JPH0241778A

JPH0241778A - インバータ溶接機

Info

Publication number: JPH0241778A
Application number: JP19064688A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Kashima; 孝之鹿島
Original assignee: Hitachi Seiko Ltd
Current assignee: Via Mechanics Ltd
Priority date: 1988-08-01
Filing date: 1988-08-01
Publication date: 1990-02-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、直流を高周波交流に変換するインバータを用
いて電源部の小形軽量化を図ったインバータ溶接機に係
り、特にＡＣ２００Ｖと４００ｖ等の２種以上の電源電
圧に対して共用するのに適したインバータ溶接機に関す
る。

〔従来の技術〕

従来のインバータ溶接機は、商用電源からのＡＣ２００
Ｖ入力を整流して直流としインバータ部に供給している
のが普通である。必要により、ＡＣ２００■と４００ｖ
に共用の機種も製作されているが、この場合は、入力側
に２００Ｖ、　４００Ｖの切換タップを持つ降圧トラン
スを設けていた。このようなＡＣ２００Ｖ、４００Ｖ共
用機の従来例を第２図に示す。

第２図において、１は交流入力端子で、商用電源からＡ
Ｃ２００Ｖと４００　Ｖのいずれかが供給される。

２は入力側降圧トランスで、−次側に切換タップをもち
、二次側に、例えばＡＣ２００Ｖを出力する。

３は入力側整流器で、前記入力側降圧トランス２の出力
を三相余波整流の直流とする。４は平滑用コンデンサで
ある。５はインバータ部で、直流入力を高周波交流（例
えば２０ｋＨｚ）に変換し、変圧器６に印加する。変圧
器６は、このインバータ出力を溶接用電圧に降圧する。

７は出力側整流器で、変圧器６の二次出力を再度直流に
変換する。８は直流リアクタで、これを通して直流出力
をアーク負荷９に供給する。この場合、インバータ部５
で出力電圧、電流の制御を行っているため、交流電源の
通常の電圧変動の範囲（±１０〜１５％）を越える入力
電圧の大幅な変化には対応できない。また、入力電圧が
高くなるほど、インバータ部のスイッチング素子として
高耐圧の素子が必要となり、高価なものになる。これら
の理由から、通常の２００■入力機に入力側降圧トラン
ス２を付加し、２００Ｖ、４００Ｖ共用機としたもので
ある。

〔発明が解決しようとする課題〕しかし、上記従来技術では、入力側に降圧トランスを設
けたことで電源部が大形となり、インバータ溶接機のも
つ小形軽量化の特長がそこなわれる。商用交流電源の電
圧階級は、２００Ｖ　、　２２０Ｖ　。

２３０ｖあるいは３８０Ｖ　、　４００Ｖ　、　４４０
Ｖ　、　４６０Ｖなど、国や地域によって多種多様であ
り、これらに対応するためには、入力側降圧トランスの
タップをふやすか、あるいは回路仕様の異なる個別機種
にせざるを得ない。また、これらの電源電圧に対応する
切換回路を設けた場合には、その回路が複雑になり、万
一誤操作や誤接続をすれば、過電圧により回路素子を破
壊する恐れがある。一方、例えばＡ　Ｃ２００〜２３０
■の電源電圧に対し同一回路を共用する場合には、最も
高い入力電圧が印加された場合を想定してインバータ部
の保護回路などを構成しなければならないため、高価な
ものになる。

本発明の目的は、上記従来技術の問題点である入力側降
圧トランスを設けることなく、また、切換回路や高価な
保護回路を要せずに、２種以上の異なる電源電圧に対し
て共用可能なインバータ溶接機を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、直流を高周波交流に変換するインバータ部
の出力を変圧器により溶接用電圧に降圧し、出力側整流
器で再度直流に変換してアーク負荷に供給するインバー
タ溶接機において、前記インバータ部の前段に、インバ
ータ部の直流入力電圧を設定値と比較し、その偏差に応
じてスイッチング素子の導通比率を制御することにより
インバータ部の直流入力電圧をほぼ一定に保つ入力スイ
ッチング部を設けることで達成される。

上記入力スイッチング部には、次段のインバータ部の入
力電流が設定値を越えないように前記スイッチング素子
の導通比率を制御する電流制御手段を付加してもよい。

〔作　用〕

本発明のインバータ溶接機は、入力スイッチング部の定
電圧スイッチング作用により、該スイッチング部の入力
電圧が電源電圧により変化しても、その出力電圧、すな
わち次段のインバータ部の直流入力電圧は、インバータ
部に適応したほぼ一定の電圧に保たれるので、回路の切
換なしに、ＡＣ２００ｖと４００Ｖ等の２種以上の異な
る電源電圧に対応することができる。また、入力スイッ
チング部に電流制御機能を持たせることにより、万一、
インバータ部に過電流が流れた場合にも電流を制限し、
回路素子を保護することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

本実施例の基本構成は、第２図の入力側降圧トランス２
を省き、インバータ部５の前段、すなわち直流入力側の
平滑用コンデンサ４との間に入力スイッチング部１０を
設けたものである。本実施例では、この入力スイッチン
グ部１０を、インバータ部５の直流入力側に直列に接続
したスイッチング素子１１と、該スイッチング素子の出
力側に接続したフライホイルダイオード１２．平滑用リ
アクタ１３゜コンデンサ１４からなる降圧チョッパ回路
で構成している。スイッチング素子１１としては、Ａ　
Ｃ２００Ｖ、４００Ｖ共用機の場合、高耐圧で高速応答
が可能なＩ　Ｇ　Ｂ　Ｔ　（Ｉｎ−ｓｕｌａｔｅｄ　Ｇ
ａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が適
しているが、通常のバイポーラトランジスタでもよい。

インバータ部５は、パワーＭＯ８ＦＥＴＴ、〜Ｔ４をブ
リッジ接続して構成されており。

その高周波交流出力は変圧器６の一次側に印加される。

変圧器６の二次出力は出力側整流器７で直流に変換され
、直流リアクタ８を通して図示しないアーク負荷に供給
される。出力側電圧、電流の制御は以下のように行われ
る。２５は出力側の電流検出器で、シャント抵抗などで
構成されている。

２６は出力側の電圧検出器、２７は出力側の電流設定器
で、その電流設定値Ｉ２に対応する信号と電流検出器２
５の検出信号とを誤差増幅器２８で比較し、増幅された
誤差信号を得る。２９は出力側の電圧設定器で、その電
圧設定値■２に対応する信号と電圧検出器２６の検出信
号とを誤差増幅器３０で比較し、増幅された誤差信号を
得る。３１．３２は誤差増幅器２８と誤差増幅器３０の
各出力信号のうち、いずれか低い方の電圧を優先してパ
ルス幅制御回路３３に入力させるためのダイオードであ
る。パルス幅制御回路３３は、上記入力電圧を鋸歯状波
形の基準電圧と比較し、一定周期で、入力電圧が低いほ
ど幅広のパルスをインバータ駆動回路３４に出力する。

すなわち、電圧設定値■２に比べ出力電圧ＶＯｕｔ２が
低ければ、誤差増幅器３０の出力電圧は低くなり、それ
に応じてパルス幅制御回路３３は幅広のパルスを出力し
、インバータ部５の導通幅を広げて出力電圧Ｖｏｕｔｚ
を上げるように働く。出方電流Ｉ　ｏｕｔｚについても
同様の制御が行われるが、誤差増幅器２８による定電流
制御は最大電流を制限する電流リミッタとして働き、制
限値以下の電流では、誤差増幅器３０による定電圧制御
が行われるようになっている。

入力スイッチング部１０でのインバータ入力側の電圧、
電流の制御も、基本的には上記と同様である。入力電流
工、旧は電流検出器１５で検出し、その検出信号を入力
側電流設定器１７の電流設定値工１に対応する信号と誤
差増幅器１８で比較する。

一方、入力スイッチング部１ｏの出力電圧ＶＯｕｔｌを
電圧検出器１６で検出し、その検出信号を久方側電圧設
定器１９の電圧設定値層に対応する信号と誤差増幅器２
０で比較する。２１．２２は誤差増幅器１８と誤差増幅
器２０の各出力信号のうち、いずれが低い方の電圧を優
先してパルス幅制御回路２３に入力させるためのダイオ
ードであり、パルス幅制御回路２３は、上記入力電圧を
鋸歯状波形の基準電圧と比較し、一定周期で、入力電圧
が低いほど幅広のパルスをスイッチング素子１１の駆動
回路２４に出力する。

つぎに、入力スイッチング部１０の動作を説明する。入
力スイッチング部１０の入力電圧Ｖ　ｉ　ｎ　Ｉは、電
源電圧がＡＣ２００Ｖの場合、三相余波整流すると、Ｄ
Ｃ２７０Ｖとなり、同じく電源電圧がＡＣ４００Ｖの場
合、ＤＣ５４０Ｖとなる。一方、入力スイッチング部１
０の入出力の電圧の関係は、ここで、Ｔはスイッチング
周期、ｔＯｎはスイッチング素子１１のスイッチオンの
時間である。したがって、Ｔを一定とすれば、ｔｏｎを
変えることにより、ＤＣ２７０ＶとＤＣ５４０Ｖ（７）
どちらが入力された場合にも、出力電圧Ｖｏｕｔ＋をイ
ンバータ部５に適応した一定の電圧に保つことができる
。例えば、本実施例のようにインバータ部５のスイッチ
ング素子としてパワーＭＯ８ＦＥＴを用いている場合に
は、素子の耐電圧からＶＯｕｔｌとしてはＤＣ２００〜
２７０Ｖ程度が適当であり、このようにすれば、パワー
ＭＯ８ＦＥＴの保護素子を簡略化できる。

このため本実施例では、電圧検出器１６で検出した出力
電圧Ｖ　Ｏｕ　ｔ　Ｉを電圧設定器１９の設定値Ｖｌと
比較し、その差がゼロとなるように誤差増幅器２０の出
力電圧でパルス幅制御回路２３を働かせ、スイッチング
素子１１の導通比率を制御して、前述のように入力電圧
Ｖｉｎｌが大幅に変化した場合にも、出力電圧ＶＯｕｔ
ｌをほぼ一定に保つようにしている。

また、本実施例では、入力スイッチング部１０に誤差増
幅器１８による電流制御機能をもたせであるので、万一
、インバータ部５に過電流が流れた場合、最大電流を制
限するリミッタとして働き、インバータ部の素子を保護
することができる。

本発明は以上述べた実施例に限定されるものでなく、以
下に述べるような変形、応用が可能である。

（１）入力スイッチング部の回路構成は、上記実施例に
示した降圧チョッパ方式に限らず、種々異なる入力電圧
のうち、高い方の電圧に一定化する昇圧チョッパ方式と
してもよい。

（２）入力スイッチング部の導通比率を制御する方式と
して、上記実施例ではパルス周期を一定とするＰＷＭ方
式について説明したが、スイッチオン時間ｔｏｎが一定
でパルス周期Ｔを変えるＰＦＭ方式などを用いてもよい
。

（３）入力スイッチング部の応用例として、入力電流の
制御を電源周期に同期させて行う（具体的には電流設定
値を電源周期に同期して変化させる）ことにより、電源
電圧と位相を合せて平滑コンデンサ（第１図４．１４）
の充電電流のピーク値を制御することができ、交流入力
の力率の改善が図れる。

（４）実施例では溶接出力を直流としているが、直流を
再度交流に変換して出力する交流溶接機にも適用できる
。

（５）溶接出力制御は、必要に応じて定電圧制御あるい
は定電流制御のいずれか一方のみでもよい。

また、出力制御にあまり精度を必要としない場合は、イ
ンバータ部の出力制御がなく、入力スイッチング部での
制御のみによる簡易方式とすることもできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、入力スイッチング部の入力電圧が大幅
に変化しても次段のインバータ部への直流入力電圧は常
にほぼ一定に保たれるため、同一回路を、種々異なる電
源電圧に対し、回路の切換を要せずに共用することがで
き、入力側に降圧トランスを設けた場合のようにインバ
ータ溶接機のもつ小形軽量化の特長をそこなうことがな
い。また、入力スイッチング部でインバータ部の入力電
圧を定電圧化しているため、インバータ部の保護回路を
簡略化でき、切換回路の誤操作、誤接続により回路素子
を破壊する恐れもない。また、入力スイッチング部に電
流制御機能を付加することにより、インバータ部に過電
流が流れた場合、電流リミッタとしても働き、信頼性を
向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来例の
回路図である。１・・・交流入力端子、２・・・入力側降圧トランス、
３・・・入力側整流器、４・・・平滑用コンデンサ、５
・・・インバータ部、６・・・変圧器、７・・出力側整
流器、８・・・直流リアクタ、９・・・アーク負荷、１
０・・・入力スイッチング部、１１・・・スイッチング
素子、１２・・・フライホイルダイオード、１３・・・
平滑用リアクタ、１４・・・平滑用コンデンサ、１５・
・・入力側電流検出器、１６・・入力側電圧検出器、１
７・・・入力側電流設定器、１８・・・誤差増幅器、１
９・・・入力側電圧設定器、２０・・・誤差増幅器、２
］、、２２・・・ダイオード、２３・・・パルス幅制御
回路、２４・・・スイッチング素子駆動回路、２５・・
・出力側電流検出器、２６・・・出力側電圧検出器、２
７・・・出力側電流設定器、２８・・・誤差増幅器、２
９・・・出力側電圧設定器、３０・・・誤差増幅器、３
１．３２・・・ダイオード、３３・・パルス幅制御回路
、３４・・・インバータ駆動回路。

Claims

【特許請求の範囲】１、直流を高周波交流に変換するインバータ部の出力を
変圧器により溶接用電圧に降圧し、出力側整流器で再度
直流に変換してアーク負荷に供給するインバータ溶接機
において、前記インバータ部の前段に、インバータ部の
直流入力電圧を設定値と比較し、その偏差に応じてスイ
ッチング素子の導通比率を制御することによりインバー
タ部の直流入力電圧をほぼ一定に保つ入力スイッチング
部を設け、２種以上の異なる電源電圧に対し共用できる
ようにしたことを特徴とするインバータ溶接機。２、前記入力スイッチング部に、インバータ部の入力電
流が設定値を越えないように前記スイッチング素子の導
通比率を制御する電流制御手段を付加したことを特徴と
する請求項１記載のインバータ溶接機。