JPH0369210A - レベルシフター回路 - Google Patents
レベルシフター回路Info
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- JPH0369210A JPH0369210A JP1206187A JP20618789A JPH0369210A JP H0369210 A JPH0369210 A JP H0369210A JP 1206187 A JP1206187 A JP 1206187A JP 20618789 A JP20618789 A JP 20618789A JP H0369210 A JPH0369210 A JP H0369210A
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- Japan
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- inverter
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 235000021395 porridge Nutrition 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はレベルシフター回路に関し、特に0MOSトラ
ンジスタを用いたレベルシフター回路に関する。
ンジスタを用いたレベルシフター回路に関する。
従来、かかるレベルシフター回路はPチャネル型MOS
トランジスタおよびNチャネル型MOSトランジスタか
らなるインバータ等で構成している。
トランジスタおよびNチャネル型MOSトランジスタか
らなるインバータ等で構成している。
第5図はかかる従来の一例を示すレベルシフター回路図
である。
である。
第5図に示すように、従来のレベルシフターは主にアナ
ログスイッチ等に使用され、スイッチ間を通過する信号
の振幅よりも小さな振幅のコントロール信号によりその
アナログスイッチを制御している。第5図においては、
VDD vss間に接続された一つのインバータ1と
、二つのPチャネル型MOSトランジスタP7.P8と
、二つのNチャネル型MOS)ランジスタN7.N8と
で構成されている。すなわち、MOS)ランジスタP7
とN7のドレイン側をそれぞれ接続し、P7のソース側
をVCCに且つN7のソース側をVssにそれぞれ接続
する。更に、MOS)ランジスタP8とN8のドレイン
側もそれぞれ接続し、P8のソース側をV。0に且つN
7のソース側をVSSにそれぞれ接続する。一方、MO
S)ランジスタP7のゲートをMOS)ランジスタP8
とN8のドレイン側に接続し且つP8のゲートをP7と
N7のドレイン側に接続するとともに、N8のゲートに
vDD、vssを電源とするインバータ1 (VDI
)<VCC)の出力を接続し、N7のゲートおよびイン
バータ1の入力に入力端子INを接続し且つP8とN8
のドレイン側を出力端子OUTに接続する。
ログスイッチ等に使用され、スイッチ間を通過する信号
の振幅よりも小さな振幅のコントロール信号によりその
アナログスイッチを制御している。第5図においては、
VDD vss間に接続された一つのインバータ1と
、二つのPチャネル型MOSトランジスタP7.P8と
、二つのNチャネル型MOS)ランジスタN7.N8と
で構成されている。すなわち、MOS)ランジスタP7
とN7のドレイン側をそれぞれ接続し、P7のソース側
をVCCに且つN7のソース側をVssにそれぞれ接続
する。更に、MOS)ランジスタP8とN8のドレイン
側もそれぞれ接続し、P8のソース側をV。0に且つN
7のソース側をVSSにそれぞれ接続する。一方、MO
S)ランジスタP7のゲートをMOS)ランジスタP8
とN8のドレイン側に接続し且つP8のゲートをP7と
N7のドレイン側に接続するとともに、N8のゲートに
vDD、vssを電源とするインバータ1 (VDI
)<VCC)の出力を接続し、N7のゲートおよびイン
バータ1の入力に入力端子INを接続し且つP8とN8
のドレイン側を出力端子OUTに接続する。
かかるレベルシフター回路の動作は電源VDDVSSの
振幅をVCC−Vssの振幅(VDD<VCC)になる
ように、その論理振幅を拡大する。
振幅をVCC−Vssの振幅(VDD<VCC)になる
ように、その論理振幅を拡大する。
上述した従来のレベルシフター回路は、MOSトランジ
スタP7のチャネル幅とP8のチャネル幅に比べN7の
チャネル幅とN8のチャネル幅を十分に大きな値にしな
ければならない。
スタP7のチャネル幅とP8のチャネル幅に比べN7の
チャネル幅とN8のチャネル幅を十分に大きな値にしな
ければならない。
それは、例えば、入力に電源V33からVDりへの立上
りの信号が入ったときに、N7がONしてP8のゲート
電位が低くなることにより、P8がONL始める。また
同時に、N8がOFF’する(■の状態)ことからP7
のゲート電位が高くなってOFF状態へ移行するため、
より一層P8のゲート電位が低くなりON側へ移行し、
したがって最終的に出力がVCCレベルになる。このと
き、P7のチャネル幅Wの値が大きいと、■の状態では
未だP7がON状態であるので、N7のドレイン側がV
B8レベルになりづらく、出力からVCCの信号を出す
のに時間がかかるという問題がある。
りの信号が入ったときに、N7がONしてP8のゲート
電位が低くなることにより、P8がONL始める。また
同時に、N8がOFF’する(■の状態)ことからP7
のゲート電位が高くなってOFF状態へ移行するため、
より一層P8のゲート電位が低くなりON側へ移行し、
したがって最終的に出力がVCCレベルになる。このと
き、P7のチャネル幅Wの値が大きいと、■の状態では
未だP7がON状態であるので、N7のドレイン側がV
B8レベルになりづらく、出力からVCCの信号を出す
のに時間がかかるという問題がある。
また一方、VDDからVSSへの立ち下りの信号が入っ
たときは、N8がONしてP7のゲート電位が低くなる
ことにより、P7が0.NL始め且つN7がOFFする
(■の状態)ことから、P8のゲート電位が高くなって
OFF状態へ移行するため、より一層P7のゲート電位
が低くなりON側へ移行し、したがって最終的に出力が
v、8レベルになる。このとき、P8のチャネル幅が大
きいと、■の状態ではP8がON状態であるため、出力
がVSSレベルになるのに時間がかかるという問題があ
る。
たときは、N8がONしてP7のゲート電位が低くなる
ことにより、P7が0.NL始め且つN7がOFFする
(■の状態)ことから、P8のゲート電位が高くなって
OFF状態へ移行するため、より一層P7のゲート電位
が低くなりON側へ移行し、したがって最終的に出力が
v、8レベルになる。このとき、P8のチャネル幅が大
きいと、■の状態ではP8がON状態であるため、出力
がVSSレベルになるのに時間がかかるという問題があ
る。
以上のようなことから、P7およびP8に比べN7およ
びN8のチャネル幅を十分大きくしないといけないので
素子の面積が大きくなり、N7およびN8のチャネル幅
のバランスをとるのが設計上困難になるという欠点があ
る。
びN8のチャネル幅を十分大きくしないといけないので
素子の面積が大きくなり、N7およびN8のチャネル幅
のバランスをとるのが設計上困難になるという欠点があ
る。
本発明の目的は、かかる問題を解消して素子が小さく且
つ設計容易なレベルシフター回路を提供することにある
。
つ設計容易なレベルシフター回路を提供することにある
。
本発明のレベルシフター回路は、一対の開閉端子および
制御端子を有し且つ前記制御端子に所定レベルの信号を
入力したとき前記開閉端子が開閉するスイッチと、一方
向にのみ電流の流れる素子の入力をPチャネル型MOS
トランジスタのドレイン側に接続し且つその出力をNチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に接続すると
ともに、その接続点を出力とし且つV、ゎ−VSS間に
接続された第一のインバータと、入力信号を反転して出
力を出すv cc −v ss間もしくはVDD−VD
D1間に接続された第二のインバータとを有し、前記第
一のインバータのゲートを入力端子とし且つその出力が
前記第二のインバータのゲートおよび前記スイッチの一
方の開閉端子に接続される一方、他方の開閉端子なV。
制御端子を有し且つ前記制御端子に所定レベルの信号を
入力したとき前記開閉端子が開閉するスイッチと、一方
向にのみ電流の流れる素子の入力をPチャネル型MOS
トランジスタのドレイン側に接続し且つその出力をNチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に接続すると
ともに、その接続点を出力とし且つV、ゎ−VSS間に
接続された第一のインバータと、入力信号を反転して出
力を出すv cc −v ss間もしくはVDD−VD
D1間に接続された第二のインバータとを有し、前記第
一のインバータのゲートを入力端子とし且つその出力が
前記第二のインバータのゲートおよび前記スイッチの一
方の開閉端子に接続される一方、他方の開閉端子なV。
。もしくはvoに接続し且つ前記第二のインバータの出
力および前記スイッチの制御端子を出力端とし、前記V
DD−VDD振幅を前記Vcc Vss振幅(V D
D < V cc )もしくはVDI)−vl+!1振
@(Vss>Vxm)にするように構成される。
力および前記スイッチの制御端子を出力端とし、前記V
DD−VDD振幅を前記Vcc Vss振幅(V D
D < V cc )もしくはVDI)−vl+!1振
@(Vss>Vxm)にするように構成される。
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第1図は本発明の第一の実施例を説明するためのレベル
シフター回路のブロック構成図である。
シフター回路のブロック構成図である。
第1図に示すように、本実施例は一対の開閉端子および
制御端子を有し且つこの制御端子にL(あるいはH)信
号が入力したとき、先の開閉端子が開(あるいは閉)と
なるスイッチ2を有している。また、本実施例では入力
端子INから供給される入力信号を反転して出力すると
共に、出力側から電源VDD側への電流の流入を阻止す
る機能を有し且つ電源Vf1.)−V、s間に接続され
た第一のインバータ1と、この第一のインバータ1から
の入力信号を反転して出力すると共に、電源VCC−V
SS間に接続された第二のインバータ3とを有している
。しかも、第一のインバータ1の出力は第二のインバー
タ3の入力およびスイッチ2の一方の開閉端子に接続さ
れ且つ他方の開閉端子が電源vo。に接続されるととも
に、第二のインバータ3の出力およびスイッチ2の制御
端子を出力端子OUTに接続して構成される。
制御端子を有し且つこの制御端子にL(あるいはH)信
号が入力したとき、先の開閉端子が開(あるいは閉)と
なるスイッチ2を有している。また、本実施例では入力
端子INから供給される入力信号を反転して出力すると
共に、出力側から電源VDD側への電流の流入を阻止す
る機能を有し且つ電源Vf1.)−V、s間に接続され
た第一のインバータ1と、この第一のインバータ1から
の入力信号を反転して出力すると共に、電源VCC−V
SS間に接続された第二のインバータ3とを有している
。しかも、第一のインバータ1の出力は第二のインバー
タ3の入力およびスイッチ2の一方の開閉端子に接続さ
れ且つ他方の開閉端子が電源vo。に接続されるととも
に、第二のインバータ3の出力およびスイッチ2の制御
端子を出力端子OUTに接続して構成される。
第2図は第1図に示すブロック構成を具体化した回路図
である。
である。
第2図に示すように、第一のインバータ1.スイッチ2
および第二のインバータ3を構成するP1〜P4はPチ
ャネル型MOSトランジスタ、N1、N2はNチャネル
型MOSトランジスタ、A点はP2.P4.Nlのドレ
イン側およびP3゜N2のゲートの接続点を表わし、ま
たB点はインバータ1におけるPlとP2のドレイン側
の接続点を示す。かかるレベルシフター回路の入力端子
INにVゆレベルの信号を入力したとき、PlがOFF
’、NlがONとなるので、接続点AがVS9レベルと
なる。従って、P3がON、N2がOFFとなって出力
端子OUTはV cc (V DD < V cc )
レベルになる。このときP4はOFFとなる。
および第二のインバータ3を構成するP1〜P4はPチ
ャネル型MOSトランジスタ、N1、N2はNチャネル
型MOSトランジスタ、A点はP2.P4.Nlのドレ
イン側およびP3゜N2のゲートの接続点を表わし、ま
たB点はインバータ1におけるPlとP2のドレイン側
の接続点を示す。かかるレベルシフター回路の入力端子
INにVゆレベルの信号を入力したとき、PlがOFF
’、NlがONとなるので、接続点AがVS9レベルと
なる。従って、P3がON、N2がOFFとなって出力
端子OUTはV cc (V DD < V cc )
レベルになる。このときP4はOFFとなる。
次に入力端子INにVSSレベルの信号が入力したとき
、PlがON、NlがOFFとなる。しかるに、ダイオ
ードと等価なP2は接続点Bから接続点Aに対して順方
向であるため、接続点AはVDDレベルに近くなる。す
なわち、v、Dからダイオードと等価なP2のVア分を
差し引いた電位だけ低くなる。従って、N2がONとな
るが、P3は完全にOFF状態でないため、出力端子O
UTは完全なVSSレベルとはならない。それ故、出力
が低くなることから、P4がON状態となり、接続点A
はV。Cレベルになる。これにより、P3が完全にOF
Fして、出力は完全なVSSレベルになる。
、PlがON、NlがOFFとなる。しかるに、ダイオ
ードと等価なP2は接続点Bから接続点Aに対して順方
向であるため、接続点AはVDDレベルに近くなる。す
なわち、v、Dからダイオードと等価なP2のVア分を
差し引いた電位だけ低くなる。従って、N2がONとな
るが、P3は完全にOFF状態でないため、出力端子O
UTは完全なVSSレベルとはならない。それ故、出力
が低くなることから、P4がON状態となり、接続点A
はV。Cレベルになる。これにより、P3が完全にOF
Fして、出力は完全なVSSレベルになる。
このとき、接続点AがvDnより高いレベルになるため
、PI、Nlのみで構成されたインバータであれば接続
点AからVDD側に電流が流れ込んでしまうが、ダイオ
ードと等価なP2を挿入して逆バイアス状態としている
ため、接続点Aからvgx側に電流は流れ込まない。
、PI、Nlのみで構成されたインバータであれば接続
点AからVDD側に電流が流れ込んでしまうが、ダイオ
ードと等価なP2を挿入して逆バイアス状態としている
ため、接続点Aからvgx側に電流は流れ込まない。
第3図は本発明の第二の実施例を説明するためのレベル
シフター回路のブロック図である。
シフター回路のブロック図である。
第3図に示すように、本実施例は前述した第一の実施例
(第1図)と比較すると、スイッチ2に供給する電源を
■。0からVEXとし、しかもインバータ3に供給する
電源をV。。−VSSからVDD−Vlmとした回路で
ある。インバータ1については同様である。
(第1図)と比較すると、スイッチ2に供給する電源を
■。0からVEXとし、しかもインバータ3に供給する
電源をV。。−VSSからVDD−Vlmとした回路で
ある。インバータ1については同様である。
本実施例は一対の開閉端子および制御端子を有し且つこ
の制御端子にH(あるいはL)の信号が入力したとき、
開閉端子を開(あるいは閉)とするスイッチ2と、Nチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に一方向にの
み電流の流れる素子の入力を接続し且つその出力なPチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に接続すると
ともに、その接続点を出力とし且つVDD V38間
に接続された第一のインバータlと、入力信号を反転し
て出力し且つVDD−vgx間に接続された第二のイン
バータ3とを有し、第一のインバータ1のゲートを入力
端子INとし、その出力が第二のインバータ3のゲート
とスイッチの一方の開閉端子に接続され、他方の開閉端
子をvgxに接続するとともに、第二のインバータ3の
出力およびスイッチ2の制御端子を出力端子OUTに接
続して構成される。
の制御端子にH(あるいはL)の信号が入力したとき、
開閉端子を開(あるいは閉)とするスイッチ2と、Nチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に一方向にの
み電流の流れる素子の入力を接続し且つその出力なPチ
ャネル型MOSトランジスタのドレイン側に接続すると
ともに、その接続点を出力とし且つVDD V38間
に接続された第一のインバータlと、入力信号を反転し
て出力し且つVDD−vgx間に接続された第二のイン
バータ3とを有し、第一のインバータ1のゲートを入力
端子INとし、その出力が第二のインバータ3のゲート
とスイッチの一方の開閉端子に接続され、他方の開閉端
子をvgxに接続するとともに、第二のインバータ3の
出力およびスイッチ2の制御端子を出力端子OUTに接
続して構成される。
第4図は第3図に示すブロック構成を具体化した回路図
である。
である。
第4図に示すように、本実施例はインバータl、スイッ
チ2およびインバータ3を構成するP5、P6はPチャ
ネル型MOSトランジスタ、N3〜N6はNチャネル型
MOSトランジスタ、0点はP5.N3.N6のドレイ
ン側およびP6゜N5のゲー、トの接続点を表わし、D
点はN3とN4のドレイン側の接続点を表わす。
チ2およびインバータ3を構成するP5、P6はPチャ
ネル型MOSトランジスタ、N3〜N6はNチャネル型
MOSトランジスタ、0点はP5.N3.N6のドレイ
ン側およびP6゜N5のゲー、トの接続点を表わし、D
点はN3とN4のドレイン側の接続点を表わす。
かかるレベルシフター回路の入力端子INにV9Sレベ
ルの信号を入力したとき、P5がON、N4がOFFと
なるので、接続点CがVDDレベルとなる。従って、P
6がOF’F、N5がONとなるので、出力がV gg
(V ss > V wz )レベルになる。このと
き、N6はOFFである。
ルの信号を入力したとき、P5がON、N4がOFFと
なるので、接続点CがVDDレベルとなる。従って、P
6がOF’F、N5がONとなるので、出力がV gg
(V ss > V wz )レベルになる。このと
き、N6はOFFである。
次に、入力端子INにvanレベルの信号が入力したと
き、P5がOFF、N4がONとなり、またダイオード
と等価なN3は接続点Cから接続点りに対して順方向で
あるため、接続点CはVB8レベルに近くなる。すなわ
ち、VSSにダイオードと等価なN2の72分大きい値
になる。従って、P6がONするが、N5が完全に0F
FLないため、出力は審全な■。Dレベルにはならない
が、出力が低くなることからN6がON状態となり、接
続点CはVオレベルとなる。これにより、N5が完全に
OFFするので、出力端子OUTは完全なVDDレベル
になる。
き、P5がOFF、N4がONとなり、またダイオード
と等価なN3は接続点Cから接続点りに対して順方向で
あるため、接続点CはVB8レベルに近くなる。すなわ
ち、VSSにダイオードと等価なN2の72分大きい値
になる。従って、P6がONするが、N5が完全に0F
FLないため、出力は審全な■。Dレベルにはならない
が、出力が低くなることからN6がON状態となり、接
続点CはVオレベルとなる。これにより、N5が完全に
OFFするので、出力端子OUTは完全なVDDレベル
になる。
このとき、接続点Cが■8.より低いレベルになるため
、P5.N4のみで構成されたインバータであればVS
Sから接続点Cに電流が流れ込んでしまうが、ダイオー
ドと等価なN3を挿入することにより逆バイアスとなる
ため、V9Sから接続点Cに対し電流は流れ込まない。
、P5.N4のみで構成されたインバータであればVS
Sから接続点Cに電流が流れ込んでしまうが、ダイオー
ドと等価なN3を挿入することにより逆バイアスとなる
ため、V9Sから接続点Cに対し電流は流れ込まない。
尚、上述した実施例では、スイッチおよびダイオードの
役割を果たすものとしてMOS)ランジスタを用いて説
明したが、それぞれの役割を果たす素子であれば、同様
に構成することができる。
役割を果たすものとしてMOS)ランジスタを用いて説
明したが、それぞれの役割を果たす素子であれば、同様
に構成することができる。
以上説明したように、本発明のレベルシフター回路は、
それぞれのPチャネル型およびNチャネル型MOS)ラ
ンジスタのチャネル幅を特に大きくする必要もなく、ま
たチャネル幅の比もそれぞれのインバータの比を考える
だけで設計できるため、素子も小さくなり且つ設計も容
易になるという効果がある。
それぞれのPチャネル型およびNチャネル型MOS)ラ
ンジスタのチャネル幅を特に大きくする必要もなく、ま
たチャネル幅の比もそれぞれのインバータの比を考える
だけで設計できるため、素子も小さくなり且つ設計も容
易になるという効果がある。
第1図は本発明の第−Q実施例を説明するためのレベル
シフター回路のブロック構成図、第2図は第1図に示す
ブロック構成を具体化した回路図、第3図は本発明の第
二の実施例を説明するためのレベルシフター回路のブロ
ック構成図、第4図は第3図に示すブロック構成を具体
化した回路図、第5図は従来の一例を示すレベルシフタ
ー回路図である。 1.3・・・・・・インバータ、2・・・・・・スイッ
チ、P1〜P6・・・・・・P型MOSトランジスタ、
N1−N6−−−−−・N型MO3)ランジスタ、VD
D# VOCr Vss rv21・・・・・電源供給
端子。 粥 1 図
シフター回路のブロック構成図、第2図は第1図に示す
ブロック構成を具体化した回路図、第3図は本発明の第
二の実施例を説明するためのレベルシフター回路のブロ
ック構成図、第4図は第3図に示すブロック構成を具体
化した回路図、第5図は従来の一例を示すレベルシフタ
ー回路図である。 1.3・・・・・・インバータ、2・・・・・・スイッ
チ、P1〜P6・・・・・・P型MOSトランジスタ、
N1−N6−−−−−・N型MO3)ランジスタ、VD
D# VOCr Vss rv21・・・・・電源供給
端子。 粥 1 図
Claims (1)
- 一対の開閉端子および制御端子を有し且つ前記制御端子
に所定レベルの信号を入力したとき前記開閉端子が開閉
するスイッチと、一方向にのみ電流の流れる素子の入力
をPチャネル型MOSトランジスタのドレイン側に接続
し且つその出力をNチャネル型MOSトランジスタのド
レイン側に接続するとともに、その接続点を出力とし且
つV_D_D−V_S_S間に接続された第一のインバ
ータと、入力信号を反転して出力を出すV_C_C−V
_S_S間もしくはV_D_D−V_Z_Z間に接続さ
れた第二のインバータとを有し、前記第一のインバータ
のゲートを入力端子とし且つその出力が前記第二のイン
バータのゲートおよび前記スイッチの一方の開閉端子に
接続される一方、他方の開閉端子をV_C_Cもしくは
V_Z_Zに接続し且つ前記第二のインバータの出力お
よび前記スイッチの制御端子を出力端とし、前記V_D
_D−V_S_S振幅を前記V_C_C−V_S_S振
幅(V_D_D<V_C_C)もしくはV_D_D−V
_Z_Z振幅(V_S_S>V_Z_Z)にすることを
特徴とするレベルシフター回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1206187A JPH0369210A (ja) | 1989-08-08 | 1989-08-08 | レベルシフター回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1206187A JPH0369210A (ja) | 1989-08-08 | 1989-08-08 | レベルシフター回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0369210A true JPH0369210A (ja) | 1991-03-25 |
Family
ID=16519253
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1206187A Pending JPH0369210A (ja) | 1989-08-08 | 1989-08-08 | レベルシフター回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0369210A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0555905A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Nec Corp | Cmos論理ゲート |
KR100862452B1 (ko) * | 2006-07-10 | 2008-10-08 | 삼성전기주식회사 | 레벨 시프터 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6070822A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路 |
JPS63187728A (ja) * | 1986-10-23 | 1988-08-03 | シリコン・システムズ・インコーポレーテツド | 電気回路 |
JPH02244817A (ja) * | 1989-03-17 | 1990-09-28 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路 |
-
1989
- 1989-08-08 JP JP1206187A patent/JPH0369210A/ja active Pending
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JPS6070822A (ja) * | 1983-09-28 | 1985-04-22 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路 |
JPS63187728A (ja) * | 1986-10-23 | 1988-08-03 | シリコン・システムズ・インコーポレーテツド | 電気回路 |
JPH02244817A (ja) * | 1989-03-17 | 1990-09-28 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH0555905A (ja) * | 1991-08-27 | 1993-03-05 | Nec Corp | Cmos論理ゲート |
KR100862452B1 (ko) * | 2006-07-10 | 2008-10-08 | 삼성전기주식회사 | 레벨 시프터 |
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