２
及び図３を参照しながら説明する。まず、速度指令信号
Ｓｃが示す指令回転数Ｎｃを入力し（ステップＳＴ
１）、続いて回転数検出信号である通電信号Ｗｎからモ
−タ１５の実際の回転数である検出回転数Ｎｍを入力し
（ステップＳＴ２）、次のステップＳＴ３においてＰＷ
Ｍ信号のデューティＤ1 の演算を次の式（１）を用いて
行う。
３を参照しながら説明するが、図４と異なる部分につい
てのみ説明する。演算部３１は速度指令信号Ｓｃと回転
数検出信号ＷｎとからＰＷＭ信号のデューティＤ1 及び
ＰＷＭ周期Ｔｐを演算してＰＷＭの周期信号Ｓｐ及びデ
ューティ信号Ｓｔをパルス幅変調回路３２に与えるよう
になっており、このパルス幅変調回路３２は演算部３１
から与えられた周期信号Ｓｐに示された周期Ｔｐ及びデ
ューティ信号Ｓｔに示されたデューティＤ1をもつＰＷ
Ｍ信号Ｐ１を出力するようになっている。この演算部３
１による周期Ｔｐ及びデューティＤ1 の演算機能を図２
及び図３を参照しながら説明する。まず、速度指令信号
Ｓｃが示す指令回転数Ｎｃを入力し（ステップＳＴ
１）、続いて回転数検出信号である通電信号Ｗｎからモ
−タ１５の実際の回転数である検出回転数Ｎｍを入力し
（ステップＳＴ２）、次のステップＳＴ３においてＰＷ
Ｍ信号のデューティＤ1 の演算を次の式（１）を用いて
行う。
【００１０】 Ｄ1 ＝Ｄ0 ＋ｄＤ ｄＤ＝−Ａ×（Ｎｍ−Ｎｃ） ………（１） ここで、Ａは、モータや負荷の図応対により予め定めら
れたゲイン定数である。この演算結果であるデューティ
Ｄ1 をパルス幅変調回路３２に出力した後（ステップＳ
Ｔ４）、今度はＰＷＭの周期Ｔｐを次の式（２）により
演算する（ステップＳＴ５）。 Ｔｐ＝Ｋ×Ｔｍ／（１−Ｄ1 ） ………（２） このステップＳＴ５での演算結果を判定した後（ステッ
プＳＴ６）、これをパルス幅変調回路３２に出力する
（ステップＳＴ７）。ステップＳＴ６における演算結果
の判定は、演算結果Ｔｐが極端に大きかったり小さかっ
たりした場合があると好ましくないので、これを所定の
範囲内に制限するために行われある。
れたゲイン定数である。この演算結果であるデューティ
Ｄ1 をパルス幅変調回路３２に出力した後（ステップＳ
Ｔ４）、今度はＰＷＭの周期Ｔｐを次の式（２）により
演算する（ステップＳＴ５）。 Ｔｐ＝Ｋ×Ｔｍ／（１−Ｄ1 ） ………（２） このステップＳＴ５での演算結果を判定した後（ステッ
プＳＴ６）、これをパルス幅変調回路３２に出力する
（ステップＳＴ７）。ステップＳＴ６における演算結果
の判定は、演算結果Ｔｐが極端に大きかったり小さかっ
たりした場合があると好ましくないので、これを所定の
範囲内に制限するために行われある。
【００１１】ここで、Ｔｍは前記検出回転数の逆数であ
るモータの回転周期、Ｋはモータを安定的に運転できる
ための条件として予め定められた定数である。この実施
例において誘起電圧変化タイミング（基準電圧Ｖ0 との
クロス時点）の許容誤差ｑを５度とした場合の定数Ｋ
（ここでは、モータ極数を４とし、従って２電気周期に
対する割合としている）は、 Ｋ＝５／（２×３６０）＝０．００６９ ………（３） としている。
るモータの回転周期、Ｋはモータを安定的に運転できる
ための条件として予め定められた定数である。この実施
例において誘起電圧変化タイミング（基準電圧Ｖ0 との
クロス時点）の許容誤差ｑを５度とした場合の定数Ｋ
（ここでは、モータ極数を４とし、従って２電気周期に
対する割合としている）は、 Ｋ＝５／（２×３６０）＝０．００６９ ………（３） としている。
【００１２】図３において、点線直線は異なる各デュー
ティＤ1 におけるモータ１５のトルクー回転数特性を示
し、実線曲線は（２）式に回転数（１／Ｔｍ）及びＤ1
を代入して得た異なる各ＰＷＭ周期Ｔｐの逆数であるＰ
ＷＭ周波数ｆｃをパラメータとしたトルクー回転数特性
を示しており、このＰＷＭ周波数ｆｃはモータ１５を通
電不安定を起こさせない、換言すれば騒音、振動、脱調
を生じさせない許容誤差ｑ内で安定して駆動できるの最
低周波数を意味しており、実験的に求められたものであ
る。
ティＤ1 におけるモータ１５のトルクー回転数特性を示
し、実線曲線は（２）式に回転数（１／Ｔｍ）及びＤ1
を代入して得た異なる各ＰＷＭ周期Ｔｐの逆数であるＰ
ＷＭ周波数ｆｃをパラメータとしたトルクー回転数特性
を示しており、このＰＷＭ周波数ｆｃはモータ１５を通
電不安定を起こさせない、換言すれば騒音、振動、脱調
を生じさせない許容誤差ｑ内で安定して駆動できるの最
低周波数を意味しており、実験的に求められたものであ
る。
【００１３】この実施例によれば、図３おいて、負荷ト
ルクが４０（Ｋｇ−ｃｍ）のとき、指令回転数Ｎｃとし
て４０００（ｒｐｍ）が与えられると、デューティが８
０％でＰＷＭ周波数ｆｃが２ｋＨｚのＰＷＭ信号が与え
られてモータ１５は安定回転状態に維持される。勿論、
この周波数２ｋＨｚはモータ１５を許容誤差５度内で安
定して駆動できるの最低周波数を意味しているから、三
相ブリッジ回路１３内のスイッチング素子であるトラン
ジスタ７〜１２のスイッチング損失を最小限になし得
る。従って負荷または回転数の変化に応じてＰＷＭ幅周
期Ｔｐが上記のように変化されるので認識波形信号Ｕａ
の立上がり、立下がり誤差ｑが５度以内に制限でき、精
度の高い転流タイミングが維持される。
ルクが４０（Ｋｇ−ｃｍ）のとき、指令回転数Ｎｃとし
て４０００（ｒｐｍ）が与えられると、デューティが８
０％でＰＷＭ周波数ｆｃが２ｋＨｚのＰＷＭ信号が与え
られてモータ１５は安定回転状態に維持される。勿論、
この周波数２ｋＨｚはモータ１５を許容誤差５度内で安
定して駆動できるの最低周波数を意味しているから、三
相ブリッジ回路１３内のスイッチング素子であるトラン
ジスタ７〜１２のスイッチング損失を最小限になし得
る。従って負荷または回転数の変化に応じてＰＷＭ幅周
期Ｔｐが上記のように変化されるので認識波形信号Ｕａ
の立上がり、立下がり誤差ｑが５度以内に制限でき、精
度の高い転流タイミングが維持される。
【００１４】なお、回転数に対して負荷トルクの変動が
小さい場合は、デューティを固定したまま検出回転数の
みに応じてＰＷＭ周期を決定してもよい。
小さい場合は、デューティを固定したまま検出回転数の
みに応じてＰＷＭ周期を決定してもよい。
【００１５】
【発明の効果】本発明は以上述べたように、負荷または
回転数が変化してＰＷＭ信号のデューティが変化するに
もかかわらず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確
保でき、その結果モータを振動や騒音を招くことなく安
定的に駆動できるインバータ装置を提供することができ
る。
回転数が変化してＰＷＭ信号のデューティが変化するに
もかかわらず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確
保でき、その結果モータを振動や騒音を招くことなく安
定的に駆動できるインバータ装置を提供することができ
る。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図
【図２】図１の演算部の作用を説明するためのフローチ
ャート
ャート
【図３】図１に示す回路の作用を説明するためのモータ
の回転数ートルク特性図
の回転数ートルク特性図
【図４】従来のインバータ装置の回路図
【図５】図４に示すブラシレスモータの一つの巻線の電
圧、電流波形図
圧、電流波形図
【図６】図４の各部の波形図
【図７】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧と認
識波形信号のタイミング関係を示すための波形図
識波形信号のタイミング関係を示すための波形図
２は直流電源回路、７〜１２はトランジスタ（スイッチ
ング素子）、１３は三相ブリッジ回路（スイッチング回
路）、１５はブラシレスモータ、１７は通電信号回路、
２１は波形合成回路、２４はゲート回路、３１は演算
部、３２はパルス幅変調回路である。
ング素子）、１３は三相ブリッジ回路（スイッチング回
路）、１５はブラシレスモータ、１７は通電信号回路、
２１は波形合成回路、２４はゲート回路、３１は演算
部、３２はパルス幅変調回路である。
Claims (2)
- 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するための複数のスイッチング素子からなるスイッチン
グ回路と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果
に基づいて所定の転流タイミングに対応する通電信号を
得る通電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅
変調回路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成
して前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記
モータの回転数を検出する速度検出手段と、この速度検
出手段により得られモータの回転周期に基づいて前記パ
ルス幅変調信号の周期を決定する手段とを有するインバ
ータ装置。 - 【請求項２】 モータに有する複数相の巻線に順次通電
するための複数のスイッチング素子からスイッチング回
路と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基
づいて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る
通電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調
回路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して
前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モー
タの回転数を検出する速度検出手段と、前記パルス幅変
調信号のデューティとこのデューティに対応するモータ
回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検出手
段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を決定
する手段とを有するインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4067942A JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4067942A JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05276784A true JPH05276784A (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=13359494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4067942A Pending JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05276784A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115431789A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-06 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种无刷直流电机的驻坡控制***及低速电动车 |
-
1992
- 1992-03-26 JP JP4067942A patent/JPH05276784A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115431789A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-06 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种无刷直流电机的驻坡控制***及低速电动车 |
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