JPH04188206A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH04188206A
JPH04188206A JP2315935A JP31593590A JPH04188206A JP H04188206 A JPH04188206 A JP H04188206A JP 2315935 A JP2315935 A JP 2315935A JP 31593590 A JP31593590 A JP 31593590A JP H04188206 A JPH04188206 A JP H04188206A
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voltage
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Yuji Kawaguchi
裕次 川口
Makoto Ishii
誠 石井
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Hitachi Ltd
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、商用交流などの正弦波状の交流電圧から直流
電圧を生成する電源装置に関する。
〔従来の技術〕
商用交流電圧から直流電圧を生成する電源装置は、基本
的には、この交流電圧を整流する整流回路とこの整流回
路の出力電圧を平滑するコンデンサ（平滑コンデンサ）
とで構成されており、この平滑コンデンサの充電電圧が
電源装置の出力電圧となる。
しかし、かかる基本構成の電源装置では、商用交流電源
の交流負荷電流は、交流電圧が平滑コンデンサの充電電
圧を越えるときのみ流れ、この充電電圧以下のときには
流れないから、交流電圧に追従した正弦波状とならず、
高調波成分を多く含んだパルス状の波形となる。このた
めに、商用交流電源の力率が著しく低下する。
そこで、従来では、商用交流電源の力率を高めるように
した電源装置が種々提案されている。その例を以下に説
明する。
第１３図は特公昭６３−２２１４８号公報に開示される
全波整流回路を用いた電源装置を示す回路図であって、
１は交流電源、２はインダクタ、３は全波整流回路、４
は平滑コンデンサ、５は負荷、Ｄ１〜Ｄ、はダイオード
、■はトランジスタ、Ｒ１１ｌ　　Ｒａｔは電流検出用
抵抗である。
同図において、交流電源１から出力される正弦波状の交
流を源電圧ｖｓ（第１４図（ａ））は、インダクタ２を
介し、ダイオードＤ　Ｉ””　Ｄ　ａからなる全波整流
回路３に供給されて整流され、平滑コンデンサ４で平滑
されて負荷５に印加される。
以上の動作だけの場合には、全波整流回路３の出力電圧
が平滑コンデンサ４の充ｔｔ圧よりも高いときのみ、平
滑コ〉′ダンサ４の充電のために交流電）！！ｉに交流
負荷電流Ｉ、が流れる。したがって、この交流負荷電流
■８の波形は、第１４図化）に示すように、交流電源電
圧Ｖ３の正、＊ビーク部分に同期したパルス状の波形と
なり、交流電源１の力率が非常に低いものとなる。
そこで、第１３図においては、全波整流回路３の交流端
子にさらにダイオードＤ、、Ｄ、を設けて、これらとダ
イオードＤ３＋Ｄ４　とで補助の全波整流回路を構成す
るようにし、この補助の全波整流回路の出力電圧をトラ
ンジスタＴでチョッピングするようにしている。
トランジスタＴは、交流電源電圧ｖ３よりも充分高い周
波数のオン、オフ信号Ｃｂ（第１４図（ｄ））と交流負
荷電流Ｉ、が一１ｓＮ＜　Ｉｓ　＜　Ｉｓｐ　（第１４
図（Ｃ））であることを表わす期間制御信号ｖ３．（第
１４図（ｅ））とから形成される駆動信号Ｄｒｉｖｅ　
（第１４図（ｆ））によってオン、オフ制御される。
かかる構成によると、全波整流回路３の出力電圧が平滑
コンデンサ４の充電電圧よりも低い期間でも、トランジ
スタＴのオン、オフによって交流負荷電流Ｉ、が流れる
ことになり、この交流負荷電流Ｉ３の波形は、第１４図
（Ｃ）に示すように、同図（ｂ）に示す波形よりも正弦
波に近いものとなる。したがって、交流電源ｌの力率が
改善される。
なお、電流検出用抵抗Ｒ３□ＲＪＩは電流によって負荷
の変化を検出するものであって、これらの検出出力によ
って図示しない駆動信号Ｄｒｉｖｅ　（第１４図（ｆ）
）の発生手段が間部され、期間制御信号”ｔ”、ｐｃ第
１４図（ａり　、したかつて、第１４図（Ｃ１の基準値
１　ｓｔ、　　！　ｓｗが調整される。
第１５図は同じく特公昭６３−２２１４８号公報に開示
される倍電圧整流回路を用いた電源装置を示す回路図で
あって、４Ａ、４Ｂは平滑コンデンサ、６は倍電圧整流
回路、Ｄ７〜Ｄ１．はダイオード、ＴＡ。
Ｔ、はトランジスタ、Ｒ，、、Ｒ４ｚは電流検出用抵抗
であり、第１３図に対応する部分には同一符号をつけて
いる。
同図において、交流電源１から出力される交流電源電圧
Ｖ、が矢印で示す極性であるとき、交流負荷電流■、が
交流電源１からインダクタ２．ダイオード７、平滑コン
デンサ４Ａ、電流検出用抵抗Ｒ，！を通して流れ、平滑
コンデンサ４Ａに図示する極性で充電が行なわれる。ま
た、交流電源電圧■、が矢印とは逆の極性のときには、
交流負荷電流１．が交流電源ｌから電流検出用抵抗Ｒｓ
　ｔ　＊平滑コンデンサ４Ｂ、　ダイオードＤＩ＋　イ
ンダクタ２を通して流れ、平滑コンデンサ４Ｂに図示す
る極性で充電が行なわれる。
これにより、平滑コンデンサ４＾、４Ｂの充電電圧の加
算電圧が直流電源電圧として負荷５に印加される。
この電源装置においても、交流電源電圧Ｖ、が平滑コン
デンサ４Ａや４Ｂの充電電圧以下の期間、交流負荷電流
Ｉ８は流れない、したがって、第１３図に示した技術と
同様、交流負荷電流■３の波形は、第１４図（ｂｌに示
すように、パルス状の波形となる。
そこで、この電源装置においては、ダイオードＤ７と平
滑コンデンサ４Ａとに並列にダ１°オードＤ、とトラン
ジスタＴ、の直列回路を設け、また、ダイオードＤ８と
平滑コンデンサ４Ｂとに並列にダ１′オードＤ１゜とト
ランジスタＴＩの直列回路を設ける。そして、交流電源
電圧ｖ３が図示する極性のとき、第１３図におけるトラ
ンジスタＴのようにトランジスタＴ、をオン、オフして
チョッピングし、交流電源電圧Ｖ、が図示とは逆極性の
とき、同様にトランジスタＴ１をオツ、オフしてチョッ
ピングする。
これにより、交流負荷電流Ｉ３の波形は、第１４図（Ｃ
）に示すように、正弦波に近い波形となり、交流電源ｌ
の力率が向上する。
第１６図は特公昭６２−４５７９４号公報に開示される
倍電圧整流回路を用いた電源装置を示す構成図であって
、２Ａ、２Ｂはインダクタ、７は電流検出器、８はヒス
テリシス付比較回路、９は駆動回路、Ｄ、〜ＤＩ４はダ
イオードであり、第１５図に対応する部分には同一符号
をつけている。
同図において、交流電源ｌから出力される交流電源電圧
ｖ３が矢印で示す極性のときには、交流負荷電流１．が
交流電源ｌからインダクタ２Ａ。
ダイオードＤ　＋　ｔ　＊　　Ｄ　ｔ　＊　＊平滑コン
デンサ４Ａ、インダクタ２Ｂを通して流れ、平滑コンデ
ンサ４Ａで充電が行なわれる。また、交流電源電圧ｖｓ
が矢印とは逆極性のときには、交流電源ｌからインダク
タ２Ｂ、平滑コンデンサ４Ｂ、ダイオードＤＩ４．　　
Ｄ１３１　インダクタ２＾を通って交流負荷電流Ｉ、が
流れ、平滑コンデンサ４Ｂで充電が行なわれる。これに
より、平滑コンデンサ４Ａ、４Ｂの充電電圧の加算電圧
が直流電源電圧として負荷５に供給される。
一方、ダイオードＤｊｆと平滑コンデ／す４Ａとに並列
にＮＰＮ形のトランジスタＴ、が設けられ、ダイオード
０１４と平滑コンデンサ４Ｂとに並列にＰＮＰ形のトラ
ンジスタＴ、が設けられている。
また、インダクタ２Ａに流れる電流と電流検出器７で検
出される電流とがヒステリシス付比較回路８で比較され
、その比較結果により、駆動回路９は、第１７図（ｂｌ
に示すように、矢印で示す極性の交流電源電圧■３が所
定のレベル以上のとき“Ｌ”（低レベル）に固定され、
矢印とは逆の極性の交流電源電圧Ｖ、が所定レベル以下
のとき“Ｈ”（高レベル）に固定されて、これ以外の期
間高周波で“Ｈ”、“Ｌ”と反転する駆動信号を形成す
る。この駆動信号により、トランジスタＴ、、Ｔ。
がオン、オフ制御される。
すなわち、交流電源電圧Ｖ、が矢印に示す極性で平滑コ
ンデンサ４Ａの充電電圧以下であるとき、トランジスタ
Ｔ、はオン、オフしてチョッピングし、交流電源電圧Ｖ
、が矢印とは逆極性で平滑コンデンサ４Ｂ以下のとき、
トランジスタＴ、がオン、オフしてチョッピングを行な
う。
したがって、この従来技術においても、第１５図に示し
た従来技術と同様、第１７図（ａ）に示すように、正弦
波状の交流電源電圧Ｖｓに対し、交流負荷電流Ｉｇも正
弦波に近い波形となり、交流電源ｌの力率が高まる。
〔発明が解決しようとする課題〕
ところで、上記従来技術のようにチョッピングによって
正弦波状の交流負荷電流を得ようとする場合、次のよう
な問題がある。
（１）　　第１３図、第１５図において、交流負荷電流
！３が第１４図に示す基準値１．、、’Ｉ□で決まる範
囲内にあるときの波形は、トランジスタＴ、　　Ｔ＾、
Ｔｍの通流率にのみ依存しているから、必ずしも正弦波
とはならない。
また、第１６図においては、負荷の大小に応じて、第１
７図に破線と二点鎖線とで示すように、予め設定された
正弦波状に上記基準値が変化するから、交流負荷電流■
、が比較的良好に正弦波状となり、高調波の低減、力率
の向上が充分可能となるが、トランジスタＴＡ、Ｔｉが
上記基準値のみに依存してオン、オフ制御されるから、
チョッピング周波数は一定とならず、大きなスイッチン
グ損失が発生して実用的でない。
（２）上記各従来技術において、トランジスタＴ１Ｔａ
　、Ｔｘのスイッチング周波数が高い程、交流負荷電流
Ｉ３は正弦波に近い波形となる。しかし、この場合には
、第１３図や第１５図のダイオードＤ。
〜Ｄ４．０？、ＤＩや第１６図のダイオードＤ＋ｔ、　
　ＤｌａＯ順バイアス、逆バイアスの遅れのため、トラ
ンジスタＴ、Ｔ、、Ｔ、は、ターンオン時Ｃ負荷のよう
に動作し、ターンオフ時り負荷のように動作し、スイッ
チング損失が増加する。このために、平均交流負荷電流
が小さいにもががわらず、トランジスタ’ｌ”、Ｔ、、
　　Ｔ、としては、スイッチング損失分も含めて大容量
のものを使用しなけａばならなかった。
１゛３）　　上記のように、上記従来技術では、正弦波
状の交流ｊＡ、Ｆｉ；ｒ電流４得ようとする場合　トラ
ンジスタＴ、　　’Ｔ’Ａ　、　　Ｔ、のオン、オフス
１ツチ／グ周波数が高い程、交流負荷電流の波形は精度
良く正弦波状となる。また、使用する・１°ンダクタや
コンデンサを小形化するためにも、高周波スイッチング
が必要となる。
シカシながら、このような高周波スイッチングを用いた
場合、９Ｌ荷が大きいと、交流電源電圧が高く、交流負
荷電流が第１４図の基準値ｒｓ、以上、Ｉ　ｍｍ以下と
なる期間に流れる平滑コンデンサの充電を流の影響によ
り、上記トランジスダ’Ｓ’＋　　’ｒＡ１゛Ｉ′１に
流れる電流が増加し、不要なスイッチング損失が発生ず
る。
本発明の第１の目的は、かがる問題を解消し、交流負荷
電流の波形を高い精度で正弦波状にしっつ、チョッピン
グを行なうスイッチング素子での損失を低減することが
できるようにした電源装置を提供することにある。
本発明の第２の目的は、チョッピングのためのスイッチ
ング素子として、容量の小さいスイッチング素子を用い
ることができるようにした電源装置を提供することにあ
る。
本発明の第３の目的は、負荷の大小にかかわらず、チョ
ッピングのためのスイッチング素子での損失を低減する
ことができるようにした電源装置を提供することにある
。
〔課題を解決するための手段〕
上記第１の目的を達成するために、本発明は、チョッピ
ングを行なうスイッチング素子に流れる電流、もしくは
整流された交流負荷電流を検出して予め設定される目標
波形の基準電流と波形比較し、両者が一致する通流率で
該スイッチング素子をオン、オフ制御する。
上記第２．第３の目的を達成するために、本発明は、チ
ョッピングを行なうスイッチング素子として、複数個の
半導体スイッチもしくはスイッチング動作部を設け、該
半導体スイッチもしくはスイッチング動作部のオン期間
を時間的に順にずらすようにする。
〔作　用〕
チョッピングするスイッチング素子の通流率（オン、オ
フ周期に対するオン期間の割合）に応じて、スイッチン
グ素子に流れる電流の波形が異なり、したがって、交流
負荷電流の波形も異なる。
そこで、目標波形を交流負荷電流が正弦波状となる波形
に設定することにより、検出される電流の波形と目標波
形とに差があると、この差に応じてスイッチング素子の
通流率が変化し、これら波形が一致するような通流率と
なる。したがって、交流負荷電流は精度良く正弦波状の
波形となる。
また、各スイッチング素子もしくは各スイッチング動作
部のスイッチング素子は時間的にずれて順次オン状態と
なり、電流のチョッピングを行なう、このため、これら
スイッチング素子に流れる電流量は、１個のスイッチン
グ素子もしくはスイッチング動作部を使用する場合より
も少なくなり、したがって、これらスイッチング素子の
オン電圧損失やスイッチング損失は小さいものとなる。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例を図面によって説明する。
第１図は本発明による電源装置の一実施例を示すブロッ
ク図であって、１０は整流動作部、１１はスイッチング
動作部、１２は平滑動作部、１３はインバータ、１４．
１５は電流検出器、１６はＨＰＦ　（ハイパスフィルタ
）、１７は位相反転器、１８はＡＣＲ（自動電流制御回
路）、１９はチョッパ合成回路部、２０は三角波発生回
路、２１は駆動回路、２２は制御回路である。
同図において、交流電源１から出力される交流電源電圧
Ｖ、は整流動作部１０で整流され、スイッチング動作部
１１に供給される。スイッチング動作部１１はインダク
タとスイッチング素子とからなっている。整流動作部１
０の出力電圧が平滑動作部１２の平滑コンデンサの充電
電圧よりも高い期間では、整流動作部１０からインダク
タを介して平滑コンデンサに電流が流れ、充電が行なわ
れる。スイッチング素子は駆動回路２１によってオン、
オフ制御されている。このスイッチング素子がオンのと
きには、整流動作部１０を通った交流電源１の交流負荷
電流１．がインダクタとスイッチング素子を通って流れ
、インダクタにエネルギーが蓄積されるが、スイッチン
グ素子がオフすると、このインダクタが高い電圧でエネ
ルギーの放出を行なう、このため、インダクタかろ平滑
動作部１２．整流動作部１０゜交流電源１を通って電流
が流れる。
なお、Ｃのように整流動作部１０の出力電圧が平滑コン
デンサの充電電圧よりも高いときでも、スイッチング素
子がオン、オフしているが、この場合には、整流動作部
ＩＯから出力される電流の一部がインダクタを遣って平
滑コンデンサに流れる。
そこで、インダクタを通って平滑部に流れる電流をＩＣ
，、スイッチング動作部１１でチョッピングのために供
される電流をｒｃｔとすると、Ｉ　ｓ　＝　Ｉ　ｃ＋　
＋　Ｉ　ｃｚ　　　　　　　−−（１）となる。
電流検出器１５は平滑動作部１２に供給される電流■ｃ
ｚを検出する。この電流■ｃｚは３次以上の高調波を多
く含んでおり、この電流ＩＣＺから、交流電源電圧■３
の周波数よりも高めにカットオフ周波数が設定されたＨ
ＰＦ１６により、高調波成分のみを抽出する。第２図は
このＨＰＦ１６の作用を示すものであって、実際で結ば
れたＯ印はＨＰＦ１６の入力電流ＸＣＺの成分を示し、
破線で結ばれたｘ印はＨＰＦ１６の出力電流の成分を示
している。このＨＰＦ１６の出力電流は、電流Ｉｃ２の
基本波成分（交流電源電圧と同一周波数の成分）が減衰
されたものである。ＨＰＦ１６の出力電流は、位相反転
回路１７で１８０　”位相が反転された後、基準電流と
してＡＣＲ１８に供給される。
一方、電流検出器１４はスイッチング動作部１１でチョ
ッピングされる電流ＩＣＩを検出し、ＡＣＲ１８に供給
する。ＡＣＲ１８は、電流ＩＣ＋と位相反転回路１７か
らの基準電流とを比較し、基準電流が流れる期間で電流
ｒｃｔと基準電流との波形が等しくなるような、すなわ
ち、ＨＰＦ１６の出力電流は電流Ｉｃｙの高調波成分で
あるから、これをＩＣ！（高調波）とすると、基１１１
電流は−ｌ、２（高調波）であるから、 Ｉｃｅ”　　ｒｃｘ（高調波）　　　　・・・・・・（
２）となるようなスイッチング動作部１１での通流率を
決定する。
チョッパ合成回路１９は三角波発生回路２０から出力さ
れる二角波信号からこの決定された通流率に応じたパル
ス信号を生成し、駆動回路２１はこのパルス信号によっ
てスイッチング動作部１１のスイッチング素子をオン、
オフ制御する。
そこで、上記式１１）は、 １ｍ　−１ｅｌ”　ＩＣ２ ＝Ｉｃ＋＋　（ＩＣ！　（基本波）”Ｉｃｚ（高調波）
）であるから、上記式Ｑ）により、 ！−”’Ｉｃｚ（基本波） となり、交流負荷電流■ｓは正弦波となる。
たとえば、交流負荷電流■３か部分的に正弦波からずれ
て低くなったとすると、ＡＣＲｌＢでこれが検出され、
この部分でのスイッチング動作部１１のスイッチング素
子の通流率が増大し、交流負荷電流１．は正弦波となる
。
なδ、電流ｉｃ＋にるける電流！ｃ２（高調波）の期間
以外の期間では、先に説明したように、スイッチング動
作部１１て高周波チョッピングすることにより、正弦波
状となる。
第３図は以上の動作を波形で示したものであり、正弦波
状の交流電源電圧ｖＳに対し、平滑動作部１２に供給さ
れる電流ＩＣ２は高調波を多く含んだものとなるが、−
ＡＣＲｌＢの作用により、電流ｌＣ！（高調波）の期間
の電ｆｆ１ｌｃ＋が上記式値）のような波形となるので
、第３図で破線で示されるように、交流負荷電流■３は
正弦波状の波形となる。
この実施例においては、ＨＰＦ１６で電流ＩＣ１の基本
波成分を減衰するものであるから、ＡＣＲｌＢの作用に
よって交流負荷電流ｌｓでの高調波成分を充分低減でき
、負荷の種類や大きさによらず、交流負荷電流■３を正
弦波状にすることができる。
また、スイッチング動作部１１でのスイッチング素子の
スイッチング周波数は、ＡＣＲｌＢで決定される通流率
のみによって決まるから、通流率が決まれば一定であり
、したがって、スイッチング素子のスイッチング損失を
低減できる。
なお、この実施例では、スイッチング動作部の負荷とし
て平滑動作部が接続されている場合について説明したが
、整流動作部もしくはスイッチング動作部の出力が直接
側の負荷、例えば制御用電源や別のモータ等に接続され
る場合についても有効であるのは、上述の説明から自明
である。また、以下に説明する実施例についても同様で
ある。
第４図は本発明による電源装置の他の実施例を示し、平
均化回路２２が設けられている以外、第１図に示した実
施例と同様である。
第１図において、電流検出器１４．１５の増幅度が異な
ると、ＡＣＲｌＢでの電流ＩＣＩと基準電流−Ｉｃｚ（
高調波）との比較結果に誤差が生じ、これによって交流
負荷電流Ｉ、の波形が影響される。
たとえば、電流検出器１５に比べて電流検出器Ｉ４の増
幅度が小さいと、スイッチング動作部１１でのスイッチ
ング素子の通流率が太き目に設定され、この結果、３次
高調波が強調されて交流負荷ｔｆＬに波形歪みが生ずる
。逆に　’ｉ流積検出器１４増幅度が大きい場合には、
上記通流率が小さ目となり、やはり交流負荷電流■１に
波形歪みが住する。
そこで、第４図においては、電流検出器１５で検出され
先電流！、を平均化回路２２で平均化し、その結果得ら
れる信号によって電流検出器１４の増幅度を制御し、電
流検出器１４．１５の増幅器の関係を交流負荷電流１３
が正弦波状となるような関係に（たとえば、一致するよ
うに）する。
第５図は本発明による電源装置のさらに他の実施例を示
すものであって、第１図での電流検出器１５、　ＨＰＦ
１６．位相反転回路１７の代りに、平均化回路２３．正
弦波発生回路２４を用い、かつ電流検出器１４が整流動
作部１０から出力される電流１，１を検出するようにし
たものである。
平均化回路２３は電流検出器１４で検出される電流１ｓ
１の平均値を検出し、正弦波発生回路２４はこの平均値
に応じた振幅で交流電源電圧ｖ３と同一周波数の正弦波
電流を発生して基準電流としてＡＣＲＩＢに供給する。
ＡＣＲｌＢは電流検出器１４で検出された電流１．１が
この基準電流と波形が一致するように、スイッチング動
作部１１でのスイッチング素子の通流率を決定する。
この実施例においても、第１図、第４図で示した実施例
のように、電流波形を監視しながら通流率を設定してい
るから、これら実施例と同様の効果が得られる。
第６図は本発明による電源装置のさらに他の実施例を示
す回路図であって、４はコンデンサ、２５はインダクタ
、Ｄ　、Ｓ７％−Ｄ　、、はダイオード、Ｔ、。
Ｔ、はトランジスタであり、第１図に対応する部分には
同一符号をつけている。
同図において、整流動作部１０はダイオードＩ）＋ｓ〜
Ｄｌｌからなり、交流電源電圧■、を全波整流する。ス
イッチング動作部１１はインダクタ２５と２つのトラン
ジスタＴ、、Ｔ、とからなり、平滑動作部１２はダイオ
ードＤＩ９と平滑コンデンサ４とからなっている、イン
ダクタ２５．ダイオードＤ２．および平滑コンデンサ４
は整流動作部１０の２つの出力端子間に直列に接続され
、また、ダイオード０１９と平滑コンデンサ４の直列回
路に夫々並列に、２つのトランジスタＴ、、Ｔ、が接続
されでいる。
次に、この実施例の動作を第７図を用いて説明する。
平滑コンデンサ４の充ｉｔ圧が整流動作部ｌＯの出力電
圧よりも低いときには、ダイオ゛−ドＤＩ９が順バイア
スされ、また、トランジスタＴ、、Ｔ。
がオフ状態に設定される。これにより、整流動作部１０
の出力電圧は、平滑コンデンサ４の充電により、平滑さ
れ、直流電源電圧として負荷５に印加される。平滑コン
デンサ４の充電電圧は負荷５の大きさやインダクタ２５
．平滑コンデンサ４の定数に依存するが、一般には、交
流電源電圧Ｖ、に近い値となっている。
平滑コンデンサ４の充電電圧が整流動作部１０の出力電
圧よりも高いときには、ダイオードＤＩ、は逆バイアス
の状態となり、トランジスタＴ、、Ｔ。
が動作しなければ、交流負荷電流■、は流れない。
このために、交流負荷電流Ｉ、は３次高調波を多く含ん
だ波形となり、交流電源１の力率が低下する。
そこで、この場合には、トランジスタＴ、、Ｔ。
をオン、オフ制御する。但し、これらトランジスタＴ、
、Ｔ、は交互にオンする。また、整流動作部ｌＯの出力
電圧が上昇するとともにトランジスタＴ、、Ｔ、のオン
期間が短かくなり、この出力電圧が比較的高いときには
、オフ状態となる。トランジスタＴ、、Ｔ、がオン、オ
フ制御される期間は、整流動作部１０の出力電圧が平滑
コンデンサ４の充電電圧よりも低い期間であっても、こ
の充電電圧を越える期間までとしてもよく、要は、整流
動作部１０の出力電圧が比較的高い期間以外の期間であ
る。
トランジスタＴ、またはＴ、がオンすると、整流動作部
１０からインダクタ２５．トランジスタＴ。
またはＴ、を介して電流■、または１．が流れ、インダ
クタ２５にエネルギーが蓄積される。トランジスタＴ−
、Ｔｂがオフすると、インダクタ２５はエネルギーを放
出するが、このとき高電圧を生じ、インダクタ２５から
ダ１゛オート’ＤＩ＊、平滑コンデンザ４．タイオード
［）ｔ、またはり、１．交流電源ｌ。
ダイ：Ｆ−）”　Ｄ　Ｉｓま１こは［）１ｂを通って電
流か澁れる。
これにより、整流動作部ｌＯの出力電圧が平滑コンデン
サ４の充電電圧よりも低いときでも交流負荷電流Ｉｓが
流れることになるが、この交流負荷電流■８の波形が正
弦波状となるように、トランジスタＴ、、Ｔ、のオン、
オフ制御がなされる。
この実施例においては、以上のようにトランジスタＴ−
、Ｔｂが交互にオン、オフするから、このようなトラン
ジスタを１個使用する場合に比べ、夫々のトランジスタ
Ｔ、、Ｔｈに流れる電流量が小さくなり、したがって、
夫々のトランジスタＴ、、Ｔｈのオン電圧損失やスイッ
チング損失が小さくなる。したがって、トランジスタＴ
、、Ｔ。
とじては、小容量のものを使用することができる。
装置全体としては、２つのトランジスタが使用されるこ
とになるが、これらトランジスタが小容量であることか
ら、示容量のモジュール部品、もしくはこれらを一体と
したワンチップ部品として、１つのパッケージに収納で
き、むしろ装置の小形化が図かれる。また、回路構成上
、従来の電源装置からの変更が容易で娶る。
第８図は本発明による電源装置のさらに他の実施例を示
す回路図であって、２６．２７はインダクタ、Ｉ）ｇｏ
はダイオードであり、第１図、第１３図に対応する部分
には同一符号をつけている。
この実施例は、第１３図に示した従来の電源装置と類似
した構成をなしているが、第８図に示すように、整流動
作部ｌＯにおいて、その出力端子とダイオードＤ＋、Ｄ
ｔのカソードとの間にインダクタ２６が設けられ、また
、スイッチング動作部１１において、ダイオードＤｓ、
０４のカソードとトランジスタＴのコレクタとの間にイ
ンダクタ２７が設けられ、さらに、トランジスタＴのコ
レクタがダイオードＤｆ、を介して整流動作部１ｏの上
記出力端子に接続されている。
次に、この実施例の動作を説明する。
交流電源電圧Ｖ、の絶対値が平滑コンデンサ４の充電電
圧よりも高いときには、トランジスタＴはオフ状態にあ
り、整流動作部１０のダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全
波整流回路によって交流電源電圧Ｖ、が全波整流され、
平滑コンデンサ４で平滑されて負荷５の直流電源電圧と
なる。このとき、ダイオードＤ、またはＤ２からインダ
クタ２６を介して平滑コンデンサ４に充電電流ＩＣ２が
流れる。
インダクタ２６はノイズなどの高周波成分を除く。
交流電源電圧■、の絶対値が低くなってダイオードＤ１
〜Ｄ４からなる全波整流回路の出力電圧が平滑コンデン
サ４の充電電圧よりも低くなると、ダイオードＤ１〜Ｄ
４は逆バイアス状態となり、インダクタ２６を遣る電流
Ｉｃ！は零となる。したがって、電流■、！は、第９図
に示すように、３次高調波を多く含んだ波形となる。
一方、交流電源電圧Ｖ、の絶対値が平滑コンデンサ４の
充電電圧よりも高くなっても、この交流電源電圧Ｖ、の
絶対値が比較的高い期間以外の期間、トランジスタＴが
オン、オフ制御され、これにより、整流動作部ｌＯにお
けるダイオードＤ、〜Ｄ、からなる全波整流回路から出
力される電流ＩＣＩがチョッピングされる。この場合、
トランジスタＴのオン期間では、交流電源１からダイオ
ードＤ、またはり６．インダクタ２７．トランジスタＴ
、ダイオードＤ４またはり、を通って電流ＩＣ＋が流れ
、この電流ＩＣＩによってインダクタ２７にエネルギー
が蓄積される。トランジスタＴのオフ期間では、インダ
クタ２７が高電圧でエネルギーを放出する。これにより
、インダクタ２７からダイオードＤ　ｔ＠＋平滑コンデ
ンサ４．ダイオードＤ４またはＤｓ、交流電源１．ダイ
オードＤＳまたはり。
を通って電流ＩＣＩが流れることになる。
第９図に以上の動作による電流ＩＣＩの波形を示すが、
交流電源ｌの交流負荷電流Ｉ３は以上の電流Ｉ　Ｃ１＋
　　Ｉ　ＣＭの合成電流であり、その波形は、第９図に
示すように、正弦波に近似したものとなる。
ところで、第９図のＡで示す時点において、この実施例
でのトランジスタＴがオンしているときの電流■１と第
１３図におけるトランジスタＴがオンしているときの電
流１．ｊとを比較すると、インダクタ２６を通して電流
■。が流れ始めるので、第１０図に示すように、電流■
１の方が小さい。
したがって、第８図においては、第１３図に比べ、トラ
ンジスタＴでのオン電圧損失やスイッチング損失が小さ
くなり、このトランジスタＴを小容量で小形のものとす
ることができる。
第１１図は本発明による電源装置のさらに他の実施例を
示す回路図であって、２５ａ　、　２５ｂはインダクタ
、ＤＩ？ｌｌ　＋　　Ｄ＋ｑｂはダイオード、Ｔ、、Ｔ
。
はトランジスタであり、前出図面に対応する部分には同
一符号をつけている。
同図において、平滑コンデンサ４の充電電圧がダイオー
ドＤ　Ｉ−Ｄ　ａからなる全波整流回路の出力電圧より
も低いときなど、この全波整流回路の出力電圧が比較的
高い期間以外の期間では、先の各実施例と同様、平滑コ
ンデンサ４で充電が行なわれる。
上記全波整流回路の出力電圧が平滑コンデンサ８の充電
電圧よりも低いときには、トランジスタＴ−、Ｔｂが交
互にオンする。トランジスタＴ。
がオンしたときには、上記全波整流回路からインダクタ
２５ａ、トランジスタＴ、を道して電流が流れ、インダ
クタ２５ａにエネルギーが蓄積される。
トランジスタＴ１がオフすると、インダクタ２５ａが高
電圧でエネルギーを放出し、インダクタ２５ａからダイ
オードＤＩＩｍ＋平滑コンデンサ４．ダイオードＤ４ま
たはＤユ、交流電源１．ダイオードＤ１またはＤ３を通
して電流が流れる。
次に、トランジスタＴ、がオンして、上記と同様に、イ
ンダクタ２５ｂにエネルギーが蓄積され、トランジスタ
Ｔ、がオフすると、インダクタ２５ｂからダイオードＤ
Ｉｌｂなどを通して同様に電流が流れる。
以上の動作が繰り返えされ、これにより、交流電源１の
交流負荷電流Ｉ、は正弦波に近似した波形となる。
この実施例においては、第１１図に示した実施例のよう
に、トランジスタＴ、、Ｔ、のオン電圧損失やスイッチ
ング損失が、１つのトランジスタを使用した場合よりも
低減し、したがって、これらトランジスタＴ−、Ｔｈに
小容量で小形のものを使用できる。
第１２図は本発明による電源装置のさらに他の実施例を
示す回路図であって、２８ａ　、　２８ｂはインダクタ
ｓ　Ｄｔｔａ　＋　　Ｄｚｒｂ　ｒ　　Ｄｚｚａ　＋　
　Ｉ）ｚｚｂはダイオード、Ｔ、、Ｔ、はトランジスタ
であり、第１６図に対応する部分には同一符号をつけて
いる。
この実施例は、第１６図で示した従来の倍電圧整流回路
を用いた電源装置と基本構成が同一であって、第１６図
におけるダイオードＤ１□、Ｄ、４、トランジスタＴａ
　、Ｔｍの代りに、第１２図に示すように、インダクタ
２８ａ　、　２８ｂ　、ダイオードＤｚ＋ａ＋ＤｚＩｂ
　＋　　Ｄｔｔａ　＋　　Ｄｚｚｂ　ｓ　　）ランジス
タＴ−、Ｔｂを設けたものである。
すなわち、インダクタ２８ａとダイオードＤ■１とＮＰ
Ｎ形のトランジスタＴ、とからなる直列回路、インダク
タ２８ｂ　とダイオードＤ　ｔｔｂ　とＰＮＰ形のトラ
ンジスタＴ、とからなる直列回路の２つの直列回路が夫
々交流電源１に並列に設けられ、ダイオードＤ諺口のア
ノードとダイオードＤ　Ｉ　ｌＯカソードとの間にダイ
オードＤ□、が、ダイオードＤ　ｔｔｂのカソードとダ
イオードＩ）ｌのアノードとの間にダイオードＤＲＩｂ
が夫々接続されている。
次に、この実施例の動作を説明する。
正弦波状の交流電源電圧Ｖ、が比較的高い期間では、第
１６図に示した従来の電源装置と同様に動作し、交流電
源電圧Ｖ、の矢印で示す正極での上記期間平滑コンデン
サ４Ａで充電が行なわれ、矢印とは逆の負極の上記期間
平滑コンデンサ４Ｂで充電が行なわれる。このとき、ト
ランジスタＴ、。
Ｔｂはオフ状態に設定されている。
交流電源電圧Ｖ、の上記期間以外では、交流電源電圧Ｖ
、の正極期間でトランジスタＴ１がオン。
オフ制御され、負極期間でトランジスタＴ、がオン、オ
フ制御される。
トランジスタＴ１がオンすると、インダクタ２８ａ、ダ
イオードＤｇｔ−，）ランジスタＴ１を通して電流が流
れ、インダクタ２８ａにエネルギーが蓄積される０次い
で、トランジスタＴ、がオフすると、インダクタ２８ａ
が高電圧でエネルギーを放出し、これにより、インダク
タ２８ａ、ダイオードＤｉ１ｍ、平滑コンデンサ４Ａ、
交流電源ｌを通して電流が流れる。また、スイッチＴ１
がオンしたときには、トランジスタＴ５．ダイオードＤ
ｔｔｂ　。
インダクタ２８ｂを通して電流が流れ、インダクタ２８
ｂにエネルギーが蓄積される０次いで、トランジスタＴ
ｂがオフすると、インダクタ２８ｂが高電圧でエネルギ
ーを放出し、これにより、インダクタ２８ｂから交流電
源１．平滑コンデンサ４Ｂ、ダイオードＤ□、を通して
電流が流れる。
なお、このようなトランジスタＴ−、Ｔｂがオン、オフ
制御される期間でも、交流電源電圧Ｖ。
の絶対値が平滑コンデンサ４＾、４Ｂの充電電圧よりも
高いときには、インダクタ２８ａ　、　２８ｂのエネル
ギー蓄積作用により、ダイオードＤＩｌ、　　ＤＩ３が
順バイアス状態となり、交流負荷電流１ｓの一部が交流
電源１−インダクタ２Ａ−ダイオードＤ、−平滑コンデ
ンサ４Ａ−交流電源ｌからなるループ、もしくは交流電
源ｌ−平滑コンデンサ４Ｂ−ダイオードＤ１．−インダ
クタ２＾−交流型ｓｉからなるループを夫々電流が流れ
る。
以上のようにして、この実施例においても、交流負荷電
流Ｉ、は正弦波に近似した波形となる。
そして、トランジスタＴ−、Ｔｈがオン、オフするとき
に交流電源電圧Ｖ、が比較的高い場合には、交流負荷電
流の一部がトランジスタＴ、、Ｔ、に流れることになる
から、第１６図におけるトランジスタＴａ　、Ｔｓに比
べ、トランジスタＴ−、Ｔｈでのオン電圧損失やスイッ
チング損失が小さ（、したがって、トランジスタＴ、、
Ｔｂとして容量の小さい小形のものを使用できることに
なる。
〔発明の効果〕
以上説明したように、本発明によれば、電流を検出して
その波形を予め設定される目標波形と比較し、両者が一
致するようにスイッチング素子のオン、オフを制御する
ものであるから、交流電源の交流負荷電流は精度良（正
弦波状となり、電源装置の力率が大幅に向上する。
また、本発明によれば、チョッピングを行なうスイッチ
ング素子に流れる電流を低減でき、該スイッチング素子
でのオン電圧損失やスイッチング損失が低減して該スイ
ッチング素子の小容量化。
小形化が図かられる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による電源装置の一実施例を示すブロッ
ク図、第２図は第１図におけるハイパスフィルタの作用
を示す図、第３図は第１図の各部の電流波形を示す図、
第４図および第５図は夫々本発明による電源装置の他の
実施例を示すブロック図、第６図は本発明による電源装
置のさらに他の実施例を示す回路図、第７図はこの実施
例の動作説明図、第８図は本発明による電源装置のさら
に他の実施例を示す回路図、第９図は第８図の各部の電
流波形を示す図、第１０図は第８図におけるトランジス
タのオン時の電流を示す図、第１１図および第１２図は
夫々本発明による電源装置のさらに他の実施例を示す回
路図、第１３図は従来の電源装置の一例を示す回路図、
第１４図は第１３図における各部の電圧、電流、信号波
形を示す図、第１５図および第１６図は夫々従来の電源
１ｇ！置の他の例を示す回路図、第１７図は第１６図に
示した従来例の動作説明図である。 ｌ・・・交流電源、４．４Ａ　、４８　用平滑コンデン
サ、５・・・負荷、１０・・・整流動作部、１１・・・
スイッチング動作部、１２・・・平滑動作部、１４．１
５・・・電流検出器、１６・・・ハイパスフィルタ、１
７・・・位相反転回路、１８・・・自動電流制御回路、
１９・・・チョッパ合成回路部、２１・・・駆動回路、
２２．２３・・・平均化回路、２４・・・正弦波発生回
路。 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 （ｄ）　　オン　不フｎ［号ａｈ （ｅｌ　　３１Ｑ間制御慴号Ｖｓｐ （ｆ　Ｊ　＆’ＷＮ’！ｆ　Ｄｒ’ｔｖｂ第１５図 ６＃ 第１６図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、正弦波状の交流電圧を整流する整流動作部と、該整
    流動作部の出力電圧が供給されるスイッチング動作部と
    、平滑コンデンサを有する平滑動作部とを備えており、
    該スイッチング動作部はインダクタとスイッチング素子
    とからなり、該スイッチング素子はオン、オフ制御され
    、該スイッチング素子がオンする期間該整流動作部の出
    力電流によつて該インダクタにエネルギーが蓄積され、
    該スイッチング素子がオフする期間該インダクタから該
    平滑動作部に該エネルギーが放出されるようにした電源
    回路において、該平滑動作部への電流を検出する第１の
    電流検出手段と、 該第１の電流検出手段の出力電流から目標とする波形の
    基準電流を形成する電流波形設定手段と、 該スイッチング素子に流れる電流を検出する第２の電流
    検出手段と、 該基準電流が流れる期間での該第２の電流検出手段の出
    力電流の波形が該基準電流の波形と一致するがごとく、
    該スイッチング素子の通流率を決定する該スイッチング
    素子の駆動手段とを設け、 該駆動手段によつて該スイッチング素子をオン、オフ制
    御することを特徴とする電源装置。 ２、請求項１において、 前記電流波形設定手段は、前記交流電圧の周波数よりも
    高いカットオフ周波数を有するハイパスフィルタからな
    ることを特徴とする電源装置。 ３、請求項１または２において、 前記第１、第２の電流検出手段の検出増幅度を所定の関
    係に設定する手段を設けたことを特徴とする電源装置。 ４、正弦波状の交流電圧を整流する整流動作部と、該整
    流動作部の出力電圧が供給されるスイッチング動作部と
    、平滑コンデンサを有する平滑動作部とを備えており、
    該スイッチング動作部はインダクタとスイッチング素子
    とからなり、該スイッチング素子はオン、オフ制御され
    、該スイッチング素子がオンする期間該整流動作部の出
    力電流によつて該インダクタにエネルギーが蓄積され、
    該スイッチング素子がオフする期間該インダクタから該
    平滑動作部に該エネルギーが放出されるようにした電源
    回路において、前記整流動作部の出力電流を検出する電
    流検出手段と、 該電流検出手段の出力電流の平均値に応じた振幅を有し
    、該交流電圧に等しい周波数の正弦波状基準信号を生成
    する電流波形設定手段と、該基準電流が流れる期間での
    該電流検出手段の出力電流の波形が該基準電流の波形と
    一致するがごとく、該スイッチング素子の通流率を決定
    する該スイッチング素子の駆動手段とを設け、該駆動手
    段によつて該スイッチング素子をオン、オフ制御するこ
    とを特徴とする電源装置。 ５、正弦波状の交流電圧を整流する整流動作部と、該整
    流動作部の出力電圧が供給されるスイッチング動作部と
    、平滑コンデンサを有する平滑動作部とを備えており、
    該スイッチング動作部はインダクタとスイッチング素子
    とからなり、該整流動作部の出力電圧が比較的高い期間
    以外で該スイッチング素子はオン、オフ制御され、該ス
    イッチング素子がオンする期間該整流動作部の出力電流
    によつて該インダクタにエネルギーが蓄積され、該スイ
    ッチング素子がオフする期間該インダクタから該平滑動
    作部に該エネルギーが放出されるようにした電源回路に
    おいて、前記スイッチング素子は、互いに並列関係にあ
    る複数個の半導体スイッチであることを特徴とする電源
    装置。 ６、請求項５において、 前記複数個の半導体スイッチは、オン期間が時間的に順
    次ずれるように、オン、オフ制御されることを特徴とす
    る電源装置。 ７、請求項５または６において、 前記複数個の半導体スイッチは、ワンチップ部品または
    モジュール部品として１つのパッケージに収納されたこ
    とを特徴とする電源装置。 ８、正弦波状の交流電圧を整流する整流動作部と、該整
    流動作部の出力電圧を平滑する平滑動作部とを備えた電
    源装置において、 該交流電圧を整流する整流手段と、 該整流動作部の出力電圧が比較的高い期間以外の期間オ
    ン、オフ制御され、該整流手段の出力電流をチョッピン
    グするスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン
    時、該整流手段の出力電流が流れてエネルギーが蓄積さ
    れ、該スイッチング素子のオフ時、該エネルギーを高電
    圧で放出するインダクタと、 該インダクタのエネルギー放出に伴なう電流を該平滑動
    作部に流すダイオードと、 からなるスイッチング動作部を設けたことを特徴とする
    電源装置。 ９、正弦波状の交流電圧を整流する整流回路と、該整流
    回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを備えた電
    源装置において、 インダクタとスイッチング素子とダイオードとからなる
    スイッチング動作部を２個以上並列に該整流手段と該平
    滑コンデンサとの間に設け、該整流回路の出力電圧が比
    較的高い期間以外の期間、該スイッチング素子がオン、
    オフし、該スイッチング素子のオンで、該整流回路から
    の電流により、該インダクタにエネルギーを蓄積し、該
    スイッチング素子のオフで、該インダクタのエネルギー
    放出による電流を該平滑コンデンサに供給することを特
    徴とする電源装置。 １０、請求項９において、 前記スイッチング動作部における前記スイッチング素子
    は、順次にオンすることを特徴とする電源装置。 １１、請求項９において、 前記整流回路が倍電圧整流回路であることを特徴とする
    電源装置。 ２、請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０
    または１１において、 前記平滑動作部の代わりに、所望の負荷を接続したこと
    を特徴とする電源装置。
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