JPS62126865A

JPS62126865A - 電源装置

Info

Publication number: JPS62126865A
Application number: JP60264272A
Authority: JP
Inventors: Haruo Nagase; 春男永瀬; Masaaki Uchihashi; 聖明内橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1985-11-25
Filing date: 1985-11-25
Publication date: 1987-06-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野１本発明は、トランジスタ等のスイッチング素子を高周波
で動作させて小型、軽量、高力率化を図る放電灯点灯装
置のような電源装置に関するものである。

［背景技術１トランジスタを高周波でオンオフ！ｌｌＩ作させて放電
灯点灯装置を小型、杆喰化した従来例を第４図に示す。

交流電源１を整流ブリ７）ＤＢ、で直流に変換し、入力
を商力率にする降圧チョッパ回路２を介してコンデンサ
Ｃ１の両端に完全に平滑されたＤＣ′ｌ＆圧が生じる。

この電圧で高圧放電灯４をトランジスタＱ２のオンオフ
のスイッチング動作で点灯させるものである。チョーク
フィルＬ。及びコンデンサＣ６からなるフィルター回路
５は入力電流の波形を整形するものである。チタッパ回
路２は、スイッチング用のトランジスタＱ３、ダイオー
ドＤいコイルＬいコンデンサＣい抵抗Ｒ，，Ｒ２等から
構成されており、負荷である放電灯４を点灯制御する負
荷制御回路３は、スイッチング用のトランジスタＱ２、
ダイオードＬ）２、フイルＬ２、コンデンサＣ２等から
構成されている。

ここで、チａンバ回路２において、トランジスタＱ１が
オンすると、整流ブリツノＤＢい　トランジスタＱｌ、
フィルＩ−１、コンデンサＣ１へと電流が流れ、トラン
ジスタＱ１がオフすると、フィルしいコンデンサＣ１、
ダイオードＤ１へと電流が流れる。これは、トランジス
タＱ１がオフすると、この面直（こ蓄手兵されたコイル
Ｌ　、のエネルギーが同一電流の向きに流れ、ダイオー
ドＩ）１はオンとなるためである。このような動作を繰
り返し、高周波でもってコンデンサＣＩを充電し、リッ
プル電圧の少ないＤＣ電圧が得られるものである。

また、交流電源１に流れる電流は電源電圧波形とは１ｒ
同相となり、高い入力力率となる。トランジスタＱ１の
オンオフ動作は、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ、の大
小によってトランジスタＱ、のオンデユーテイを制御し
て電圧Ｖｃ、を一定にする。つまり、コンデンサＣ１の
両端に抵抗Ｒ、とＲ２との直列回路を接続し、抵抗Ｒ２
の電圧を検出し、その検出電圧を制御部６へ送り、この
制御部６によリトランノスタＱ１を上述のように制御し
ζいるものである。

負荷制御回路３は、上記チョッパ回路２とほぼ同じ動作
となるが、負荷の状態によってトランジスタＱ２の動作
を制御する必要があり、そのため、負荷電流をカレント
トランスＣＴにより検出し、この電流の大小によってト
ランジスタＱ２のオンデユーテイを制御し、定電流制御
、過電流防止をしているものである。つまり、カレント
トランスＣＴにより負荷電流を検出し、この検出信号を
制ａ１１部７に送り、制８ａ部７によりトランジスタＱ
２を制御しているものである。以上のような動作により
、入力を高力率にして歪みの少ない入力電流が得られ、
また、トランジスタＱ２の高周波動作によりフィルＬ２
、コンデンサＣ２は小型、軽量化を図ることができるも
のである。

しかしながら、従来の方法では次のような欠点がある。

すなわち、トランジスタ（ン１とＣ２と１±独立した個
々の制御部６，７の制御で動作させていたため、制御回
路が複雑化したり、２つの制御７９５６　、７を有して
いることによるコストアップを伴っていｒこ。

［発明の［１的］本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、負
荷制御回路に人力される電圧と、負荷に流れる電流との
状態を１つの制御手段により合わせて検出することによ
り、回路の簡素化を図った電源回路を提供することを目
的とするものである。

［発明の開示ＩＰｐＪｉ図は本発明のブロック回路図を示すものであり
、第４図に示した整流ブリツノＤ　Ｂ　、、チョッパ回
路２等からなる電源回路Ａと、負荷制御回路３との間に
は従来例と同様に抵抗Ｒ１とＲ２との直列回路が設けら
れている。ｒなわち、電源回路Ａの出力端Ｘ、Ｙ間にこ
の直列回路が接続されているものであり、この抵抗Ｒ，
，Ｒ２により電源回路Ａからの出力電圧を検出するよう
にしている。

また、出力端Ｙと４間に低インビーグン大の抵抗Ｒ１を
挿入接続し、この抵抗Ｒ１によって負荷の電流を検出す
るようにしている。さらに後述する制御手段により、抵
抗Ｒ，とＲ２との接続点と、抵抗Ｒ１と電源回路Ａとの
接続点との電圧を検出し、制御手段にて負荷制御回路３
のトランジスタＱ２のオンデユーテイを制御するもので
ある。つまり、負荷の状態と入力側の状態とを同時に検
出するようにしたのが本発明のポイントである。

（実施例１）以下、本発明の一実施例を図面により説明する。第２図
は本発明の挟体的な一実施例を示し、主回路は従来とほ
ぼ同様であるが、抵抗Ｒ，，Ｒ。

等の部分を変更している。すなわち、チョッパ回路２の
出力電圧Ｖｃ、を検出している抵抗Ｒ１とＲ２及び負荷
の電流を検出している抵抗Ｒ３の抵抗３個を直列に接続
した状態にし、抵抗Ｒ３の電源側の端子をグランドとし
、このグランドレベルを後述する制御手段のグランドと
同電位としている。

また、ダイオードＤ２のアノードは該グランド側に接続
しである。他の主回路の構成は第４図の場合と同様であ
る。

ｅ−Ｚ間の検出電圧Ｖｅは抵抗Ｒ２とＲ３との両端電圧
である。つまり、このような検出回路によって、抵抗Ｒ
１には負荷電流Ｉ２が瀬れ、抵抗Ｒ３の電圧■ゎはＲ１
・１２となり、また、抵抗Ｒ２はチクツバ回路２の出力
電圧Ｖｃｌを抵抗Ｒ１とＲ２とで分担され、抵抗Ｒ２の
電圧ＶＲ２はｔＲ２／（Ｒ、＋Ｒ、）ｌ・Ｖｃｌとなる。尚、抵抗Ｒ１は低抵抗なので無視できる。

この電圧ＶＲ）とＶＲ２とを合わせた電圧Ｖｅが検出電
圧となる。ここで、例えば、抵抗Ｒ，，Ｒ２は数にΩの
高抵抗、抵抗Ｒ１は１Ω前後の低抵抗としている。この
検出電圧Ｖｅの大小によってトランジスタＱ、、Ｑ、の
オンデユーテイを変化し、検出電圧Ｖｅを一定に保つよ
うに制御するものである。

出力電圧Ｖｃｌ及び負荷電流を検出した検出レベルに応
じてトランジスタＱ、、Ｑ、の制御を同時に行なう制御
手段を、コンパレータ８、パルス幅制御回路１２、ベー
スドライブ回路１３．１４等で構成している。パルス幅
利ｍ回路１２は、コンパレータ９、発振回路１０．７リ
ツプ７０ツブ回路１１等からなっている。ベースドライ
ブ回路１３．１４は、パルストランスＴ、、１’、、ト
ランメス９Ｑｓｒ０６等カラ構ｔａｎ、ｉ’ｌ　＃　電
Ｉｆ　Ｖ　ｃ　ｃ　カフ＜　ルストランスＴ、、Ｔ２を
介してトランジスタＱ、、Ｑ。

のコレクタに印加されている。フンパレータ８では検出
電圧Ｖｅと基準電圧Ｖ　ＲＥＦとが比較され、検出電圧
Ｖｅの方が高ければコンパレータ３より電圧が出力され
る。パルス幅制御回路１２においては、フンパレータ８
の出力がフンパレータ９に入力されて、発振回路ｌＯの
コンデンサＣ！Ｈの三角波と比較し、コンパレータ８の
出力より三角波の電圧の方が高い期間中トランジスタＱ
、、Ｑ２がオン時間となるようになっている。

次に動作を説明する。商工放電灯４の始動直後や２次短
絡などの負荷が低インビーグンス状聾では、負荷電流１
２が増大しようとするが、抵抗Ｒ１の両端電圧ＶＲ３が
高くなり、検出電圧Ｖｅも同様に高くなり、コンパレー
タ８、パルス幅制御回路１２によりトランジスタＱ、、
Ｑ２のオンデユーテイを狭くする方向に作用して、トラ
ンジスタＱ、及びＱ２のオン時間が短くなり、トランジ
スタＱ２では電流の増大を抑え、トランジスタＱ、はコ
ンデンサＣ１の電圧Ｖｅｌを下げる方向となる。従って
、この両方の状態を同時に検出電圧Ｖｅで検出している
ので、両方のフィードバック量がパルス幅制御回路１２
に入って安定な動作に落ち着く。このように、過電流が
流れる状態になると、従来のようにトランジスタＱ２の
みで過電流防止をするのではなく、トランジスタＱ２で
電流の増大を抑えながら、同時にトランジスタＱ１によ
って負荷に与える電圧を下げるようにして、トランジス
タＱ、の通常の動作以上の制御を簡単な回路構成で達成
することにより、良好な動作をさせることができるらの
である。

負荷のインピーダンスが低いときは電圧ＶＲ３で検出電
圧Ｖｅが支配され、電流１２に対応したオンデユーテイ
制御となるが、定常点灯時では、電圧ＶＲ３の影響は少
なく、抵抗Ｒ２の両端電圧■。

で支配される。つまり、電圧Ｖｃ、を一定に保つ方向に
制御することになる。放電灯４のランプ電圧が上昇して
も、定電流制御は解除されているので、ランプ電力はほ
とんど上昇することなく、過負荷による放電灯４の破損
等の不具合を招く恐れは全く生じない。また、電源変動
が生じても、トランジスタＱ、の動作で電圧Ｖｃｌの電
圧は安定である。

入力電流は、歪みの少ない良好な波形が得られ、入力は
高力率である。トランジスタＱ、、Ｑ、のオンデユーテ
イの最大値は、パルス幅制御回路１２の中で設定すれば
よい（例えば、５０％Ｍ　Ａ　Ｘ　）。

尚、抵抗Ｒ１はコンデンサＣ２と放電灯４との間に接続
してもよい。

ところで、トランジスタＱ２がオンする時流れる電流の
ピーク値は次式で与えられる。

１（Ｖｃ＋　　Ｖｅｘ）／　Ｒ２１・Ｔｏｎ但し、■ｃ
１はコンデンサＣ３の電圧、■ｃ２はコンデンサＣ２の
電圧、ＴｏｎはトランジスタＱ２のオン時間、Ｒ２はコ
イルＬ２のインダクタンスを示す。

従って、負荷が低インピーダンスのとき、■ｃ２は小さ
いので、′Ｋｉ流のピーク値が大きくなりすキルタめ、
Ｔｏｌ＋のオン時間を狭くする必要がある。

しかし、Ｔｏｎを狭くしても、コイルＬ２のエネルギー
がＴｏｆｆ（トランジスタＱ２のオフ時間）の間放出し
きらないう九に再びトランジスタＱ２がオンするので、
コイルＬ２の電流はＤＣ成分が特に多く含有されること
になる。従って、負荷電流を検出してトランジスタＱ、
のオンデユーテイを制御しなければ、トランジスタＱ２
に印加される電圧は低くならず、そのため、コイルＬ２
はこのときのｌ）　Ｃ成分で飽和しないようにするため
に大型化する必要があり、損失ら大きくなる。また、ト
ランジスタＱ２では、このＤＣ成分によりターンオン、
ターンオフ時の電流が大きいので、このターンオン、タ
ーンオフのスイッチングロスが増大することになる。し
かし、負荷電流を検出した電圧Ｖｅをコンパレータ８に
入力し、その出力をパルス幅制御回路１２、ベースドラ
イブ回路１３．１４等を介してトランジスタＱ、、Ｑ２
を連動して同時に制御していることで、２次短絡のよう
な場合でも、負荷制御回路３の負荷側に印加する電圧が
下がり、トランジスタＱ２及びコイルＬ２に印加する電
圧が低いため、トランジスタＱ２ではコレクタ・エミッ
タ間が低（なるので、スイッチングロスが大幅に下がり
、コイルＬ２の損失も同様に下がることになる。従って
、負荷が低インピーダンスのとき、負荷の状態に対して
トランジスタＱ２もしくはＱｌ、Ｑ２が電流制限、電圧
制限を同時に行なうのでトランジスタＱ２等のストレス
が大「唱に少なくなり、ＭＭ性の向上、損失の低減、動
作の安定性が図れるものである。

（実施例２）第３図は他の実施例を示し、第２図の場合と比べて、主
回路が異なるものである。すなわち、チー１７８回路２
は第１図と同様であるが、負荷制御回路３を異ならしめ
ている。負荷制御回路３はフルブリツノ構成のインバー
タであり、放電灯４には交流の電源が供給される。負荷
制御回路３はトランジスタＱ　２１１　Ｑ　２２１　Ｑ
　３１　ＱいダイオードＤ２１、Ｄ２□、１！流検出用
の抵抗Ｒ１等がら構成されている。トランジスタＱ　２
１とＱ　２２は高周波で動作し、第２図のトランジスタ
Ｑ２に対応している。ダイオードＤ２１とＤ２２は第２
図のダイオードＤ２に対応し、トランジスタＱ　２１又
はＱ　２２がオフしたときで、コイルＬ２のエネルギー
が放出する時、オンするダイオードである。トランジス
タＱ、、Ｑ、は低周波でオンオフし、トランジスタＱ　
２１が高周波でオンオフしているときは、トランジスタ
Ｑ、がオン、トランジスタＱ、がオフであり、トランジ
スタＱ２□がオンオフしているときは、トランジスタＱ
コがオン、トランジスタＱ４がオフしている。

制御手段は、コンパレータ８、パルス幅制御回路１２、
低周波発振回路１７、各トランジスタＱ２．。

Ｑ２２１Ｑ）ｔＱｌを駆動するペースドライブ回路１３
ａ、１３ｂ、１４，１５，１６、／アゲート１８．１９
等から構成されている。低周波発振回路１７がらは、２
種類の信号が出力されており、この信号によってトラン
ジスタＱ２＋とＱ、を動作させるか、トランジスタＱ　
２２とＱ、を動作させるか振り分けている。検出電圧Ｖ
ｅを比較するフンパレータ（増幅器）８の周辺回路は第
２図のコンパレータとしての使い方と異なり、増幅器と
して検出電圧Ｖｅを敗十倍から数百倍に増幅してパルス
幅制御回路１２へ信号を送っている（Ｒ１＞＞Ｒ，）、
この動作は第２図の場合と同じであり、検出電圧Ｖｅに
よってトランジスタＱ　Ｉ　ｔ　Ｑ　２１　ｔ　Ｑ　２
２が連動してオンデユーテイを変化して、検出電圧Ｖｅ
のレベルを絶えず一定にするように制御するものである
。

尚、第２図及び第３図において、チ！＋７パ回路２を介
さず、整流ブリツノＤＢ、の出力端にコンデンサＣ１を
接続し、このコンデンサＣＩに上述のように抵抗Ｒ，，
Ｒ，等を接続して構成してもよい。この場合、交流電源
１の′１！ｉ勤補償を含めた制御ができ、制御の簡素化
ができるものである。

［発明の効果Ｊ本発明は上述のように、直流電圧を出力する電源回路と
、この電源回路から出力される直流電圧を電源として受
けてスイッチング素子のスイッチング動作により高周波
電圧を発生して負荷を制御するインバータのような負荷
制御回路とを有し、電源回路の出力電圧検出用で第１の
抵抗と第２の抵抗との直列回路を該電源回路の出力端に
並列に接続し、負荷電流の検出用で第２の抵抗の接地側
と電源回路の接地側との１１１１に第３の抵抗を挿入接
続し、第１の抵抗とｔＪ４２の抵抗との接続点と、電源
回路の接地側との間の電圧を検出して、スイッチング素
子のオンデユーテイを制御する＄制御手段を設けたもの
であるから、制御手段により第１の抵抗と第２の抵抗と
の接続、克と、電源回路の接地側との開の電圧を検出す
ることで、第２の抵抗により電源回路の出力電圧の変動
を検出でき、Ｐｆ４３の抵抗により負荷に流れる電流の
変動を検出でき、このように検出した検出電圧でもって
、電圧と電流を同時に１つの制御手段にて制御できるも
のであり、そのため、２つの制御手段にて制御していた
従来と比べ、制御手段が簡素化され、部品点数を大幅に
削減でき、安価な回路を提供できる効果を奏するもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック回路図、第２図は
同上の具体回路図、第３図は同上の他の実施例の具体回
路図、第４図は従来例の具体回路図である。３は負荷制御回路、Ａ１．を電源回路、Ｒ１は第１の抵
抗、Ｒ２は第２の抵抗、［り、は第３の抵抗を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電圧を出力する電源回路と、この電源回路か
ら出力される直流電圧を電源として受けてスイッチング
素子のスイッチング動作により高周波電圧を発生して負
荷を制御するインバータのような負荷制御回路とを有し
、電源回路の出力電圧検出用で第１の抵抗と第２の抵抗
との直列回路を該電源回路の出力端に並列に接続し、負
荷電流の検出用で第２の抵抗の接地側と電源回路の接地
側との間に第３の抵抗を挿入接続し、第１の抵抗と第２
の抵抗との接続点と、電源回路の接地側との間の電圧を
検出して、スイッチング素子のオンデューティを制御す
る制御手段を設けて成る電源装置。