JP3337769B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレスモータのよ
うな、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータの所
定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電する
ためのスイッチング回路を有するインバータ装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、エアコンや冷
蔵庫のコンプレッサのようにモータが冷媒に晒される
等、モータの使用環境によっては位置検出センサーを配
置することが困難な場合がある。このため、本願発明者
等は、モータの巻線の誘起電圧を検出しこれを電気的に
処理することにより回転位置信号を得る技術を開発しこ
れを特願昭６２ー１６２６５４号として出願した。

【０００３】以下、その出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭと称する）方式で実施される場合を例に
し、これを従来技術として図１５〜図１７を参照しなが
ら説明する。図１５に示されたインバータ装置におい
て、交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流
回路３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂか
らなり、この直流電源回路２の正側直流電源線５と負側
直流電源線６との間にはスイッチング回路としてスイッ
チング素子例えばスイッチング用トランジスタ７〜１２
からなる三相ブリッジ回路１３が接続され、その出力端
子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブラシレスモータ１５の各
巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子が接続されている。

【０００４】上記三相ブリッジ回路１３において、正側
直流電源線５と出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗとの間
に接続された３個のトランジスタ７，９，１１は正側ス
イッチング素子に対応し、負側直流電源線６と出力端子
１４ｕ，１４ｖ，１４ｗとの間に接続された３個のトラ
ンジスタ８，１０，１２は負側スイッチング素子に対応
し、これら各トランジスタ７〜１２が所定の順序でオン
オフ制御されると、ブラシレスモータ１５はその各巻線
１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電気角、以下同様）の位相
差をもって順次繰り返し通電されることにより回転駆動
される。この場合、一つのトランジスタは１２０度オ
ン、２４０度オフのオンオフ周期で制御され且つオン期
間では、図１６に示すＰＷＭ信号Ｐ1 によってデューテ
ィの制御がなされるので、ブラシレスモータ１５の各巻
線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図１６
に示す波形になる。

【０００５】図１７はＰＷＭ制御を伴わない場合の巻線
１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電流Ｉｕの波形を示す。こ
の波形において、約６０度（期間Ｔa ）の区間に渡る傾
斜部分は巻線１５ｕの誘起電圧、細長い正負パルスは三
相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７〜１２と並列に
接続されたダイオードＤ1 〜Ｄ6 によるパルス電圧、ま
た、Ｖ0 は直流電源線５、６間に接続された抵抗分圧回
路１６によって形成された基準電圧である。この図１７
から、転流タイミングは誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがク
ロスする時点（以下、単にゼロクロス時点と称する）か
ら約３０度遅れていることが理解される。

【０００６】前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは位置検出
手段としての位置信号回路１７に設けられたコンパレー
タ１８〜２０によって前記基準電圧Ｖ0 と比較されるこ
とにより、ブラシレスモータ１５が有するロータの位置
情報として図１６に示すような端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１
８０度区間認識用の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´
に変換される。更にこれら基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，
Ｖｗ´が通電信号形成手段としての波形合成回路２１に
与えられ、ここでＰＷＭ信号Ｐ1 との照合により正パル
ス成分のみの時間幅１８０度の連続方形波からなり且つ
互に１２０度の位相差を有する認識波形信号Ｕａ，Ｖ
ａ，Ｗａに変換される。この認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，
Ｗａの開始点（立上り時点）および終了点（立下り時
点）はゼロクロス時点に一致している。

【０００７】更にこの波形合成回路２１内では、これに
保有された第１および第２のタイマー機能のうち、第１
のタイマー機能によって前記３つの認識波形信号Ｕａ，
Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６０度をもつ６個の第
１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 を形成し、更に第２の
タイマー機能によって第１の各位相区分パターンＸ1〜
Ｘ6 の終点を起点とする時間幅が各々３０度をもつ６個
の第２の位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 を形成する。そし
て、波形合成回路２１は、最終的に上記のような第２の
位相区分Ｙ1 〜Ｙ6 信号から図１６に示す通電信号Ｕ
ｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成する。

【０００８】ここで、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの開始点は、第２の位相区分パターンＹ
1 〜Ｙ6 の終了点に一致しているので、ゼロクロス時点
から３０度遅れた時点となり、従って、これら通電信号
Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの位相パターン
は、三相ブリッジ回路１３のトランジスタ７〜１２に要
求された転流タイミングパターンに一致することとな
る。

【０００９】一方、速度判定回路２２は、波形合成回路
２１からブラシレスモータ１５の回転速度検出信号とし
て与えられた通電信号Ｗｎと速度指令信号Ｓｃとから速
度偏差を判定し、その速度偏差に対応した速度偏差信号
Ｓｄを出力してこれをパルス幅変調回路２３に与える。
このパルス幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ1 のデューテ
ィを速度偏差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御す
る。このようにデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ1
は駆動手段を構成するゲート回路２４の各ゲート部２
５，２７，２９によって前記通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗ
ｐ，と合成例えば論理積をとられながら三相ブリッジ回
路１３の正側トランジスタ７，９，１１のベースにベー
ス制御信号として供給されてこれらがＰＷＭ信号Ｐ1 の
オンオフモードでオンオフ制御される。また、負側トラ
ンジスタ８，１０，１２のベースには前記通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎのみがゲート部２６，２８，３０を介し
て供給されてＰＷＭモードを伴わないオンオフ制御がな
され、この結果、トランジスタ７〜１２が通電信号Ｕｐ
〜Ｗｎにより図１６に示すパターンでオンオフ制御され
ることによってブラシレスモータ１５が駆動を継続する
と共に図１６に示されるＰＷＭ信号Ｐ1 によるデューテ
ィ制御によってその速度制御がなされる。

【００１０】ここで、ＰＷＭ信号Ｐ1 のオンモードとは
そのパルス信号のハイレベルおよびロウレベルのうち、
トランジスタをオンさせるレベル（ハイレベルに設定）
のモードをいい、オフモードとはトランジスタをオフさ
せるレベル（ロウレベルに設定）のモードをいう。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上の説明から明らか
なように、各相の巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗには、ゼ
ロクロス時点から３０度遅れて１２０度の区間通電され
る。図１８の（ａ），（ｂ）および（ｃ）には、ブラシ
レスモータ１５のＵ相巻線１５ｕの誘起電圧とＰＷＭ制
御を伴わない場合の印加電圧および電流の関係を示す。
同図（ａ）〜（ｃ）から明らかなように、巻線１５ｕに
印加される直流電源回路２の電圧は誘起電圧のピーク時
点Ｔｐを中心に１２０度の範囲で対称波形となる。これ
に対し、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕは、電圧の印加開
始時点から傾斜状に徐々に増加して時間Ｔ1 だけ遅れて
定常状態に達し、また電圧の印加終了時点から傾斜状態
に徐々に減少して時間Ｔ2 （Ｔ1 と同等）だけ遅れてゼ
ロになる。従って、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕの波形
は誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し非対称となり位相差
を生ずる。このことは、ＰＷＭ制御を行った場合でも同
様に生ずる。

【００１２】一般にモータの発生トルクは、誘起電圧と
電流の積で表されるため、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに
対し電流が非対称の波形となる従来では、モータの効率
が低下することとなる。特にエアコン等では、限られた
電源容量で最大に出力して急速な冷暖房が要求される
し、また省エネルギー、ランニングコストなどの面から
も効率向上が望まれている。

【００１３】そこで、転流タイミングを誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点では
なく、図１８の（ｄ）に示すように、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点よりも
一定角度（図１８の（ｄ）に示す時間Ｔｄに相当）だけ
早い時点に定めることが考えられる。このようにする
と、図１８の（ｅ）に示すように、電流Ｉｕの波形は、
誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し対称形となり、この結
果、いわゆる力率が改善されるから電流Ｉｕも小さくな
る。

【００１４】しかしながら、上記遅れ時間Ｔ1 およびＴ
2 は常に一定ではなく、負荷トルク（電流）が大きいほ
ど長く、回転速度（誘起電圧）が大きいほど短くなる
等、場合場合に応じて変化する。このため、転流タイミ
ングをゼロクロス時点から３０度よりも小さな一定角度
遅れた一定時点に定めても、十分なる効率向上は望めな
い。

【００１５】本発明の目的は、モータの巻線への電圧印
加の開始時点および終了時点からの巻線電流の遅れ時間
がモータの負荷トルクや回転速度により一定せず場合場
合で異なるという事情があっても、巻線電流を誘起電圧
に対して同位相となるように流すことができ、モータの
効率向上を図ることができるインバータ装置を提供する
にある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のインバー
タ装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電する
ための、並列にダイオードを有する複数のスイッチング
素子からなるスイッチング回路と、前記モータが有する
ロータの位置情報を得る位置検出手段と、前記スイッチ
ング素子の転流時における前記巻線の蓄積エネルギーの
放出による前記ダイオードの通電時間を検出し、この検
出時間をスイッチング素子の転流時間とする転流時間検
出手段と、転流タイミングを前記位置情報と転流時間と
に基づいて決定し、その転流タイミングに対応する通電
信号を得る通電信号形成手段と、前記通電信号に基づい
て前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを具備し
てなるものである。請求項２記載のインバータ装置は、
転流時間検出手段が、ダイオードの通電時間を、巻線の
端子電圧と基準電圧との比較により検出するように構成
されていることを特徴とするものである。

【００１７】請求項３記載のインバータ装置は、モータ
が有する複数相の巻線に順次通電するための、並列にダ
イオードを有する複数のスイッチング素子からなるスイ
ッチング回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調
回路と、前記モータが有するロータの位置情報を得る位
置検出手段と、前記スイッチング素子の転流時における
前記巻線の蓄積エネルギーの放出による前記ダイオード
の通電時間を検出し、その検出時間を前記パルス幅変調
信号の周期およびデューティに基づき補正してスイッチ
ング素子の転流時間を決定する転流時間検出手段と、転
流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決定
し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通電
信号形成手段と、前記通電信号およびパルス幅変調信号
に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段と
を具備してなるものである。

【００１８】請求項４記載のインバータ装置は、モータ
が有する複数相の巻線に順次通電するために、正側直流
電源線と巻線の端子との間に接続された並列にダイオー
ドを有する複数の正側スイッチング素子および負側直流
電源線と巻線の端子との間に接続された並列にダイオー
ドを有する複数の負側スイッチング素子からなるスイッ
チング回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記モータが有するロータの位置情報を得る位置
検出手段と、前記スイッチング素子の転流時における前
記巻線の蓄積エネルギーの放出による前記ダイオードの
通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により検
出し、その検出時間をスイッチング素子の転流時間とす
る転流時間検出手段と、転流タイミングを前記位置情報
と転流時間とによって決定し、その転流タイミングに対
応する通電信号を得る通電信号形成手段と、前記正側ス
イッチング素子および負側スイッチング素子のうち、前
記パルス幅変調信号によってオンオフ制御する側のスイ
ッチング素子を選択するために前記通電信号の切り替わ
り毎に変化する選択信号を得る選択信号形成手段と、前
記正側スイッチング素子間で転流が行われるときには前
記負側スイッチング素子をパルス幅変調信号のオンオフ
モードに従いオンオフ制御すると共に、負側スイッチン
グ素子間で転流が行われるときには正側スイッチング素
子をパルス幅変調信号のオンオフモードに従いオンオフ
制御すべく、前記通電信号、パルス幅変調信号および選
択信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動
手段とを具備してなるものである。請求項５記載のイン
バータ装置は、位置検出手段が巻線の端子電圧に基づい
て位置情報を得るように構成されていることを特徴とす
るものである。

【００１９】

【作用】巻線に流れる電流が電圧の印加開始と同時にゼ
ロから定常状態に立上らず、電圧の印加終了と同時に定
常状態からゼロに立下らず、時間的に遅れを生ずる現象
は磁気エネルギーの蓄積およびその蓄積したエネルギー
の放出が逆起電力の影響を受けるからであり、従って電
圧の印加開始時の電流の遅れ時間と電圧の印加終了時の
電流の遅れ時間は略等しい。また、電圧の印加終了時に
巻線に蓄積されたエネルギーの放出に要する時間、すな
わち巻線の電流が定常状態からゼロになるまでの遅れ時
間はスイッチング素子の転流時間に略一致する。そし
て、そのとき流れる電流はスイッチング素子と並列に接
続されたダイオードを通じて巻線に還流するので、ダイ
オードの通電時間を検出することにより、スイッチング
素子の転流時間が分かることとなる。

【００２０】従って、請求項１記載の手段によれば、位
置検出手段により得たロータの位置情報だけでなく、こ
の位置情報と転流時間検出手段により得た転流時間とか
ら転流タイミングを決定し、その転流タイミングに対応
する通電信号を形成するので、巻線電流を誘起電圧に対
し同位相となるように流すことができる。

【００２１】請求項２記載の手段によれば、ダイオード
の通電時間を検出する構成が簡単となる。請求項３記載
の手段によれば、ダイオードの通電時間の検出を巻線の
端子電圧と基準電圧との比較により行う場合、パルス幅
変調信号のオンオフモードによりスイッチング素子がオ
ンオフされると、巻線の端子電圧と基準電圧の比較によ
ってはダイオードの通電時間を正確に検出できなくなる
場合が生ずるが、巻線の端子電圧と基準電圧との比較に
より得たダイオードの通電時間をパルス幅変調信号の周
期およびデューティにより補正するので、ダイオードの
通電時間を実際の通電時間に近付けることができる。

【００２２】請求項４記載の手段によれば、パルス幅変
調信号によりオンオフ制御するスイッチング素子を場合
に応じて正側スイッチング素子と負側スイッチング素子
との間で切り替えるので、ダイオードの通電時間の検出
を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により行っても、
巻線の端子電圧の変化がダイオードの通電終了時に同期
して現れるようになる。

【００２３】請求項５記載の手段によれば、ロータの位
置情報を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により得る
ので、ホール素子などの位置検出素子を設けなくとも済
む。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例について図１〜
図８を参照しながら説明するが、図１５と異なる部分に
ついてのみ説明する。この実施例では、図１５に示され
た従来のインバータ装置における通電信号形成手段とし
ての波形成形回路２１はマイクロコンピュータ３１から
構成されている。このマイクロコンピュータ３１は、波
形成形回路２１のすべての機能に加え、後述するよう
に、転流タイミングを変化させる機能、特定の期間を認
識するための第３のタイマー機能、およびダイオードＤ
1 〜Ｄ6 の通電時間を検出するための転流時間検出手段
としての第４のタイマー機能を有する。

【００２５】上記特定期間の認識は、認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａの立上りおよび立下がりタイミング近
傍、換言すればブラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗの誘起電圧を含む端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗと基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点の近傍を認識す
るためのものである。そのため、マイクロコンピュータ
３１が有する第３のタイマー機能は、図２に示すよう
に、第２の各位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 の終了点から
時間Ｚ1 〜Ｚ6 を計測する。

【００２６】後述の説明から明らかとなるが、この第３
のタイマー機能による時間Ｚ1 〜Ｚ6 の計測によって、
マイクロコンピュータ３１は第１の各位相区分パターン
Ｘ1〜Ｘ6 の終点（ゼロクロス時点）と同一の終点を持
つ時間幅１５度（Ｔｂ／４）相当時間の特定期間Ｔｉを
認識し、この特定期間Ｔｉ内においてコンパレータ１８
〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´を入力
するようにしている。このように基本波信号Ｖｕ´，Ｖ
ｖ´，Ｖｗ´の入力を特定期間Ｔｉに限定することによ
り、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 によるパルス電圧が基準電圧
Ｖ0 とクロスする時点をゼロクロス時点と誤認識するこ
とを防止している。

【００２７】マイクロコンピュータ３１によるゼロクロ
ス時点の認識は、コンパレータ１８〜２０からの基本波
信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびパルス幅変調回路２
３からのＰＷＭ信号Ｐ1 とマイクロコンピュータ３１が
有するメモリに記憶された位置検出用比較データとの比
較により行われる。位置検出用比較データは、次の表１
に示すように、第１の各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎
に、基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信
号Ｐ1 のハイレベル（Ｈ）・ロウレベル（Ｌ）モードと
して構成されている。

【００２８】

【表１】

【００２９】そして、マイクロコンピュータ３１は、第
１の各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6においては、現在進
行中の位相区分パターンの位置検出用比較データを入力
し、前記特定期間Ｔｉ内で検出した基本波信号Ｖｕ´，
Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウの状
態がその入力した位相区分の比較データと一致したと
き、ゼロクロス時点すなわち進行中であった第１の位相
区分パターンの終了時点が且つ次の第１の位相区分パタ
ーンの開始点と認識する。

【００３０】さて、図１８にＴ１，Ｔ２で示す巻線への
電圧印加開始および終了に対する電流の遅れは、巻線へ
の磁気エネルギーの蓄積および放出が逆起電力に逆らっ
て行われるから生ずるものである。この場合、巻線に蓄
積されるエネルギーと巻線から放出されるエネルギーと
は同一であるから、Ｔ１とＴ２とは等しく、また蓄積エ
ネルギーの放出に要する時間はトランジスタの転流時間
に等しい。従って、トランジスタの転流時間を計測し、
転流タイミングをゼロクロス時点から３０度遅れた時点
よりも転流時間の１／２相当時間だけ早めれば、誘起電
圧に対する巻線電流の位相のずれをなくすことができる
こととなる。

【００３１】一方、トランジスタの転流が行われている
ときには、蓄積エネルギーの放出による電流がトランジ
スタと並列のダイオードを通じて流れる。そこで、この
実施例では、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の通電時間を検出
し、これをトランジスタ７〜１２の転流時間として決定
するようにしている。そして、そのダイオードＤ1 〜Ｄ
6 が通電中にあることの認識は巻線１５ｕ〜１５ｗの端
子電圧と基準電圧Ｖ0 との比較により行うようにしてい
るが、ここでダイオードＤ1 〜Ｄ6 が通電中にあること
を巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧と基準電圧Ｖ0 との比
較結果である基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´により
認識できる理由を説明する。

【００３２】ダイオードＤ1 〜Ｄ6 が通電中にある場合
の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´のレベルは、転流
するトランジスタによって異なる。図４は負側トランジ
スタ８，１０，１２のいずれかがオン期間にあるとき、
正側トランジスタ７，９，１１のうち２つのトランジス
タ間で転流が行われる場合（図２の第２の位相区分パタ
ーンＹ1 ，Ｙ3 ，Ｙ5 の終了時点）の一例として、第２
の位相区分パターンＹ3 の終了時点での転流、すなわち
負側トランジスタ１２がオン期間にあるとき、正側トラ
ンジスタ７のオン期間が終了（オフ期間が開始）し、正
側トランジスタ９のオン期間が開始される場合を例に取
って示しており、（ａ）は転流前、（ｂ）は転流中、
（ｃ）は転流後を示す。

【００３３】図４（ａ）の転流前では、矢印Ａ1 で示す
ように、正側直流電源線５→トランジスタ７→巻線１５
ｕ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６
の経路で電流が流れる。トランジスタ７がオフしトラン
ジスタ９がオンすることにより転流が開始されると、図
４（ｂ）に矢印Ａ2 で示すように、巻線１５ｕの蓄積エ
ネルギーの放出による電流が巻線１５ｕ→巻線１５ｗ→
トランジスタ１２→ダイオードＤ2 の経路で流れると同
時に、直流電源回路２の電圧印加により矢印Ａ3 で示す
ように正側直流電源線５→トランジスタ９→巻線１５ｖ
→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６の
経路で新たな電流が流れ始める。そして、矢印Ａ2 で示
す経路を流れる電流は巻線１５ｕの蓄積エネルギーの放
出により次第に減少し、その電流がゼロとなったところ
で転流が終了し、転流後は図４（ｃ）に矢印Ａ3 で示す
電流だけが流れる。

【００３４】このような転流時期において、ＰＷＭ制御
を伴わない場合の端子電圧Ｖｕの波形と、電流Ｉｕと、
端子電圧Ｖｕとコンパレータ１８による比較結果である
基本波信号Ｖｕ´とを図５に示す。なお、図５の記号
ａ，ｂ，ｃは各々図４の（ａ），（ｂ），（ｃ）と同一
の時点を示す。

【００３５】端子電圧Ｖｕは、転流前ではトランジスタ
７のオンにより正側直流電源線５の電位に略等しく、転
流中はダイオードＤ2 の導通により負側直流電源線６の
電位に略等しく、転流後は巻線１５ｕの誘起電圧が現れ
る。転流は誘起電圧が基準電圧Ｖ0 を越えている間に終
了するから、端子電圧Ｖｕと基準電圧Ｖ0 との比較結果
である基本波信号Ｖｕ´はダイオードＤ2 に電流が流れ
ている間（転流中）はロウレベルを維持し、転流が終了
するとハイレベルに変化する。このため、通電信号Ｕ
ｐ，Ｖｐの切り替え時点から基本波信号Ｖｕ´がロウレ
ベルにある時間を計測することにより、転流時間を検出
することができるものである。以上は第２の位相区分パ
ターンＹ3 の終了時点での転流につき説明したが、第２
の位相区分パターンＹ1 およびＹ5 の終了時点での転流
時間も、それぞれの時点に対応する基本波信号Ｖｗ´お
よびＶｖ´がロウレベルにある時間を計測することによ
り検出できる。

【００３６】一方、図６は正側トランジスタ７，９，１
１のいずれかがオン期間にあるとき、負側トランジスタ
８，１０，１２のうち２つのトランジスタ間で転流が行
われる場合（図２の第２の位相区分パターンＹ2 ，Ｙ4
，Ｙ6 ）の一例として、第２の位相区分パターンＹ4
の終了時点での転流、すなわち正側トランジスタ９がオ
ン期間にあるとき、負側トランジスタ１２のオン期間が
終了（オフ期間が開始）し負側トランジスタ８のオン期
間が開始される場合を例に取って示しており、（ａ）は
転流前、（ｂ）は転流中、（ｃ）は転流後を示す。

【００３７】図６（ａ）の転流前では、矢印Ｂ1 で示す
ように、正側直流電源線５→トランジスタ９→巻線１５
ｖ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６
の経路で電流が流れる。トランジスタ１２がオフしトラ
ンジスタ８がオンすることにより転流が開始されると、
図６（ｂ）に矢印Ｂ2 で示すように、巻線１５ｗの蓄積
エネルギーの放出による電流が巻線１５ｗ→ダイオード
Ｄ5 →トランジスタ９→巻線１５ｖの経路で流れると同
時に、矢印Ｂ3 で示すように正側直流電源線５→トラン
ジスタ９→巻線１５ｖ→巻線１５ｕ→トランジスタ８→
負側直流電源線６の経路で新たな電流が流れ始める。そ
して、矢印Ｂ2 で示す経路を流れる電流は巻線１５ｖ，
１５ｗの蓄積エネルギーの放出により次第に減少し、そ
の電流がゼロになったところで転流が終了し、転流後は
図６（ｃ）に矢印Ｂ3 で示す電流だけが流れる。

【００３８】このような転流時期において、ＰＷＭ制御
を伴わない場合の端子電圧Ｖｕの波形と、端子電圧Ｖｕ
とコンパレータ１８による比較結果である基本波信号Ｖ
ｕ´とを図７に示す。なお、図７の記号ａ，ｂ，ｃは各
々図６の（ａ），（ｂ），（ｃ）と同一の時点を示す。

【００３９】端子電圧Ｖｗは、転流前ではトランジスタ
１２のオンにより負側直流電源線６の電位に略等しく、
転流中はダイオードＤ5 の導通により正側直流電源線５
の電位に略等しく、転流後は巻線１５ｗの誘起電圧が現
れる。転流終了時点の巻線１５ｗの誘起電圧は基準電圧
Ｖ0 よりも低く、従って端子電圧Ｖｗと基準電圧Ｖ0と
の比較結果である基本波信号Ｖｗ´はダイオードＤ5 に
電流が流れている間（転流中）はハイレベルを維持し、
転流が終了するとロウレベルに変化する。このため、通
電信号Ｕｎ，Ｗｎの切り替え時点から基本波信号Ｖｗ´
がハイレベルにある時間を計測することにより、転流時
間を検出することができるものである。このことは第２
の位相区分パターンＹ2 およびＹ6 の終了時点での転流
においても、それぞれの時点に対応する基本波信号Ｖｖ
´およびＶｕ´がハイレベルにある時間を計測すること
により、転流時間を検出できる。

【００４０】従って、第２の位相区分パターンＹ1 〜Ｙ
6 の終了時点の転流中における基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ
´，Ｖｗ´のハイレベル（Ｈ）、ロウレベル（Ｌ）の関
係は次の表２のようになる。

【表２】

【００４１】そして、各第２の位相区分パターンＹ1 〜
Ｙ6 での転流を終了した時点では、各基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´は表２の状態から反転するので、各
第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 内で転流を終了した
時点での各基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´、ＰＷＭ
信号Ｐ1 のハイ、ロウのレベル関係は次の表３のように
なる。

【表３】 なお、表３のレベル関係は前記表１のレベル関係と共に
各第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 と関連付けてマイ
クロコンピュータ３１が有するメモリに記憶されてい
る。

【００４２】次に上記構成におけるマイクロコンピュー
タ３１の作用を説明する。まず、この実施例では、ゼロ
クロス時点から３０度相当時間だけ遅れた時点を基準タ
イミングとする一方、転流時間Ｔｃを計測して転流タイ
ミングを上記基準タイミングよりも該転流時間Ｔｃの１
／２相当時間（補正時間Ｔｄ）だけ早い時点となるよう
に設定する構成としている。

【００４３】このことを、図３に示すフローチャートを
参照しながら具体的に説明する。さて、今、第１の位相
区分パターンＸ1 〜Ｘ6 のうち、或る位相区分パターン
の特定期間Ｔｉに入ったとすると、ステップＳ１で、現
在進行中の位相区分パターンの位置検出用比較データ
（表１参照）をロードし、特定期間Ｔｉにおいて入力さ
れる基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信
号Ｐ1 のハイ・ロウの状態を位置検出用比較データと比
較する（ステップＳ２）。そして、誘起電圧と基準電圧
Ｖ0 とがクロスすると、基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖ
ｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウのレベル状態が
位置検出用比較データと一致するので（ステップＳ２で
「ＹＥＳ」）、次の第１の位相区分パターンの開始とな
り、ステップＳ３において直前の第１の位相区分パター
ンの所要時間（第１のタイマー機能が計測した時間）Ｔ
ｂをロードすると共に、開始された第１の位相区分パタ
ーンの所要時間を計測するために第１のタイマー機能を
再スタートさせる。

【００４４】そして、次のステップＳ４で、第２の位相
区分パターンの時間（第２のタイマー機能が計測すべき
時間）を演算する。この場合、第２の位相区分パターン
の時間を（Ｔｂ／２）に設定すると、転流タイミングが
ゼロクロス時点から３０度遅れた時点（従来と同時点）
になってしまうので、これを直前の第１の位相区分パタ
ーンにおいて後述のステップＳ１３で求めた補正時間Ｔ
ｄを用いて［（Ｔｂ／２）−Ｔｄ］の式で補正し、第２
のタイマー機能をスタートさせる。この結果、図１８の
（ｄ）に示すように、転流タイミングが前記基準タイミ
ングよりもＴｄだけ早い時点に補正されたことになる。

【００４５】次に、ステップＳ５でメモリに記憶された
第１の位相区分パターンの区数をインクリメントして新
たに開始された第１の位相区分パターンの区数に設定
し、第２のタイマー機能が［（Ｔｂ／２）−Ｔｄ］のカ
ウントを終了すると（ステップＳ６で「ＹＥＳ」）、こ
の時点が第２の位相区分パターンの終了時点、すなわち
転流タイミングとなるので、ステップＳ７で通電信号を
切替える。そして、次のステップＳ８で第３のタイマー
機能の計測時間を演算する。ここで、第３のタイマー機
能の計測時間（Ｚ1 〜Ｚ6 に相当）を第１の位相区分パ
ターンの時間Ｔｂの１／４に設定すると、第２の位相区
分パターンの時間が（Ｔｂ／４）よりＴｄだけ縮まって
いるため、特定期間ＴｉがＴｄだけ早い時点から開始さ
れてしまう。そこで、本実施例では、第３のタイマー機
能の計測時間（Ｚ1 〜Ｚ6 ）を［（Ｔ／４）＋Ｔｄ］な
る式により求め、特定期間Ｔｉがゼロクロス時点より略
１５度相当時間前に開始されるようにしている。

【００４６】次のステップＳ９で転流時間計測のために
第４のタイマー機能をスタートさせる。そして、ステッ
プＳ１０で転流終了時点を検出するために現在の第１の
位相区分パターン内の転流終了検出用比較データ（表３
参照）をロードし、ステップＳ１１において基本波信号
Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・
ロウのレベル状態を比較データと比較する。

【００４７】さて、転流が終了すると、基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウ
のレベル状態が転流終了検出用比較データと一致するの
で（ステップＳ１１で「ＹＥＳ」）、次のステップＳ１
２で第４のタイマー機能が計測した転流時間Ｔｃをロー
ドし、そしてステップＳ１３で下記（１）式により補正
時間Ｔｄの演算を行う。

【００４８】Ｔｄ＝Ｔｃ／２ …… （１） ここで、転流時間Ｔｃは図１８に示す電流の遅れ時間Ｔ
１，Ｔ２に相当する。従って、補正時間Ｔｄを転流時間
Ｔｃの半分にして転流タイミングがゼロクロス時間から
３０度遅れた時点より転流時間Ｔｃの半分の時間Ｔｄだ
け早められることとなる。

【００４９】そして、第３のタイマー機能がステップＳ
８で設定された時間のカウントを終了して特定期間Ｔｉ
に入ると（ステップＳ１４で「ＹＥＳ」）、ステップＳ
５でインクリメントされた現在の第１の位相区分パター
ンの位置検出用比較データをロードする前記ステップＳ
１に戻る。

【００５０】このように本実施例によれば、転流タイミ
ングがゼロクロス時点から３０度遅れた時点より補正時
間Ｔｄだけ早められる。この補正時間Ｔｄは実際に計測
した転流時間Ｔｃの半分に相当する時間であるから、図
１８の（ｃ）に示す遅れ時間Ｔ1 ，Ｔ2 を実際に計測し
てその半分に相当する時間に設定したこととなる。従っ
て、それら遅れ時間Ｔ1 ，Ｔ2 が負荷トルクや回転速度
に応じて変化しても、常に巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗ
の電流波形が図１８の（ｅ）に示すように誘起電圧のピ
ーク時点Ｔｐに対し対称形（誘起電圧と同位相）とな
り、いわゆる力率が改善されてブラシレスモータ１５の
効率が向上する。

【００５１】なお、以上の説明において、第１〜第４の
タイマー機能はそれぞれ別々のタイマーにより果たすよ
うにしても良いが、第２のタイマー機能は第３および第
４のタイマー機能と同時に動作することはないから、第
２のタイマー機能と第３のタイマー機能、或いは第２の
タイマー機能と第４のタイマー機能とを同一のタイマー
により果たすように構成すれば、タイマー数を減少させ
ることができる。

【００５２】ところで、上述した第１の実施例では、正
側のトランジスタ７，９，１１がＰＷＭ信号Ｐ1 により
オンオフ制御されるが、そのＰＷＭ信号Ｐ1 の周期は転
流時間に比べて相当短い時間であるので、ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 の通電時間として計測された転流時間Ｔｃは実
際の転流時間に略一致する。しかしながら、三相ブリッ
ジ回路１３の各トランジスタ７〜１２のスイッチング損
失を低減させる等の目的で、ＰＷＭ信号Ｐ1 の周期を長
く設定した場合には、端子電圧と基準電圧Ｖ0との比較
により検出される転流時間Ｔｃは実際の転流時間と差を
生ずることがある。このことを図８により説明する。

【００５３】図８は負側トランジスタ８，１０，１２の
いずれかが通電期間にあるとき、正側トランジスタ７，
９，１１のうち２つのトランジスタ間で転流が行われる
場合（図２の第２の位相区分パターンＹ1 ，Ｙ3 ，Ｙ5
）の一例として、第２の位相区分パターンＹ3 の終点
での転流（図４の場合と同じ）において、端子電圧Ｖｕ
と基本波信号Ｖｕ´とをＰＷＭ信号Ｐ1 と関連付けて
（ａ）および（ｂ）に示している。

【００５４】（ａ）はＰＷＭ信号Ｐ1 のハイレベル中に
転流が終了した場合、（ｂ）はＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレ
ベル中に転流が終了した場合であり、また図中、ｔｓは
転流タイミング、ｔｅは実際の転流終了時点を示す。
（ａ）の場合には転流終了時点ｔｅはＰＷＭ信号Ｐ1 の
ハイレベル期間（トランジスタ９オン）に存するから、
転流終了と同時に端子電圧Ｖｕは基準電圧Ｖ0 以上に立
ち上がることとなって、基本波信号Ｖｕ´がロウレベル
からハイレベルに転ずるので、計測された転流時間Ｔｃ
は実際の転流時間と同一となる。しかし、（ｂ）の場合
には転流終了時点ｔｅはＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル期
間（トランジスタ９オフ）に存するから、転流が終了し
ても端子電圧Ｖｕは負側直流電源線６の電位のままとな
り、ＰＷＭ信号Ｐ1 がハイレベルに転じて初めて基準電
圧Ｖ0 以上に立ち上がることとなる。このため、計測さ
れた転流時間Ｔｃは実際の転流時間との間に差を生ずる
こととなる。

【００５５】ちなみに、負側トランジスタ８，１０，１
２間で転流が生じた場合（例えば図６の場合）には、巻
線の蓄積エネルギーは正側トランジスタに並列に接続さ
れているダイオードを通じて正側直流電源線５に流れ
る。このため、転流終了を検出すべき巻線の端子電圧
は、転流中は正側直流電源線５の電位、転流が終了する
と誘起電圧（正側トランジスタのオン時）、或いは負側
直流電源線６の電位（正側トランジスタのオフ時）とな
っていずれも基準電圧Ｖ0 を下回ることとなる。従っ
て、この場合には、ＰＷＭ信号Ｐ1 による正側トランジ
スタのオンオフとは無関係に、基本波信号は転流中はハ
イレベル、転流終了によりロウレベルに変化するので転
流終了時点を正確に検出でき、計測された転流時間Ｔｃ
と実際の転流時間との間に差を生ずることはない。

【００５６】上述のような計測された転流時間Ｔｃと実
際の転流時間との間に差を生ずる場合があるという問題
を解消するための実施例として、以下に第２および第３
の実施例を説明する。まず第２の実施例では、図９に示
すように、パルス幅変調回路２３が速度偏差信号Ｓｄに
基づいて決定したＰＷＭ信号Ｐ1 のデューティＤはマイ
クロコンピュータ３１に与えられる。また、マイクロコ
ンピュータ３１が有するメモリにはＰＷＭ信号Ｐ1 の周
期Ｔｐが予め記憶されている。

【００５７】そして、マイクロコンピュータ３１は図３
のフローチャートのステップＳ１３において、補正時間
ＴｄをＰＷＭ信号Ｐ1 の周期ＴｐとデューティＤを用い
て以下の演算を行うことにより求め、これにて第４のタ
イマー機能によって計測された転流時間Ｔｃと実際の転
流時間との間に差をできるだけ生じないようにしてい
る。

【００５８】すなわち、計測された転流時間Ｔｃの平均
値Ｔｃave は実際の転流時間Ｔｅに比べて次の（２）式
で示される時間だけ長くなる。 Ｔｃave −Ｔｅ＝（１−Ｄ）^２ ・Ｔｐ／２ …… （２） 上記（２）式の右辺はＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル時間
の平均値を意味する。従って、例えば過去１２回（４極
モータの場合の１回転分）計測した転流時間Ｔｃの平均
をＴｃave として求め、下記（３）式により実際の転流
時間Ｔｅを演算により求める。 Ｔｅ＝Ｔｃave −（１−Ｄ）^２ ・Ｔｐ／２ …… （３） そして、補正時間Ｔｄは（３）式により求めた転流時間
Ｔｅの１／２として設定する。このように構成しても前
記第１の実施例と同様の効果を得ることができる。

【００５９】次に第３の実施例につき図１０〜図１３を
参照して説明するに、図１０には前記第１の実施例を示
す図１と同一部分に同一符号を付して異なる部分を述べ
る。マイクロコンピュータ３１は選択信号形成手段とし
ても機能し、図１１に示すように、ゼロクロス時点から
３０度遅れた時点よりも補正時間Ｔｄだけ早めた時点を
転流タイミングとする通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎを形成すると共に、その通電信号の切替
わり時に変化、すなわちハイ・ロウのレベル関係が反転
する選択信号Ｓｐを形成する。

【００６０】この選択信号Ｓｐは正側トランジスタ７，
９，１１間で転流が生じた場合には、そのときにオン期
間にある負側トランジスタをＰＷＭ信号Ｐ1 のオンオフ
モードに従いオンオフ制御すると共に、負側トランジス
タ８，１０，１２間で転流が生じた場合には、そのとき
にオン期間にある正側トランジスタをＰＷＭ信号Ｐ1の
オンオフモードに従いオンオフ制御するためのもので、
正側トランジスタ７，９，１１間で転流が生ずる場合に
は、ハイレベルからロウレベルに反転し、負側トランジ
スタ８，１０，１２間で転流が生ずる場合には、ロウレ
ベルからハイレベルに反転する。

【００６１】一方、図１０に示すように、駆動手段とし
てのゲート回路３２には、６個の例えばアンド回路から
なるゲート部２５〜３０の他に、６個の例えばゲート回
路からなるゲート部３３〜３８が設けられている。そし
て、前記選択信号Ｓｐは負側トランジスタ８，１０，１
２に対応するゲート回路３４，３６，３８に与えられる
と共に、正側トランジスタ７，９，１１に対応するゲー
ト回路３３，３５，３７にノット回路３９により反転さ
れて与えられ、それらゲート回路３３〜３８によりＰＷ
Ｍ信号Ｐ1 と論理和をとられながら各ゲート部２５〜３
０に与えられる。また、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎは各ゲート部２５〜３０に与えられ、こ
こでゲート回路３３〜３８の出力信号と論理積をとられ
ながら三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７〜１２
のベースにベース制御信号として与えられる。

【００６２】ここで、選択信号Ｓｐがロウレベルにある
ときには、ゲート回路３３，３５，３７は常時ハイレベ
ル信号を出力し、ゲート回路３４，３６，３８はＰＷＭ
信号Ｐ1 と同一モードでハイレベルおよびロウレベルの
両信号を繰り返し出力するから、正側トランジスタ７，
９，１１は通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐによりオンオフ制
御され、負側トランジスタ８，１０，１２はＰＷＭ信号
Ｐ1 および通電信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制
御されることとなる。

【００６３】選択信号Ｓｐがハイレベルにあるときに
は、ゲート回路３３〜３８は上述とは逆の出力状態とな
るから、負側トランジスタ８，１０，１２は通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制御され、正側トランジ
スタ７，９，１１はＰＷＭ信号Ｐ1 および通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制御されることとなる。
このようにして正側トランジスタ７，９，１１および負
側トランジスタ８，１０，１２が交互にＰＷＭ信号Ｐ1
のオンオフモードによってオンオフ制御される結果、端
子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図１１に示す波形となる。

【００６４】このように構成した本実施例では、正側ト
ランジスタ７，９，１１間で転流が生じた場合、転流終
了時点がＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル期間内であって
も、巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子電圧により転流
終了時点を正確に検出できる。これを図１２および図１
３により説明するが、図１２の（ａ）および（ｂ）は図
８の（ａ）および（ｂ）に示す状態に対応するものであ
る。ここで、正側トランジスタ７および９間で転流が生
じた場合、図８ではオン状態になった正側トランジスタ
９がＰＷＭ信号Ｐ1 によりオンオフ制御されていたが、
本実施例では、そのときに通電期間にある負側トランジ
スタ１２がＰＷＭ信号Ｐ1 によりオンオフ制御され、転
流された正側トランジスタ９はオン状態のままとなる。

【００６５】このため、転流中、負側トランジスタ１２
がオンのときには、図１３（ａ）に矢印Ｃ1 で示すよう
に巻線１５ｕ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直
流電源線６→ダイオードＤ2 の経路で巻線１５ｕの蓄積
エネルギーによる電流が流れる。負側トランジスタ１２
がオフすると、図１３（ｂ）に矢印Ｃ2 で示すように巻
線１５ｕ→巻線１５ｗ→ダイオードＤ5 →正側直流電源
線５→コンデンサ４ｂ→負側直流電源線６→ダイオード
Ｄ2 の経路で巻線１５ｕの蓄積エネルギーによる電流が
流れる。従って、負側トランジスタ１２がＰＷＭ信号Ｐ
1 によりオンオフされても、転流中は巻線１５ｕの端子
電圧ＶｕはダイオードＤ2 の導通により負側直流電源線
６の電位のままに維持される。

【００６６】そして、正側トランジスタ９がオンのまま
であることにより、巻線１５ｕの端子電圧Ｖｕとして
は、負側トランジスタ１２がオン（ＰＷＭ信号Ｐ1 のハ
イレベル）しているときに転流が終了すると、図１３
（ａ）のように巻線１５ｕの誘起電圧が現れ、負側トラ
ンジスタ１２がオフのときに転流が終了すると、図１３
（ｂ）のように正側直流電源線５の電位が現れる。この
ため、転流が終了すると、端子電圧Ｖｕは負側直流電源
線６の電位から基準電圧Ｖ0 以上の電位に立上がるの
で、基本波信号Ｖｕ´がロウレベルからハイレベルに変
化した時点を転流終了として正確に検出でき、第４のタ
イマー機能により計測した転流時間Ｔｃは現実の転流時
間Ｔｅと同一となる。

【００６７】なお、巻線の電気的時定数（リアクタンス
／抵抗）の大きなモータの場合には、電流波形が図１４
に実線で示すように電気的時定数が小さなモータ（破線
で示す）に比べて遅れ方向側に歪むので、転流時間Ｔｃ
の１／２よりも長い時間を補正時間として転流タイミン
グを決定することにより、モータの効率をより向上でき
る。従って、電気的時定数の大きなモータを一定速度で
駆動する場合には、実験的に或いは理論的計算で求めた
定数Ｋｓにより次の（４）式で補正時間Ｔｄを演算する
ようにしても良い。 Ｔｄ＝Ｋｓ・Ｔｃ …… （４）

【００６８】また、電気的時定数の大きなモータを可変
速で使用する場合には、回転速度に応じた変数Ｋｒを実
験的或いは理論的計算で求めてメモリにテーブルとして
記憶させ、或いは次の（５）式を用いて決定し、（６）
式を用いて補正時間Ｔｄを演算すれば良い。 Ｋｒ＝Ａ・Ｎ＋Ｂ …… （５） ただし、Ａ，Ｂは定数、Ｎは回転速度である。

【００６９】Ｔｄ＝Ｋｒ・Ｔｃ …… （６）

【００７０】なお、上記した各実施例では、ロータの回
転位置を巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗと基準電圧Ｖ0 との比較により検出するよう
にしたが、これは例えば特開昭５９−１６２７９３号公
報に見られるように端子電圧をフィルタ回路により正弦
波電圧信号により変換し、その変換された正弦波電圧信
号を利用して回転位置を検出する構成としても良い。

【００７１】その他、本発明は上記と且つ図面に示す実
施例に限定されるものではなく、例えばロータの位置検
出としてはホール素子などの磁気検出素子により行う構
成としても良い等、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
更して実施することができるものである。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。請求項１記載のイン
バータ装置では、スイッチング素子と並列に設けられた
ダイオードの通電時間を検出してこれをスイッチング素
子の転流時間とし、転流タイミングをロータの位置情報
と転流時間とに基づいて決定する構成としたことによ
り、モータの負荷トルク、回転速度が変化しても、常に
モータ巻線の誘起電圧に関し、巻線電流が同位相となる
ような転流タイミングを確保でき、その結果、モータの
効率を向上させることができる。

【００７３】請求項２記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出する構成としたことにより、転流時間検出手
段の構成を簡素化できる。

【００７４】請求項３記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出するものにおいて、パルス幅変調信号により
スイッチング素子がオンオフ制御されることにより、端
子電圧がダイオードの通電終了時点に同期して変化せ
ず、若干の遅れが生じても、検出したダイオードの時間
をパルス幅変調信号の周期およびデューティにより補正
するので、実際の通電時間により近い時間として検出す
ることができる。

【００７５】請求項４記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出するものにおいて、正側スイッチング素子間
で転流が生じた場合には、負側スイッチング素子をパル
ス幅変調信号によりオンオフ制御し、負側スイッチング
素子間で転流が生じた場合には、正側スイッチング素子
をパルス幅変調信号によりオンオフ制御する構成とした
ことにより、巻線の端子電圧がダイオードの通電終了時
点に同期して変化するようになり、実際のダイオードの
通電時間を正確に検出できる。

【００７６】請求項５記載のインバータ装置では、ロー
タの位置情報を巻線の端子電圧と基準電圧との比較によ
り得る構成としたので、ホール素子などの位置検出素子
を設けなくとも済む。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図

【図２】図１の各部の波形図

【図３】マイクロコンピュータの作用を説明するための
フローチャート

【図４】転流時の電流の流れの一例を示す要部の回路図

【図５】図４の転流時における端子電圧、巻線電流、基
本波信号の波形図

【図６】転流時の電流の流れの他の例を示す要部の回路
図

【図７】図６の転流時における端子電圧、巻線電流、基
本波信号の波形図

【図８】ＰＷＭ信号により正側トランジスタをオンオフ
制御する場合の一例を示す波形図

【図９】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図１０】本発明の第３の実施例を示す図１相当図

【図１１】図２相当図

【図１２】転流時における端子電圧、巻線電流、基本波
信号の波形図

【図１３】転流時における電流の経路を示す要部の回路
図

【図１４】電気的時定数が大きいモータの端子電圧と電
流の波形図

【図１５】従来のインバータ装置の回路図

【図１６】図２相当図

【図１７】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧と
電流の波形図

【図１８】ブラシレスモータの一つの巻線の誘起電圧、
端子電圧、電流の波形図

【符号の説明】

２は直流電源回路、７，９，１１は正側のトランジスタ
（正側スイッチング素子）、８，１０，１２は負側のト
ランジスタ（負側スイッチング素子）、１３は三相ブリ
ッジ回路（スイッチング回路）、１５はブラシレスモー
タ、１５ｕ，１５ｖ，１５ｗは巻線、１７は位置信号回
路（位置検出手段）、２３はパルス幅変調回路、２４は
ゲート回路（駆動手段）、３１はマイクロコンピュータ
（通電信号形成手段、転流時間検出手段、選択信号形成
手段）、３２はゲート回路（駆動手段）である。

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
   するための、並列にダイオードを有する複数のスイッチ
   ング素子からなるスイッチング回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
   段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
   エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を検
   出し、この検出時間をスイッチング素子の転流時間とす
   る転流時間検出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とに基づいて
   決定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る
   通電信号形成手段と、 前記通電信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動す
   る駆動手段とを具備してなるインバータ装置。
2. 【請求項２】 転流時間検出手段は、ダイオードの通電
   時間を、巻線の端子電圧と基準電圧との比較により検出
   する構成であることを特徴とする請求項１記載のインバ
   ータ装置。
3. 【請求項３】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
   するための、並列にダイオードを有する複数のスイッチ
   ング素子からなるスイッチング回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
   段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
   エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を検
   出し、その検出時間を前記パルス幅変調信号の周期およ
   びデューティに基づき補正してスイッチング素子の転流
   時間を決定する転流時間検出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決
   定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通
   電信号形成手段と、 前記通電信号およびパルス幅変調信号に基づいて前記ス
   イッチング素子を駆動する駆動手段とを具備してなるイ
   ンバータ装置。
4. 【請求項４】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
   するために、正側直流電源線と巻線の端子との間に接続
   された並列にダイオードを有する複数の正側スイッチン
   グ素子および負側直流電源線と巻線の端子との間に接続
   された並列にダイオードを有する複数の負側スイッチン
   グ素子からなるスイッチング回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
   段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
   エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を巻
   線の端子電圧と基準電圧との比較により検出し、その検
   出時間をスイッチング素子の転流時間とする転流時間検
   出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決
   定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通
   電信号形成手段と、 前記正側スイッチング素子および負側スイッチング素子
   のうち、前記パルス幅変調信号によってオンオフ制御す
   る側のスイッチング素子を選択するために前記通電信号
   の切り替わり毎に変化する選択信号を得る選択信号形成
   手段と、 前記正側スイッチング素子間で転流が行われるときには
   前記負側スイッチング素子をパルス幅変調信号のオンオ
   フモードに従いオンオフ制御すると共に、負側スイッチ
   ング素子間で転流が行われるときには正側スイッチング
   素子をパルス幅変調信号のオンオフモードに従いオンオ
   フ制御すべく、前記通電信号、パルス幅変調信号および
   選択信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆
   動手段とを具備してなるインバータ装置。
5. 【請求項５】 位置検出手段は、巻線の端子電圧に基づ
   いて位置情報を得る構成であることを特徴とする請求項
   １ないし４のいずれかに記載のインバータ装置。