JPH05276784A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH05276784A JPH05276784A JP4067942A JP6794292A JPH05276784A JP H05276784 A JPH05276784 A JP H05276784A JP 4067942 A JP4067942 A JP 4067942A JP 6794292 A JP6794292 A JP 6794292A JP H05276784 A JPH05276784 A JP H05276784A
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- Japan
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- signal
- circuit
- motor
- pulse width
- width modulation
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はブラシレスモータ15をPWM制御
しながら駆動するためにモータ15のロータ回転位置を
モータ15の巻線の端子電圧から波形合成により認識し
て転流タイミング情報を持つ認識波形Uaを形成し、こ
の認識波形Uaに基づいて巻線の転流タイミングを得る
ようにしたインバータ装置において、認識波形Uaの立
上がり立下がり時点がPWM信号P1のパルス幅の大き
さに依存してばらつくことを防止することを目的とす
る。 【構成】 モータ巻線の転流タイミングが許容誤差内に
おさまる範囲内のPWM信号P1のデューティ及びPW
M周期を得る実験式を予め形成しておき、モータ15の
検出回転数の変化に伴いこの式に従う演算によってデュ
ーティ及びPWM周期を決定する。
しながら駆動するためにモータ15のロータ回転位置を
モータ15の巻線の端子電圧から波形合成により認識し
て転流タイミング情報を持つ認識波形Uaを形成し、こ
の認識波形Uaに基づいて巻線の転流タイミングを得る
ようにしたインバータ装置において、認識波形Uaの立
上がり立下がり時点がPWM信号P1のパルス幅の大き
さに依存してばらつくことを防止することを目的とす
る。 【構成】 モータ巻線の転流タイミングが許容誤差内に
おさまる範囲内のPWM信号P1のデューティ及びPW
M周期を得る実験式を予め形成しておき、モータ15の
検出回転数の変化に伴いこの式に従う演算によってデュ
ーティ及びPWM周期を決定する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、モータの使用
環境によっては位置検出センサーを配置することが困難
な場合がある。このため、本願発明者等は、モータの巻
線の誘起電圧を検出しこれを電気的に処理することによ
り回転位置信号を得る技術を開発しこれを特願昭62ー
162654号として出願した。
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、モータの使用
環境によっては位置検出センサーを配置することが困難
な場合がある。このため、本願発明者等は、モータの巻
線の誘起電圧を検出しこれを電気的に処理することによ
り回転位置信号を得る技術を開発しこれを特願昭62ー
162654号として出願した。
【0003】以下、この出願の発明がパルス幅変調(以
下、単にPWM)方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図4〜図7を参照しながら説明する。
下、単にPWM)方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図4〜図7を参照しながら説明する。
【0004】図4に示されたインバータ装置において、
交流電源1に接続される直流電源回路2は全波整流回路
3、リアクトル4aおよび平滑用コンデンサ4bからな
り、この直流電源回路2の直流母線5、6間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ7〜12からなる三相ブリッジ回路13
が接続され,その出力端子14u,14v,14wにブ
ラシレスモータ15の各巻線15u,15v,15wが
接続される。三相ブリッジ回路13の各トランジスタ7
〜12が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ15はその各巻線15u〜15wが120度(電
気角、以下同様)の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは120度オン、240度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図6に示すPWM信号P
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ15の各巻線15u〜15wの端子電圧Vu,
Vv,Vwは図6に示す波形になる。図5は、PWM制
御を伴わない場合の巻線15uの端子電圧Vuおよび電
流Iuの波形をに示す。この波形において、約60度
(期間Ta )の区間に渡る傾斜部分は巻線の誘起電圧、
また、細長い正負パルスは三相ブリッジ回路13の各ト
ランジスタと並列に接続されたフリーホイルダイオード
Dによるパルス電圧、また、V0 は直流母線5、6間に
接続された抵抗分圧回路16によって形成された基準電
圧である。この図5から、転流タイミングは誘起電圧と
基準電圧V0 とがクロスする時点から約30度遅れてい
ることが理解される。前記端子電圧Vu,Vv,Vwは
通電信号回路17に設けられたコンパレータ18〜20
によって前記基準電圧V0 と比較されることによって図
6に示すような、端子電圧Vu〜Vwの180゜区間認
識用の基本波信号Vu´,Vv´,Vw´に変換され、
更にこれらが通電信号回路17に設けられた波形合成回
路21に与えられ、ここでPWM信号P1との照合によ
り正パルス成分のみから時間幅180度の連続方形波か
らなり且互に120度の位相差を有する認識波形信号U
a,Va,Waに変換される。更にこの波形合成回路2
1内では、これに保有されたの第1および第2のタイマ
ー機能のうち、第1のタイマー機能によって前記3つの
認識波形信号Ua,Va,Waから時間幅Tbが各々6
0度をもつ6個の第1の位相区分パターンX1〜X6を
形成し、更に第2のタイマー機能によって第1の各位相
区分パターンX1〜X6の終点を起点とする時間幅が各
々30度をもつ6個の第2の位相区分パターンY1〜Y
6を形成する。そして波形合成回路21は最終的に上記
のような第1および第2の位相区分信号から図6に示す
通電信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnを合成す
る。これら通電信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,W
nの位相パターンは三相ブリッジ回路13のトランジス
タ7〜12に要求された転流タイミングパターンに一致
する。一方、速度判定回路22は、速度指令信号Scと
波形合成回路21からブラシレスモータ15の回転数検
出信号として与えられた通電信号Wnとから速度偏差を
判定し、その速度差に対応した速度偏差信号Sdを出力
してこれをパルス幅変調回路23に与える。このパルス
幅変調回路23はPWM信号P1のデューティを速度偏
差信号Sdの大きさに応じるように制御する。このよう
にデューティが制御されたPWM信号P1はゲート回路
24の各ゲート部25,27,29によって前記通電信
号Up,Vp,Wp,と合成例えば論理積をとられなが
ら三相ブリッジ回路13の各トランジスタ7,9,11
のベースにベース制御信号として供給される。この結
果、トランジスタ7〜12が通電信号Up,〜Wnによ
る図6に示すパターンでオンオフ制御されることによっ
てブラシレスモータ15が駆動を継続すると共に図6に
示されるPWM信号P1によるデューティ制御によりそ
の回転数制御がなされる。
交流電源1に接続される直流電源回路2は全波整流回路
3、リアクトル4aおよび平滑用コンデンサ4bからな
り、この直流電源回路2の直流母線5、6間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ7〜12からなる三相ブリッジ回路13
が接続され,その出力端子14u,14v,14wにブ
ラシレスモータ15の各巻線15u,15v,15wが
接続される。三相ブリッジ回路13の各トランジスタ7
〜12が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ15はその各巻線15u〜15wが120度(電
気角、以下同様)の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは120度オン、240度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図6に示すPWM信号P
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ15の各巻線15u〜15wの端子電圧Vu,
Vv,Vwは図6に示す波形になる。図5は、PWM制
御を伴わない場合の巻線15uの端子電圧Vuおよび電
流Iuの波形をに示す。この波形において、約60度
(期間Ta )の区間に渡る傾斜部分は巻線の誘起電圧、
また、細長い正負パルスは三相ブリッジ回路13の各ト
ランジスタと並列に接続されたフリーホイルダイオード
Dによるパルス電圧、また、V0 は直流母線5、6間に
接続された抵抗分圧回路16によって形成された基準電
圧である。この図5から、転流タイミングは誘起電圧と
基準電圧V0 とがクロスする時点から約30度遅れてい
ることが理解される。前記端子電圧Vu,Vv,Vwは
通電信号回路17に設けられたコンパレータ18〜20
によって前記基準電圧V0 と比較されることによって図
6に示すような、端子電圧Vu〜Vwの180゜区間認
識用の基本波信号Vu´,Vv´,Vw´に変換され、
更にこれらが通電信号回路17に設けられた波形合成回
路21に与えられ、ここでPWM信号P1との照合によ
り正パルス成分のみから時間幅180度の連続方形波か
らなり且互に120度の位相差を有する認識波形信号U
a,Va,Waに変換される。更にこの波形合成回路2
1内では、これに保有されたの第1および第2のタイマ
ー機能のうち、第1のタイマー機能によって前記3つの
認識波形信号Ua,Va,Waから時間幅Tbが各々6
0度をもつ6個の第1の位相区分パターンX1〜X6を
形成し、更に第2のタイマー機能によって第1の各位相
区分パターンX1〜X6の終点を起点とする時間幅が各
々30度をもつ6個の第2の位相区分パターンY1〜Y
6を形成する。そして波形合成回路21は最終的に上記
のような第1および第2の位相区分信号から図6に示す
通電信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,Wnを合成す
る。これら通電信号Up,Un,Vp,Vn,Wp,W
nの位相パターンは三相ブリッジ回路13のトランジス
タ7〜12に要求された転流タイミングパターンに一致
する。一方、速度判定回路22は、速度指令信号Scと
波形合成回路21からブラシレスモータ15の回転数検
出信号として与えられた通電信号Wnとから速度偏差を
判定し、その速度差に対応した速度偏差信号Sdを出力
してこれをパルス幅変調回路23に与える。このパルス
幅変調回路23はPWM信号P1のデューティを速度偏
差信号Sdの大きさに応じるように制御する。このよう
にデューティが制御されたPWM信号P1はゲート回路
24の各ゲート部25,27,29によって前記通電信
号Up,Vp,Wp,と合成例えば論理積をとられなが
ら三相ブリッジ回路13の各トランジスタ7,9,11
のベースにベース制御信号として供給される。この結
果、トランジスタ7〜12が通電信号Up,〜Wnによ
る図6に示すパターンでオンオフ制御されることによっ
てブラシレスモータ15が駆動を継続すると共に図6に
示されるPWM信号P1によるデューティ制御によりそ
の回転数制御がなされる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】図7の(A),(B)
には、ブラシレスモータ15のU相巻線15uの端子電
圧Vuとこの電圧Vuによって合成された認識波形信号
Uaとの関係が示されている。認識波形信号Uaは波形
合成回路21において端子電圧VuをPWM信号P1と
照合してその正,零レベルのうち誘起電圧情報が得られ
る例えば正レベル期間のみを有効化して合成されるか
ら、基準電圧V0とのクロス時点がPWM信号の零レベ
ル期間に位置するときは得られた認識波形信号のパルス
前縁および後縁は図7の(B)に良く表れているように
PWM信号波形の立上がりに必ず一致される。したがっ
て、認識波形信号Uaの立上がり、立下がり位相にはP
WM信号のパルス幅(特に零レベル期間)内で誤差qを
生じ、その精度は、図7の(A)と(B)との対比から
理解されるように、ブラシレスモータの回転周期に対し
てPWM信号P1のパルス幅が相対的に長いほど、換言
すれば、PWM信号に変換するための三角波信号など搬
送波要素の周波数が低いほどパルス幅変調周期が長くな
って低くなる。このような、認識波形信号の精度の低下
すなわち誤差拡大はブラシレスモータ15の巻線電流の
転流タイミングが不正確になるからトルクむらの増加を
招く等して、振動や騒音の原因になったり、或いは転流
不能になってしまうことが予想される。特にエアコンな
どに見られるようにスイッチング素子のスイッチング損
失の軽減を図るためにパルス幅変調周期を極力長いこと
が要求される機器ではその影響が重大である。
には、ブラシレスモータ15のU相巻線15uの端子電
圧Vuとこの電圧Vuによって合成された認識波形信号
Uaとの関係が示されている。認識波形信号Uaは波形
合成回路21において端子電圧VuをPWM信号P1と
照合してその正,零レベルのうち誘起電圧情報が得られ
る例えば正レベル期間のみを有効化して合成されるか
ら、基準電圧V0とのクロス時点がPWM信号の零レベ
ル期間に位置するときは得られた認識波形信号のパルス
前縁および後縁は図7の(B)に良く表れているように
PWM信号波形の立上がりに必ず一致される。したがっ
て、認識波形信号Uaの立上がり、立下がり位相にはP
WM信号のパルス幅(特に零レベル期間)内で誤差qを
生じ、その精度は、図7の(A)と(B)との対比から
理解されるように、ブラシレスモータの回転周期に対し
てPWM信号P1のパルス幅が相対的に長いほど、換言
すれば、PWM信号に変換するための三角波信号など搬
送波要素の周波数が低いほどパルス幅変調周期が長くな
って低くなる。このような、認識波形信号の精度の低下
すなわち誤差拡大はブラシレスモータ15の巻線電流の
転流タイミングが不正確になるからトルクむらの増加を
招く等して、振動や騒音の原因になったり、或いは転流
不能になってしまうことが予想される。特にエアコンな
どに見られるようにスイッチング素子のスイッチング損
失の軽減を図るためにパルス幅変調周期を極力長いこと
が要求される機器ではその影響が重大である。
【0006】本発明の目的は、負荷または回転数の変化
に伴いPWM信号のデューティが変化するにもかかわら
ず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確保でき、そ
の結果モータを振動や騒音を招くことなく安定的に駆動
できるインバータ装置を提供することにある。
に伴いPWM信号のデューティが変化するにもかかわら
ず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確保でき、そ
の結果モータを振動や騒音を招くことなく安定的に駆動
できるインバータ装置を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基づ
いて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前
記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モータ
の回転数を検出する速度検出手段と、この速度検出手段
により得られモータの回転周期に基づいて前記パルス幅
変調信号の周期を決定する手段とからなる。このパルス
幅変調周期を決定する手段は、好ましくは、前記パルス
幅変調信号のデューティとこのデューティに対応するモ
ータ回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検
出手段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を
決定する手段とを有している。
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基づ
いて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前
記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モータ
の回転数を検出する速度検出手段と、この速度検出手段
により得られモータの回転周期に基づいて前記パルス幅
変調信号の周期を決定する手段とからなる。このパルス
幅変調周期を決定する手段は、好ましくは、前記パルス
幅変調信号のデューティとこのデューティに対応するモ
ータ回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検
出手段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を
決定する手段とを有している。
【0008】
【作用】本発明によれば、モータの回転中その巻線の端
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づきロータの回転位置に対応したタイミ
ングを持つ通電信号が形成される。この通電信号とパル
ス幅変調信号との合成信号例えば論理積信号によってス
イッチング素子がオンオフ制御される。この場合におい
て、パルス幅変調周期がモータの回転周期の相対値とし
て所定のデューティとの関係から決定されるので負荷ま
たは回転数変動にもかかわらずモータ巻線の転流タイミ
ングを許容誤差内に保持することができる。
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づきロータの回転位置に対応したタイミ
ングを持つ通電信号が形成される。この通電信号とパル
ス幅変調信号との合成信号例えば論理積信号によってス
イッチング素子がオンオフ制御される。この場合におい
て、パルス幅変調周期がモータの回転周期の相対値とし
て所定のデューティとの関係から決定されるので負荷ま
たは回転数変動にもかかわらずモータ巻線の転流タイミ
ングを許容誤差内に保持することができる。
【0009】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図1乃至図
3を参照しながら説明するが、図4と異なる部分につい
てのみ説明する。演算部31は速度指令信号Scと回転
数検出信号WnとからPWM信号のデューティD1 及び
PWM周期Tpを演算してPWMの周期信号Sp及びデ
ューティ信号Stをパルス幅変調回路32に与えるよう
になっており、このパルス幅変調回路32は演算部31
から与えられた周期信号Spに示された周期Tp及びデ
ューティ信号Stに示されたデューティD1をもつPW
M信号P1を出力するようになっている。この演算部3
1による周期Tp及びデューティD1 の演算機能を図2
及び図3を参照しながら説明する。まず、速度指令信号
Scが示す指令回転数Ncを入力し(ステップST
1)、続いて回転数検出信号である通電信号Wnからモ
−タ15の実際の回転数である検出回転数Nmを入力し
(ステップST2)、次のステップST3においてPW
M信号のデューティD1 の演算を次の式(1)を用いて
行う。
3を参照しながら説明するが、図4と異なる部分につい
てのみ説明する。演算部31は速度指令信号Scと回転
数検出信号WnとからPWM信号のデューティD1 及び
PWM周期Tpを演算してPWMの周期信号Sp及びデ
ューティ信号Stをパルス幅変調回路32に与えるよう
になっており、このパルス幅変調回路32は演算部31
から与えられた周期信号Spに示された周期Tp及びデ
ューティ信号Stに示されたデューティD1をもつPW
M信号P1を出力するようになっている。この演算部3
1による周期Tp及びデューティD1 の演算機能を図2
及び図3を参照しながら説明する。まず、速度指令信号
Scが示す指令回転数Ncを入力し(ステップST
1)、続いて回転数検出信号である通電信号Wnからモ
−タ15の実際の回転数である検出回転数Nmを入力し
(ステップST2)、次のステップST3においてPW
M信号のデューティD1 の演算を次の式(1)を用いて
行う。
【0010】 D1 =D0 +dD dD=−A×(Nm−Nc) ………(1) ここで、Aは、モータや負荷の図応対により予め定めら
れたゲイン定数である。この演算結果であるデューティ
D1 をパルス幅変調回路32に出力した後(ステップS
T4)、今度はPWMの周期Tpを次の式(2)により
演算する(ステップST5)。 Tp=K×Tm/(1−D1 ) ………(2) このステップST5での演算結果を判定した後(ステッ
プST6)、これをパルス幅変調回路32に出力する
(ステップST7)。ステップST6における演算結果
の判定は、演算結果Tpが極端に大きかったり小さかっ
たりした場合があると好ましくないので、これを所定の
範囲内に制限するために行われある。
れたゲイン定数である。この演算結果であるデューティ
D1 をパルス幅変調回路32に出力した後(ステップS
T4)、今度はPWMの周期Tpを次の式(2)により
演算する(ステップST5)。 Tp=K×Tm/(1−D1 ) ………(2) このステップST5での演算結果を判定した後(ステッ
プST6)、これをパルス幅変調回路32に出力する
(ステップST7)。ステップST6における演算結果
の判定は、演算結果Tpが極端に大きかったり小さかっ
たりした場合があると好ましくないので、これを所定の
範囲内に制限するために行われある。
【0011】ここで、Tmは前記検出回転数の逆数であ
るモータの回転周期、Kはモータを安定的に運転できる
ための条件として予め定められた定数である。この実施
例において誘起電圧変化タイミング(基準電圧V0 との
クロス時点)の許容誤差qを5度とした場合の定数K
(ここでは、モータ極数を4とし、従って2電気周期に
対する割合としている)は、 K=5/(2×360)=0.0069 ………(3) としている。
るモータの回転周期、Kはモータを安定的に運転できる
ための条件として予め定められた定数である。この実施
例において誘起電圧変化タイミング(基準電圧V0 との
クロス時点)の許容誤差qを5度とした場合の定数K
(ここでは、モータ極数を4とし、従って2電気周期に
対する割合としている)は、 K=5/(2×360)=0.0069 ………(3) としている。
【0012】図3において、点線直線は異なる各デュー
ティD1 におけるモータ15のトルクー回転数特性を示
し、実線曲線は(2)式に回転数(1/Tm)及びD1
を代入して得た異なる各PWM周期Tpの逆数であるP
WM周波数fcをパラメータとしたトルクー回転数特性
を示しており、このPWM周波数fcはモータ15を通
電不安定を起こさせない、換言すれば騒音、振動、脱調
を生じさせない許容誤差q内で安定して駆動できるの最
低周波数を意味しており、実験的に求められたものであ
る。
ティD1 におけるモータ15のトルクー回転数特性を示
し、実線曲線は(2)式に回転数(1/Tm)及びD1
を代入して得た異なる各PWM周期Tpの逆数であるP
WM周波数fcをパラメータとしたトルクー回転数特性
を示しており、このPWM周波数fcはモータ15を通
電不安定を起こさせない、換言すれば騒音、振動、脱調
を生じさせない許容誤差q内で安定して駆動できるの最
低周波数を意味しており、実験的に求められたものであ
る。
【0013】この実施例によれば、図3おいて、負荷ト
ルクが40(Kg−cm)のとき、指令回転数Ncとし
て4000(rpm)が与えられると、デューティが8
0%でPWM周波数fcが2kHzのPWM信号が与え
られてモータ15は安定回転状態に維持される。勿論、
この周波数2kHzはモータ15を許容誤差5度内で安
定して駆動できるの最低周波数を意味しているから、三
相ブリッジ回路13内のスイッチング素子であるトラン
ジスタ7〜12のスイッチング損失を最小限になし得
る。従って負荷または回転数の変化に応じてPWM幅周
期Tpが上記のように変化されるので認識波形信号Ua
の立上がり、立下がり誤差qが5度以内に制限でき、精
度の高い転流タイミングが維持される。
ルクが40(Kg−cm)のとき、指令回転数Ncとし
て4000(rpm)が与えられると、デューティが8
0%でPWM周波数fcが2kHzのPWM信号が与え
られてモータ15は安定回転状態に維持される。勿論、
この周波数2kHzはモータ15を許容誤差5度内で安
定して駆動できるの最低周波数を意味しているから、三
相ブリッジ回路13内のスイッチング素子であるトラン
ジスタ7〜12のスイッチング損失を最小限になし得
る。従って負荷または回転数の変化に応じてPWM幅周
期Tpが上記のように変化されるので認識波形信号Ua
の立上がり、立下がり誤差qが5度以内に制限でき、精
度の高い転流タイミングが維持される。
【0014】なお、回転数に対して負荷トルクの変動が
小さい場合は、デューティを固定したまま検出回転数の
みに応じてPWM周期を決定してもよい。
小さい場合は、デューティを固定したまま検出回転数の
みに応じてPWM周期を決定してもよい。
【0015】
【発明の効果】本発明は以上述べたように、負荷または
回転数が変化してPWM信号のデューティが変化するに
もかかわらず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確
保でき、その結果モータを振動や騒音を招くことなく安
定的に駆動できるインバータ装置を提供することができ
る。
回転数が変化してPWM信号のデューティが変化するに
もかかわらず、モータ巻線の正確な転流タイミングを確
保でき、その結果モータを振動や騒音を招くことなく安
定的に駆動できるインバータ装置を提供することができ
る。
【図1】本発明の一実施例を示す回路図
【図2】図1の演算部の作用を説明するためのフローチ
ャート
ャート
【図3】図1に示す回路の作用を説明するためのモータ
の回転数ートルク特性図
の回転数ートルク特性図
【図4】従来のインバータ装置の回路図
【図5】図4に示すブラシレスモータの一つの巻線の電
圧、電流波形図
圧、電流波形図
【図6】図4の各部の波形図
【図7】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧と認
識波形信号のタイミング関係を示すための波形図
識波形信号のタイミング関係を示すための波形図
2は直流電源回路、7〜12はトランジスタ(スイッチ
ング素子)、13は三相ブリッジ回路(スイッチング回
路)、15はブラシレスモータ、17は通電信号回路、
21は波形合成回路、24はゲート回路、31は演算
部、32はパルス幅変調回路である。
ング素子)、13は三相ブリッジ回路(スイッチング回
路)、15はブラシレスモータ、17は通電信号回路、
21は波形合成回路、24はゲート回路、31は演算
部、32はパルス幅変調回路である。
Claims (2)
- 【請求項1】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するための複数のスイッチング素子からなるスイッチン
グ回路と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果
に基づいて所定の転流タイミングに対応する通電信号を
得る通電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅
変調回路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成
して前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記
モータの回転数を検出する速度検出手段と、この速度検
出手段により得られモータの回転周期に基づいて前記パ
ルス幅変調信号の周期を決定する手段とを有するインバ
ータ装置。 - 【請求項2】 モータに有する複数相の巻線に順次通電
するための複数のスイッチング素子からスイッチング回
路と、前記巻線の端子電圧と基準電圧との比較結果に基
づいて所定の転流タイミングに対応する通電信号を得る
通電信号回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調
回路と、前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して
前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、前記モー
タの回転数を検出する速度検出手段と、前記パルス幅変
調信号のデューティとこのデューティに対応するモータ
回転数との予め定められた関係に基づき前記速度検出手
段により得られた回転周期からパルス幅変調周期を決定
する手段とを有するインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4067942A JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4067942A JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05276784A true JPH05276784A (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=13359494
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4067942A Pending JPH05276784A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05276784A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115431789A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-06 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种无刷直流电机的驻坡控制***及低速电动车 |
-
1992
- 1992-03-26 JP JP4067942A patent/JPH05276784A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115431789A (zh) * | 2022-08-17 | 2022-12-06 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种无刷直流电机的驻坡控制***及低速电动车 |
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