JP2013183558A

JP2013183558A - モータ制御装置

Info

Publication number: JP2013183558A
Application number: JP2012046574A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Kameshima; 崇浩亀島
Original assignee: Aisin Seiki Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2012-03-02
Filing date: 2012-03-02
Publication date: 2013-09-12

Abstract

【課題】電流検出および演算の遅延時間の影響を低減することで電圧演算部の制御ゲインを大きくしたときの発散などの不具合のおそれを回避して、制御の応答性および安定性を向上したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】指令電流Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊とフィードバック電流Ｉｄ^∧、Ｉｄ^∧とに基づき指令電圧Ｖｄ、Ｖｑを演算する電圧演算部２と、指令電圧Ｖｄ、Ｖｑに基づき印加電圧を生成して電機子巻線に印加する電圧印加手段４と、所定の検出所要時間をかけて実電流を検出して実測電流Ｉｄ、Ｉｑとする電流検出手段５と、回転子の角速度ωを検出する角速度検出手段６と、実測電流Ｉｄ、Ｉｑに基づくとともに指令電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび角速度ωを考慮して、実測電流Ｉｄ、Ｉｑの検出終了時よりも検出所要時間だけ以前の実電流を推定し、推定した実電流をフィードバック電流Ｉｄ^∧、Ｉｄ^∧とする電流推定オブザーバ７と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの電機子巻線に通電する電流をフィードバック制御するモータ制御装置に関する。

近年、三相同期モータの制御装置にインバータを適用する技術が普及し、旧態と比較して格段に制御性能が向上している。インバータを適用した制御装置では、外部からの指令トルクまたは指令電流に基づくとともに、固定子の電機子巻線に流れる各相の電流を検出してフィードバックすることで、矩形波電圧の位相を制御したり、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式により電圧実効値を制御したりして電流を制御する場合が多い。この種の制御技術の一例が特許文献１に開示されている。

特許文献１に開示されたモータ制御装置は、モータ１相分のモデルを用いて現在の電流値を推定する推定するカレントオブザーバと、モータ１相分のモデルを用いて現在の外乱電圧を推定する外乱オブザーバとを備え、両オブザーバ相互の過去の推定値を用いて電流検出時点の電流推定値を求めて電流制御に使用する。これにより、電流制御の演算遅れが小さくばらつきの少ない電流推定値が得られ、高精度な電流制御が可能になる、と記載されている。

特開２００２−２５２９９１号公報

ところで、特許文献１の制御装置では、電圧指令（指令電圧）と電流検出値とを用いて電流推定値を演算する際に生じる位相遅れ（演算遅延時間）を考慮しているが、電流検出値を取得するときの検出所要時間が考慮されていない。電流検出値は通常ＡＤ変換器を用いてディジタル計測されるが、ＡＤ変換動作時に計測値を安定させるためなどの目的で所定のラッチ時間を必要とする。このため、取得した電流検出値は実際にはラッチ時間相当分だけ過去の値となり、この検出遅延時間が演算誤差の一因となっている。

特許文献１に限らず、一般的な電流制御系において制御性能の向上を目的とした演算処理方法が数多く提案されてきた。その背景として、ＣＰＵや周辺機器の性能向上があり、アナログ処理に代わってディジタル処理が一般的になってきた。しかし、背反として演算負荷の増加に伴う演算遅延時間の増加や、ＡＤ変換時間および通信遅れなどによって生じる検出遅延時間の増加などが問題となっている。特に、モータ制御装置では、電流検出値の取得遅れは、制御の応答性を向上させる妨げとなっている。つまり、指令電圧を演算する電圧演算部の比例積分制御などで制御ゲイン（比例ゲインや積分ゲインなど）を大きくすると、モータ回転数によっては応答が発散するおそれがあって、制御ゲインに限界があり、制御の応答性や安定性の向上が難しくなっている。

また、この種の制御では、回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸を用いた演算により演算負荷を軽減する方法が多用されるが、特許文献１ではモータ１相分のモデルを用いた演算を行っている。このため、同じ演算を３相でそれぞれ行うことになり、演算負荷が増加して演算の遅延時間が大きくなる。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、電流検出および演算の遅延時間の影響を低減することで電圧演算部の制御ゲインを大きくしたときの発散などの不具合のおそれを回避して、制御の応答性および安定性を向上したモータ制御装置を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係るモータ制御装置の発明は、外部からの指令電流または外部からの指令トルクから求めた指令電流と、モータの固定子に設けられた電機子巻線に流れる実電流を検出してフィードバックしたフィードバック電流とに基づき、前記実電流を前記指令電流に一致させるために前記電機子巻線に印加すべき指令電圧を演算する電圧演算部と、演算された指令電圧に基づき、印加電圧を生成して前記電機子巻線に印加する電圧印加手段と、所定の検出所要時間をかけて前記実電流を検出して実測電流とする電流検出手段と、前記モータの回転子が回転する角速度を検出する角速度検出手段と、前記実測電流に基づくとともに前記指令電圧および前記角速度を考慮して、前記実測電流の検出終了時よりも前記検出所要時間だけ以前の実電流を推定し、推定した実電流を前記フィードバック電流とする電流推定オブザーバと、を備える。

請求項２に係る発明は、請求項１において、前記モータは前記回転子に磁石を有し前記固定子に前記電機子巻線を有する三相同期モータであり、前記電圧演算部および前記電流推定オブザーバは、前記回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸を用いて演算および推定を行う。

請求項３に係る発明は、請求項２において、前記電流推定オブザーバは、前記実測電流から前記推定した実電流を減算した検出偏差に基づくとともに、前記ｄｑ座標軸上で表される前記電機子巻線の抵抗、インダクタンス、および誘起電圧定数に対し前記指令電圧および前記角速度を考慮して推定を行う。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか一項において、前記電流検出手段はアナログ量の実電流をディジタル量の実測電流に変換するＡＤ変換器を含み、前記検出所要時間は前記ＡＤ変換器の変換動作時のラッチ時間を含む。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４のいずれか一項において、前記電圧演算部は、前記指令電流から前記フィードバック電流を減算した指令偏差に基づいて比例積分制御を行う。

請求項１に係るモータ制御装置の発明では、電流推定オブザーバは、実測電流の検出終了時よりも検出所要時間だけ以前の実電流を推定し、推定した実電流をフィードバック電流とする。これにより、検出所要時間の遅れ分が補償され、指令電流、フィードバック電流、および指令電圧が同一時刻の値となるので、電流検出の遅延時間の影響を低減でき演算精度が向上する。さらに、電圧演算部の制御ゲインを大きくしても発散などの不具合が発生しなくなり、制御の応答性および安定性を向上できる。

請求項２に係る発明では、電圧演算部および電流推定オブザーバはｄｑ座標軸を用いて演算および推定を行う。したがって、特許文献１を始めとする三相領域での演算方法と比較して演算負荷が軽減され、演算の遅延時間の影響が低減されて演算精度が向上する。

請求項３に係る発明では、電流推定オブザーバは、実測電流から推定した実電流を減算した検出偏差に基づくとともに、電機子巻線の抵抗、インダクタンス、および誘起電圧定数に対し指令電圧および角速度を考慮して推定を行う。したがって、指令電流が変化して過渡応答が必要とされるときに、モータの電圧方程式に基づいて検出所要時間だけ以前の実電流を精度よく推定でき、過渡応答時の応答性および安定性を向上できる。

請求項４に係る発明では、電流検出手段はアナログ量の実電流をディジタル量の実測電流に変換するＡＤ変換器を含み、検出所要時間はＡＤ変換器の変換動作時のラッチ時間を含んでいる。したがって、電流推定オブザーバは、ＡＤ変換器のラッチ時間だけ以前の実電流を推定してフィードバック電流とし、これにより、電圧演算部の制御ゲインを大きくしても発散などの不具合が発生しなくなり、制御の応答性および安定性を向上できる。

請求項５に係る発明では、電圧演算部は、指令電流からフィードバック電流を減算した指令偏差に基づいて比例積分制御を行う。本発明は、上述するように比例積分制御で指令電圧を演算する方式と電流推定オブザーバとを組み合わせることにより、過渡応答時の応答性および安定性を向上する効果が顕著になる。

実施形態のモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。電流推定オブザーバの内部構成を示すブロック図である。実施形態において電流指令が増加したときのｄ軸電流およびｑ軸電流の変化をシミュレーションした結果を示す図である。従来技術において電流指令が増加したときのｄ軸電流およびｑ軸電流の変化をシミュレーションした結果を示す図である。

本発明の実施形態のモータ制御装置１について、図１〜図４を参考にして説明する。図１は、実施形態のモータ制御装置１の全体構成を示すブロック図である。モータ制御装置１は、ソフトウェアで動作するコンピュータを含んで構成されており、制御対象は三相同期モータ９、制御量はモータ９に印加する三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗである。

三相同期モータ９は、図略の回転子コアに磁石を埋め込み、図略の固定子コアに電機子巻線を巻回して構成した埋込磁石同期モータであり、これに限定されない。モータ制御装置１は、外部から受け取った指令電流、または外部から受け取った指令トルクから求めた指令電流をモータ９に通電すべく、ｄｑ座標軸を用いた演算を行って三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを制御する。モータ制御装置１は、電圧演算部２、電圧印加手段４、電流検出手段５、角速度検出手段６、および電流推定オブザーバ７で構成されている。

角速度検出手段６は、三相同期モータ９の回転子の回転位相θを検出する角度センサ、および回転位相θを電気角の角速度ωに変換する図略の角速度変換部で構成されている。角度センサは、例えば公知のレゾルバなどを用いて構成でき、検出した回転位相θを角速度変換部に送出する。角速度変換部は、２回の検出によって求めた回転位相θの変化量を経過時間で除算して（時間微分に相当）角速度ωを演算し、電圧印加手段４、電流推定オブザーバ７、および後述の３／２相変換部５３に出力する。

電流検出手段５は、所定の検出所要時間をかけてモータ９の実電流を検出して実測電流とする手段であり、２個の電流検出部５１ｖ、５１ｗ、ＡＤ変換器５２、および３／２相変換部５３で構成されている。２個の電流検出部５１ｖ、５１ｗは、モータ９の電機子巻線に接続された三相の入力線９１ｕ、９１ｖ、９１ｗのうちのＶ相入力線９１ｖおよびＷ相入力線９１ｗにそれぞれ設けられている。電流検出部５１ｖ、５１ｗは、例えば周知の変流器や分路抵抗器などを用いて構成でき、それぞれＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出して、アナログ検出信号をＡＤ変換器５２に出力する。

ＡＤ変換器５２は２チャンネルタイプであり、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗのアナログ検出信号をディジタル量の実測電流に変換して３／２相変換部５３に送信する。３／２相変換部５３は、まず、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのベクトル和がゼロであることを利用して、三相目のＵ相電流Ｉｕを演算する。３／２相変換部５３は、次に、角速度ωを用いた公知の変換式により、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸上のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、電流推定オブザーバ７に出力する。

ここで、三相の入力線９１ｕ、９１ｖ、９１ｗに流れる実電流を基準としたときに、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑには、所定の検出所要時間ΔＴに相当する遅延時間が生じている。検出所要時間ΔＴの内訳は、ＡＤ変換器５２の変換動作時のラッチ時間が最も大きく、他にＡＤ変換器５２から３／２相変換部５３への送信所要時間や、３／２相変換部５３内部での演算所要時間、３／２相変換部５３から電流推定オブザーバ７への出力所要時間などが含まれている。

電圧演算部２は、外部からの指令電流とフィードバック電流とに基づき、実電流を指令電流に一致させるために電機子巻線に印加すべき指令電圧を演算する。電圧演算部２は、ｄｑ座標軸を用いて演算を行い、図示されるように、ｄ軸およびｑ軸に関し並行して演算処理を行う。電圧演算部２は、ｄ軸側加算器２１およびｄ軸比例積分制御器２２（ｄ軸ＰＩ制御器）と、ｑ軸側加算器２３およびｑ軸比例積分制御器２４（ｑ軸ＰＩ制御器）とで構成されている。

ｄ軸側加算器２１は、ｄ軸指令電流Ｉｄ^＊からｄ軸フィードバック電流Ｉｄ^∧を減算してｄ軸指令偏差ΔＩｄを求め、ｄ軸比例積分制御器２２（ｄ軸ＰＩ制御器）に出力する。ｄ軸比例積分制御器２２は、比例積分制御により指令ｄ軸電圧Ｖｄを求め、電圧印加手段４に出力する。同様に、ｑ軸側加算器２３は、ｑ軸指令電流Ｉｑ^＊からｑ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧を減算してｑ軸指令偏差ΔＩｑを求め、ｑ軸比例積分制御器２４（ｑ軸ＰＩ制御器）に出力する。ｑ軸比例積分制御器２４は、比例積分制御により指令ｑ軸電圧Ｖｑを求め、電圧印加手段４に出力する。ｄ軸フィードバック電流Ｉｄ^∧およびｑ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧は、後で詳述するように電流推定オブザーバ７から出力された実電流の推定値である。

電圧印加手段４は、演算された指令ｄ軸電圧Ｖｄおよび指令ｑ軸電圧Ｖｑに基づき、三相の印加電圧を生成して電機子巻線に印加する。電圧印加手段４は、図略の２／３相変換部、バッテリ、およびパルス幅変調回路で構成することができる。２／３相変換部は、角速度ωを用いた公知の変換式により、指令ｄ軸電圧Ｖｄおよび指令ｑ軸電圧Ｖｑを三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。パルス幅変調回路は、バッテリの直流出力電圧の正負の極性を切替え制御するとともに、通電時間幅をパルス幅変調（ＰＷＭ）により制御し、電圧実効値を調整して三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、電機子巻線に印加する。

次に、ｄｑ座標軸上で表現される電圧方程式について説明し、引き続き電流推定オブザーバ７の内部構成について説明する。公知のように、磁石埋込型の三相同期モータ９では、電圧方程式として下記の数式１が成り立つ。

数式１を微分方程式で表すと、下記の数式２が成り立つ。数式２で、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの実電流を状態変数ベクトルｘとし、指令ｄ軸電圧Ｖｄおよび指令ｑ軸電圧Ｖｑを入力ベクトルｕとし、係数行列を書き換えると数式３となる。

ここで、電流推定オブザーバ７は、実測されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づくとともに指令ｄ軸電圧Ｖｄ、指令ｑ軸電圧Ｖｑおよび角速度ωを考慮して、実測電流の検出終了時よりも検出所要時間ΔＴだけ以前の実電流を推定する。さらに、推定した実電流をフィードバック電流として電圧演算部２に出力する。本実施形態において、推定した実電流をｄ軸フィードバック電流Ｉｄ^∧、およびｑ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧で表し、これを状態変数ベクトルの推定値ｘ^∧とする。また、指令ｄ軸電圧Ｖｄおよび指令ｑ軸電圧Ｖｑ（入力ベクトルｕ）に相当する三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをモータ９に入力したときのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを出力ベクトルｙとする。すると、出力ベクトルの推定値ｙ^∧は、状態変数ベクトルの推定値ｘ^∧に単位行列Ｃを乗じたもので示される。さらに、電流推定オブザーバ７は、内部で出力ベクトルの推定値ｙ^∧をフィードバックすることで演算精度を高める。

これにより、状態変数ベクトルの推定値ｘ^∧、および出力ベクトルの推定値ｙ^∧は、数式４および数式５で表される。

以上から、電流推定オブザーバ７の内部構成が定まる。図２は、電流推定オブザーバ７の内部構成を示すブロック図である。図示されるように、電流推定オブザーバ７は、加算器７１、乗算器７２、加算器７３、乗算器７４、乗算器７５、積分器７６、乗算器７７、および遅延器７８で構成される。

加算器７１は、出力ベクトルｙからその推定値ｙ^∧を減算して検出偏差ｅを求め、乗算器７２に出力する。乗算器７２は、検出偏差ｅをＬ倍し、乗算結果の（Ｌ・ｅ）を加算器７３に出力する。ただし、Ｌは定数係数である。また、乗算器７４は、係数行列Ｂに入力ベクトルｕを乗算し、乗算結果の（Ｂ・ｕ）を加算器７３に出力する。さらに、乗算器７５は、係数行列Ａに出力側からフィードバックされた状態変数ベクトルの推定値ｘ^∧を乗算し、乗算結果の（Ａ・ｘ^∧）を加算器７３に出力する。

加算器７３は、３つの入力である（Ｌ・ｅ）、（Ｂ・ｕ）、および（Ａ・ｘ^∧）を加算して（ｄｘ^∧／ｄｔ）とし、積分器７６に出力する。積分器７６は、（ｄｘ^∧／ｄｔ）を積分して状態変数ベクトルの推定値ｘ^∧を求め、乗算器７７に出力するとともに乗算器７５にフィードバック出力する。乗算器７７は、単位行列Ｃに推定値ｘ^∧を乗算して出力ベクトルの推定値ｙ^∧、すなわちｄ軸フィードバック電流Ｉｄ^∧およびｑ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧を求める。出力ベクトルの推定値ｙ^∧は、電圧演算部２に出力され、かつ遅延器７８にフィードバック出力される。遅延器７８は、出力ベクトルの推定値ｙ^∧を検出遅延時間ΔＴ相当だけ遅延して加算器７１に出力する。

上述した電流推定オブザーバ７の内部構成により、数式４および数式５で示される出力ベクトルの推定値ｙ^∧を推定できる。ここで、遅延器７８は、モータ９側で実電流の検出に要する検出遅延時間ΔＴに相当する遅延を行うので、出力ベクトルの推定値ｙ^∧すなわちｄ軸フィードバック電流Ｉｄ^∧およびｑ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧は、検出所要時間ΔＴだけ以前の実電流を推定した値になる。

また、電流推定オブザーバ７は、推定値ｙ^∧のフィードバック制御システムを構成しており、このシステムの極は定数係数Ｌによって任意に決定できる。つまり、最適に定数係数Ｌを設定することで、高速でかつ安定した制御を実現できる。

次に、実施形態のモータ制御装置１の作用および効果について、従来技術と比較して説明する。従来技術のモータ制御装置としては、電流推定オブザーバ７を備えず、電流検出手段５で検出したｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑをそのまま電圧演算部２にフィードバックする構成を考える。

図３および図４は、実施形態および従来技術において電流指令（ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）が増加したときのｄ軸電流Ｉｄ１、Ｉｄ２、およびｑ軸電流Ｉｑ１、Ｉｑ２の変化をシミュレーションした結果を示す図である。図３および図４の横軸は時間ｔ（ｓｅｃ）、縦軸は電流（％）を表し、図３は実施形態におけるｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１の変化を示し、図４は従来技術におけるｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２の変化を示している。シミュレーションの条件として、時刻ｔ０でｑ軸電流指令Ｉｑ^＊が０％から１００％に増加し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊が０％で不変の場合を設定し、実電流をシミュレーションした。

シミュレーションの結果、図３に示される実施形態では、ｑ軸電流Ｉｑ１は、時刻ｔ０から急峻に増加し、１００％に接近すると増加傾向が鈍化し、滑らかに１００％に落ち着いている。換言すれば、高速にかつ安定して応答している。また、ｄ軸電流Ｉｄ１は、時刻ｔ０以降にごく僅か発生するだけであり、安定している。したがって、電圧演算部２の制御ゲイン（比例ゲインおよび積分ゲイン）をさらに大きくすることも可能である。

これに対し従来技術では、ｑ軸電流Ｉｑ２は、時刻ｔ０よりも遅れた時刻ｔ１から急峻に増加し、一時的に１００％をオーバーシュートするとともに振動しており、不安定な応答になっている。また、ｄ軸電流Ｉｄ２も、時刻ｔ０以降で振動して不安定な応答になっている。したがって、両者を比較すると、従来技術よりも実施形態のほうが過渡応答時の応答性および安定性の両面で優れている。

さらに、実施形態のモータ制御装置１の電圧演算部２および電流推定オブザーバ７はｄｑ座標軸を用いて演算および推定を行うので、特許文献１を始めとする三相領域での演算方法と比較して演算負荷が軽減され、演算の遅延時間の影響が低減されて演算精度が向上する。

また、電流推定オブザーバ７は、実測電流Ｉｄ、Ｉｑから推定した実電流Ｉｄ^∧、Ｉｑ^∧を減算した検出偏差ｅに基づくとともに、電機子巻線の抵抗Ｒ、インダクタンスＬｐ、Ｌｑおよび誘起電圧定数Ｋｅに対し指令電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび角速度ωを考慮して推定を行う。したがって、指令電流Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊が変化して過渡応答が必要とされるときに、モータ９の電圧方程式に基づいて検出所要時間ΔＴだけ以前の実電流Ｉｄ^∧、Ｉｑ^∧を精度よく推定でき、過渡応答時の応答性および安定性を向上できる。

また、電流検出手段５はアナログ量の実電流をディジタル量の実測電流Ｉｄ、Ｉｑに変換するＡＤ変換器５２を含み、検出所要時間ΔＴはＡＤ変換器５２の変換動作時のラッチ時間を含んでいる。したがって、電流推定オブザーバ７は、ＡＤ変換器５２のラッチ時間だけ以前の実電流を推定してフィードバック電流Ｉｄ^∧、Ｉｑ^∧とし、これにより、電圧演算部２の制御ゲインを大きくしても発散などの不具合が発生しなくなり、制御の応答性および安定性を向上できる。

さらに、本実施形態では、比例積分制御で指令電圧Ｖｄ、Ｖｑを演算する電圧演算部２と電流推定オブザーバ７とを組み合わせており、過渡応答時の応答性および安定性を向上する効果が顕著になる。

なお、実施形態の電流推定オブザーバ７の内部構成は一例であって、様々な応用や変形が可能である。また、電圧演算部の内部構成も比例積分制御方式に限定されない。

１：モータ制御装置
２：電圧演算部
２１：ｄ軸側加算器２２：ｄ軸比例積分制御器
２３：ｑ軸側加算器２４：ｑ軸比例積分制御器
４：電圧印加手段
５：電流検出手段
５１ｖ、５１ｗ：電流検出部５２：ＡＤ変換器
５３：３／２相変換部
６：角速度検出手段
７：電流推定オブザーバ
７１：加算器７２：乗算器７３：加算器７４：乗算器
７５：乗算器７６：積分器７７：乗算器７８：遅延器
９：三相同期モータ
Ｉｄ^＊：指令ｄ軸電流Ｉｑ^＊：指令ｑ軸電流
ΔＩｄ：ｄ軸指令偏差 ΔＩｑ：ｑ軸指令偏差
Ｉｖ、Ｉｗ：Ｖ相およびＷ相電流 ω：角速度
ｕ：入力ベクトル
Ｖｄ：指令ｄ軸電圧Ｖｑ：指令ｑ軸電圧
ｘ：状態変数ベクトル
ｘ^∧：状態変数ベクトルの推定値
ｙ：出力ベクトル
Ｉｄ：ｄ軸電流Ｉｑ：ｑ軸電流
ｙ^∧：出力ベクトルの推定値
Ｉｄ^∧：ｄ軸フィードバック電流Ｉｑ^∧：ｑ軸フィードバック電流

Claims

外部からの指令電流または外部からの指令トルクから求めた指令電流と、モータの固定子に設けられた電機子巻線に流れる実電流を検出してフィードバックしたフィードバック電流とに基づき、前記実電流を前記指令電流に一致させるために前記電機子巻線に印加すべき指令電圧を演算する電圧演算部と、
演算された指令電圧に基づき、印加電圧を生成して前記電機子巻線に印加する電圧印加手段と、
所定の検出所要時間をかけて前記実電流を検出して実測電流とする電流検出手段と、
前記モータの回転子が回転する角速度を検出する角速度検出手段と、
前記実測電流に基づくとともに前記指令電圧および前記角速度を考慮して、前記実測電流の検出終了時よりも前記検出所要時間だけ以前の実電流を推定し、推定した実電流を前記フィードバック電流とする電流推定オブザーバと、
を備えるモータ制御装置。
請求項１において、前記モータは前記回転子に磁石を有し前記固定子に前記電機子巻線を有する三相同期モータであり、前記電圧演算部および前記電流推定オブザーバは、前記回転子の磁石の回転位置を基準とするｄｑ座標軸を用いて演算および推定を行うモータ制御装置。
請求項２において、前記電流推定オブザーバは、前記実測電流から前記推定した実電流を減算した検出偏差に基づくとともに、前記ｄｑ座標軸上で表される前記電機子巻線の抵抗、インダクタンス、および誘起電圧定数に対し前記指令電圧および前記角速度を考慮して推定を行うモータ制御装置。
請求項１〜３のいずれか一項において、前記電流検出手段はアナログ量の実電流をディジタル量の実測電流に変換するＡＤ変換器を含み、前記検出所要時間は前記ＡＤ変換器の変換動作時のラッチ時間を含むモータ制御装置。
請求項１〜４のいずれか一項において、前記電圧演算部は、前記指令電流から前記フィードバック電流を減算した指令偏差に基づいて比例積分制御を行うモータ制御装置。