JPH03179914A - バスドライバ回路 - Google Patents
バスドライバ回路Info
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- JPH03179914A JPH03179914A JP1319891A JP31989189A JPH03179914A JP H03179914 A JPH03179914 A JP H03179914A JP 1319891 A JP1319891 A JP 1319891A JP 31989189 A JP31989189 A JP 31989189A JP H03179914 A JPH03179914 A JP H03179914A
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- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 abstract description 9
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 abstract 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 5
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
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- Electronic Switches (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は1、バスドライバ回路に関し、特にMOS)ラ
ンジスタを用いた高速ディジタル回線の空間分割スイッ
チであるりロスポイントスイッチの出力バスを駆動する
バスドライバ回路に関する。
ンジスタを用いた高速ディジタル回線の空間分割スイッ
チであるりロスポイントスイッチの出力バスを駆動する
バスドライバ回路に関する。
従来、この種のバスドライバ回路として、例えば第6図
に示すような回路が用いられていた。この回路は出力端
子OUTのハイレベル、ロウレベル又はハイ・インピー
ダンス制御を出力制御端子E、Eで行なう。出力イネー
ブル時、す九わち、Eがハイレベル、百がロウレベルの
とき、入力端子INのレベルが出力端子OUTに伝達さ
れる。
に示すような回路が用いられていた。この回路は出力端
子OUTのハイレベル、ロウレベル又はハイ・インピー
ダンス制御を出力制御端子E、Eで行なう。出力イネー
ブル時、す九わち、Eがハイレベル、百がロウレベルの
とき、入力端子INのレベルが出力端子OUTに伝達さ
れる。
出力端子OUTをハイレベルに引き」二げるのはPチャ
ネルMOSトランジスタロ1であり、ロウレベルに引き
下げるのはNチャネルトランジスタ62である。出力端
子のハイ・インピーダンス状態は、入力端子INの信号
を出力制御端子E、Eで各々NAND、NOR論理をと
った後に両トランジスタのゲートに入力する構成により
実現されている。
ネルMOSトランジスタロ1であり、ロウレベルに引き
下げるのはNチャネルトランジスタ62である。出力端
子のハイ・インピーダンス状態は、入力端子INの信号
を出力制御端子E、Eで各々NAND、NOR論理をと
った後に両トランジスタのゲートに入力する構成により
実現されている。
バスドライバ回路を第5図に示すように、nXmのマト
リクス状に配置して入力バスIBI〜IBn。
リクス状に配置して入力バスIBI〜IBn。
出力バスOBI”−□OBm間の接続状態を切り換えら
れるようにしたものがクロスポイントスイッチである。
れるようにしたものがクロスポイントスイッチである。
入力バスIBI〜IBnは各々人力バッファIBUFI
〜IBUFnにより駆動され、出力バスOBI〜OBm
は各バスドライバ回路Sw、、〜s w nmによって
駆動され、出力バッファ0BUF’11−0BUFへと
伝達される。各出力バスについて2つ以上のバスドライ
バ回路がイネーブル状態になることはない。
〜IBUFnにより駆動され、出力バスOBI〜OBm
は各バスドライバ回路Sw、、〜s w nmによって
駆動され、出力バッファ0BUF’11−0BUFへと
伝達される。各出力バスについて2つ以上のバスドライ
バ回路がイネーブル状態になることはない。
上述のバスドライバ回路によってクロスポイントスイッ
チを構成する場合、特に150MHz以」二の回線をス
イッチングする必要のある広帯域I第5図に示すバスド
ライバ回路のクロスポイントスイッタの動作状態を考え
てみると、出力バス1本に対してn−1個のバスドライ
バ回路のハイ・インピーダンス状態の出力端子がつなが
り、1個の出力バッファの入力端子がつながっている。
チを構成する場合、特に150MHz以」二の回線をス
イッチングする必要のある広帯域I第5図に示すバスド
ライバ回路のクロスポイントスイッタの動作状態を考え
てみると、出力バス1本に対してn−1個のバスドライ
バ回路のハイ・インピーダンス状態の出力端子がつなが
り、1個の出力バッファの入力端子がつながっている。
従って、nが大きいとき出力バスの主たる負荷はハイ・
インピーダンス状態の出力端子であり、オフしているM
OS)ランジスタのドレインの拡散容量(基板に対する
)ということになる。従って、出力バスの負荷を軽くす
るためには、出力端子につながっているMOS)ランジ
スタのドレインの面積を小さくすることが望ましい。し
かし、MOSトランジスタのドレインの面積を小さくす
ることはMOS)ランジスタのゲートの幅Wを小さくす
ることを意味し、バスドライバ回路としての駆動能力を
下げることを意味している。つまり、バスドライバ回路
を用いてクロスポイントスイッチを作る場合には、出力
端子につながるMOS)ランジスタの単位チャネル幅当
たりの拡散容量と駆動能力の比でそのスピードやスイッ
チ規模が制限されてしまう。
インピーダンス状態の出力端子であり、オフしているM
OS)ランジスタのドレインの拡散容量(基板に対する
)ということになる。従って、出力バスの負荷を軽くす
るためには、出力端子につながっているMOS)ランジ
スタのドレインの面積を小さくすることが望ましい。し
かし、MOSトランジスタのドレインの面積を小さくす
ることはMOS)ランジスタのゲートの幅Wを小さくす
ることを意味し、バスドライバ回路としての駆動能力を
下げることを意味している。つまり、バスドライバ回路
を用いてクロスポイントスイッチを作る場合には、出力
端子につながるMOS)ランジスタの単位チャネル幅当
たりの拡散容量と駆動能力の比でそのスピードやスイッ
チ規模が制限されてしまう。
このことを、数式で表現すると以下のようになる。まず
、バスドライバ1ヶ当りの駆動電流工。
、バスドライバ1ヶ当りの駆動電流工。
5−
拡散容量Cをゲート幅Wの1次式で近似する。
I=に、・W k、、に2・・・・・・係数
C” k 2・W バスドライバ数nヶの負荷容量C,!=nに依存しない
負荷C0を論理振幅■までチャージするのに必要な時間
Tを出力バス駆動の遅延であると近似すると。
C” k 2・W バスドライバ数nヶの負荷容量C,!=nに依存しない
負荷C0を論理振幅■までチャージするのに必要な時間
Tを出力バス駆動の遅延であると近似すると。
残り、これ以上はスピードが上がらないことが判る。そ
して、k2/に1=容量係数/電流係数が大きいほどそ
の遅延が大きくなる。又、論理振幅Vの大きさが小さい
ほど遅延Tが小さくなる。
して、k2/に1=容量係数/電流係数が大きいほどそ
の遅延が大きくなる。又、論理振幅Vの大きさが小さい
ほど遅延Tが小さくなる。
第6図に示す従来のバスドライバ回路での問題は、−膜
内にPチャネルMOSトランジスタの単位チャネル幅当
りの拡散容量/駆動能力がNチャネルMOS)ランジス
タと比べて3倍以上は太き6 いため、高速化、大規模化がPチャネルMOSトランジ
スタの特性がネックとなって困難であるということであ
る。
内にPチャネルMOSトランジスタの単位チャネル幅当
りの拡散容量/駆動能力がNチャネルMOS)ランジス
タと比べて3倍以上は太き6 いため、高速化、大規模化がPチャネルMOSトランジ
スタの特性がネックとなって困難であるということであ
る。
又、同一、Wでの駆動能力自体もPチャネルMOSトラ
ンジスタはNチャネルMOSトランジスタよりも劣って
いるため、固定具荷分を考慮すればPチャネルMOSト
ランジスタのWをNチャネルMOSトランジスタのWよ
りも大きくしないと、出力バスのスピードが波形立上が
り遅延で制限されてしまう。これにより、前段のNAN
Dゲート63のWも大きくする必要が生じ、スイッチ全
体の消費電力が大きくなってしまうことを意味している
。
ンジスタはNチャネルMOSトランジスタよりも劣って
いるため、固定具荷分を考慮すればPチャネルMOSト
ランジスタのWをNチャネルMOSトランジスタのWよ
りも大きくしないと、出力バスのスピードが波形立上が
り遅延で制限されてしまう。これにより、前段のNAN
Dゲート63のWも大きくする必要が生じ、スイッチ全
体の消費電力が大きくなってしまうことを意味している
。
本発明の目的は、高速化、大規模化が可能で消費電力が
小さいバスドライバ回路を提供することにある。
小さいバスドライバ回路を提供することにある。
本発明のバスドライバ回路は、ソース・ドレイン路が第
1の電源と出力端子間に接続された第1のNチャネルM
O8)ランジウタと、ソース・ドレイン路が前記出力端
子と第2の電源間に接続された第2のNチャネルMOS
トランジスタと、入力信号とイネーブル信号を入力とし
出力端子が前記第1のNチャネルMOSトランジスタの
ゲートに接続された第1の論理回路と、前記第1の論理
回路の出力と前記イネーブル信号を入力とし出力端子が
前記第2ONチヤネルMOSトランジスタのゲートに接
続された第2の論理回路とを有することを特徴とする。
1の電源と出力端子間に接続された第1のNチャネルM
O8)ランジウタと、ソース・ドレイン路が前記出力端
子と第2の電源間に接続された第2のNチャネルMOS
トランジスタと、入力信号とイネーブル信号を入力とし
出力端子が前記第1のNチャネルMOSトランジスタの
ゲートに接続された第1の論理回路と、前記第1の論理
回路の出力と前記イネーブル信号を入力とし出力端子が
前記第2ONチヤネルMOSトランジスタのゲートに接
続された第2の論理回路とを有することを特徴とする。
以下、図面を参照して本発明のバスドライバ回路を説明
する。
する。
第1図は、本発明の一実施例を説明するための回路図で
ある。入力端子IN、出力制御端子lはNORゲートl
に入力され、NORゲート1の出力はNチャネルMOS
トランジスタ4のゲートに入力される。又、NORゲー
ト1の出力と出力制御端子IはNORケート2に入力さ
れ、NORゲート2の出力はNチャネルMOSトランジ
スタ3のゲートに入力される。NチャネルMOSトラン
ジスタ4のソース、ドレインは各々出力端子OUT、高
電位電源VDDに接続され、NチャネルMOSトランジ
スタ3のソース・ドレインは各々低電位電源V S S
+出力端子OUTに接続される。
ある。入力端子IN、出力制御端子lはNORゲートl
に入力され、NORゲート1の出力はNチャネルMOS
トランジスタ4のゲートに入力される。又、NORゲー
ト1の出力と出力制御端子IはNORケート2に入力さ
れ、NORゲート2の出力はNチャネルMOSトランジ
スタ3のゲートに入力される。NチャネルMOSトラン
ジスタ4のソース、ドレインは各々出力端子OUT、高
電位電源VDDに接続され、NチャネルMOSトランジ
スタ3のソース・ドレインは各々低電位電源V S S
+出力端子OUTに接続される。
出力制御端子Eがハイレベルのときは、NORグー)1
及び2の出力はともにローレベルとナリ、NチャネルM
OSトランジスタ4及び5はオフとなり、出力端子OU
Tはハイ・インピーダンス状態となる。このとき出力端
子OUTについている負荷容量はNチャネルMOSトラ
ンジスタ3及び4のドレイン・ソース拡散容量となり、
PチャネルMOSトランジスタの拡散容量は付加されな
い。
及び2の出力はともにローレベルとナリ、NチャネルM
OSトランジスタ4及び5はオフとなり、出力端子OU
Tはハイ・インピーダンス状態となる。このとき出力端
子OUTについている負荷容量はNチャネルMOSトラ
ンジスタ3及び4のドレイン・ソース拡散容量となり、
PチャネルMOSトランジスタの拡散容量は付加されな
い。
出力制御端子口がローレベルのときには出力端子OUT
には入力端子INの反転信号が伝達される。ただし、ハ
イレベルは高電位電源よりもNチャネルMOSトランジ
スタ4のしきい値電圧VTNだけ下がった電位となる。
には入力端子INの反転信号が伝達される。ただし、ハ
イレベルは高電位電源よりもNチャネルMOSトランジ
スタ4のしきい値電圧VTNだけ下がった電位となる。
これは、NチャネルMO8+・ランシウタ4がオンのと
きには本バスドライバ回路はソース・フォロアとして動
作していることによる。VTNはバックゲート効果によ
りVDD−5■、■5S−OvでNチャネルトランジス
タ3及び4の基板電位がVS2のとき、VTNは15■
程度である。第2図に信号波形を示す。従って、論理振
幅は■DD〜■ssの場合と比べて減少している。ただ
し、この信号レベルを受ける回路のしきい値は下げる必
要がある。
きには本バスドライバ回路はソース・フォロアとして動
作していることによる。VTNはバックゲート効果によ
りVDD−5■、■5S−OvでNチャネルトランジス
タ3及び4の基板電位がVS2のとき、VTNは15■
程度である。第2図に信号波形を示す。従って、論理振
幅は■DD〜■ssの場合と比べて減少している。ただ
し、この信号レベルを受ける回路のしきい値は下げる必
要がある。
又、ソース・フォロア回路として動いている時には、ミ
ラー効果が生じないため、NチャネルMOSトランジス
タ4のゲートを駆動するNORゲート1の駆動能力は小
さくてよい。又、NORゲート1によってもう1つのN
ORゲート2を駆動することも可能となった。
ラー効果が生じないため、NチャネルMOSトランジス
タ4のゲートを駆動するNORゲート1の駆動能力は小
さくてよい。又、NORゲート1によってもう1つのN
ORゲート2を駆動することも可能となった。
NORゲートlを第3図に示すCMOSゲートで構成す
ると、駆動能力が小さくてもよいということにより各M
O8+−ランジスタ31乃至34の大きさを小さくでき
る。これにより第5図に示すようなりロスポイントスイ
ッチを構成したときに入力バスIBI〜IBnの負荷が
軽くなる。
ると、駆動能力が小さくてもよいということにより各M
O8+−ランジスタ31乃至34の大きさを小さくでき
る。これにより第5図に示すようなりロスポイントスイ
ッチを構成したときに入力バスIBI〜IBnの負荷が
軽くなる。
1〇−
さらに、入力端子INをインバータで受けずにNORゲ
ートに直接入力し、Vl、D側のPチャネルMOSトラ
ンジスタ31のゲートに入力しているため、出力ディセ
ーフル時(出力)翫イ・インピーダンス時)には、入力
端子INから見たNORゲート1の入力のミラー効果は
小さく、入力バスIBI〜IBnの負荷容量が小さくな
る。
ートに直接入力し、Vl、D側のPチャネルMOSトラ
ンジスタ31のゲートに入力しているため、出力ディセ
ーフル時(出力)翫イ・インピーダンス時)には、入力
端子INから見たNORゲート1の入力のミラー効果は
小さく、入力バスIBI〜IBnの負荷容量が小さくな
る。
以」二の回路構成により、n=m=32のクロスポイン
トスイッチを1.2μmルールのCMOSフロセスを用
いて構成すると、入カバソファI BUF〜出力バッフ
ァ0EUFまでの遅延が3nsecとなり、10nSe
C周期でデユーティ比50%の信号を入力したときの消
費電力が1チャネル当り5mW(Voo=5V)という
値が可能となった。
トスイッチを1.2μmルールのCMOSフロセスを用
いて構成すると、入カバソファI BUF〜出力バッフ
ァ0EUFまでの遅延が3nsecとなり、10nSe
C周期でデユーティ比50%の信号を入力したときの消
費電力が1チャネル当り5mW(Voo=5V)という
値が可能となった。
第4図は本発明の第2の実施例を説明するための回路図
である。第1の実施例との違いは、出力端子に接続され
たNチャネルMOS)ランジスタ41及び42のゲート
に直接出力制御端子を接続し、電源V DD r V
S SからNチャネルMO8+−ランジスタ41.42
への間にPチャネルMOSトランジスタ43及びNチャ
ネルMOS)ランジスタ44を接続し、その2つのMO
8I−ランジスタのゲートを入力端子INに接続したと
ころにある。
である。第1の実施例との違いは、出力端子に接続され
たNチャネルMOS)ランジスタ41及び42のゲート
に直接出力制御端子を接続し、電源V DD r V
S SからNチャネルMO8+−ランジスタ41.42
への間にPチャネルMOSトランジスタ43及びNチャ
ネルMOS)ランジスタ44を接続し、その2つのMO
8I−ランジスタのゲートを入力端子INに接続したと
ころにある。
この構成により、出力端子がハイ・インピーダンスのと
きの負荷が軽いことや、出力の論理振幅が小さくなるの
は第1の実施例と同じである。この実施例の利点は、構
成するMOS)ランジスタの数が少なくて済むという点
にある。
きの負荷が軽いことや、出力の論理振幅が小さくなるの
は第1の実施例と同じである。この実施例の利点は、構
成するMOS)ランジスタの数が少なくて済むという点
にある。
以上説明したように、本発明のバスドライバ回路は従来
のPチャネルMOSトランジスタによるハイレベル出力
をPチャネルMO8+、ランジスタに比べ拡散容量の小
さいNチャネルMOS)ランジスタとしたことにより、
ハイ・インピーダンス時の拡散容量を低減し、出力論理
振幅を下げ、バスドライバ出力MOSトランジスタの前
段のゲートの負荷を小さくできる効果がある。従って、
本発明のバスドライバ回路をクロスポイントスイッチに
用いることにより、低パワー、高速で実現できる。
のPチャネルMOSトランジスタによるハイレベル出力
をPチャネルMO8+、ランジスタに比べ拡散容量の小
さいNチャネルMOS)ランジスタとしたことにより、
ハイ・インピーダンス時の拡散容量を低減し、出力論理
振幅を下げ、バスドライバ出力MOSトランジスタの前
段のゲートの負荷を小さくできる効果がある。従って、
本発明のバスドライバ回路をクロスポイントスイッチに
用いることにより、低パワー、高速で実現できる。
さらに、入力端子をバッファで受けずに、出力制御端子
と直接楡理をとる構成により、出力ハイ・インピーダン
ス時に入力負荷も軽くなるという効果がある。
と直接楡理をとる構成により、出力ハイ・インピーダン
ス時に入力負荷も軽くなるという効果がある。
第1図は本発明の第1の実施例を説明するための回路図
、第2図は第1図の回路の動作波形図、第3図は第1図
の回路に使用されるNORゲートの回路図、第4図は本
発明の第2の実施例を説明するための回路図、第5図は
バスドライバを用いたクロスポイントスイッチの回路図
、第6図は従来のバスドライバの回路図である。 VDD・・・・・・高電位電源、■、s・・・・・・低
電位電源、E、E・・・・・・出力制御端子、IN、I
N・・・・・・入力端子、OUT・・・・・・出力端子
、3,4,33,41゜42.44.62・・・・・n
チャネルMOS)ランジスタ、31,32,43.81
・・・・・・PチャネルMOSトランジスタ、1,2・
・・・・NORゲート、63・・・・・NANDゲート
。
、第2図は第1図の回路の動作波形図、第3図は第1図
の回路に使用されるNORゲートの回路図、第4図は本
発明の第2の実施例を説明するための回路図、第5図は
バスドライバを用いたクロスポイントスイッチの回路図
、第6図は従来のバスドライバの回路図である。 VDD・・・・・・高電位電源、■、s・・・・・・低
電位電源、E、E・・・・・・出力制御端子、IN、I
N・・・・・・入力端子、OUT・・・・・・出力端子
、3,4,33,41゜42.44.62・・・・・n
チャネルMOS)ランジスタ、31,32,43.81
・・・・・・PチャネルMOSトランジスタ、1,2・
・・・・NORゲート、63・・・・・NANDゲート
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、ソース・ドレイン路が第1の電源と出力端子間に接
続された第1のNチャネルMOSトランジスタと、ソー
ス・ドレイン路が前記出力端子と第2の電源間に接続さ
れた第2のNチャネルMOSトランジスタと、入力信号
とイネーブル信号を入力とし出力端子が前記第1のNチ
ャネルMOSトランジスタのゲートに接続された第1の
論理回路と、前記第1の論理回路の出力と前記イネーブ
ル信号を入力とし出力端子が前記第2のNチャネルMO
Sトランジスタのゲートに接続された第2の論理回路と
を有することを特徴とするバスドライバ回路。 2、特許請求の範囲第1項記載のバスドライバ回路にお
いて、前記第1の論理回路がCMOSゲートにより構成
されたNORゲートであることを特徴とするバスドライ
バ回路。 3、ソース・ドレイン路が第1の電源と出力端子間に接
続されたゲートにイネーブル信号が印加された第1のN
チャネルMOSトランジスタと、ソース・ドレイン路が
前記出力端子と第2の電源間に接続されゲートに前記イ
ネーブル信号が印加された第2のNチャネルMOSトラ
ンジスタと、ソース・ドレイン路が第1の電源と前記第
1のNチャネルMOSトランジスタ間に接続されゲート
に入力信号が印加されたPチャネルMOSトランジスタ
と、ソース・ドレイン路が前記第2の電源と前記第2の
NチャネルMOSトランジスタ間に接続されゲートに前
記入力信号が印加された第3のNチャネルMOSトラン
ジスタとを有することを特徴とするバスドライバ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1319891A JPH03179914A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | バスドライバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1319891A JPH03179914A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | バスドライバ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03179914A true JPH03179914A (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=18115388
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1319891A Pending JPH03179914A (ja) | 1989-12-08 | 1989-12-08 | バスドライバ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03179914A (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS573431A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-08 | Toshiba Corp | Complementary mos logical circuit |
JPS583321A (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-10 | Fujitsu Ltd | データバッファ回路 |
JPS6041325A (ja) * | 1983-08-16 | 1985-03-05 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
-
1989
- 1989-12-08 JP JP1319891A patent/JPH03179914A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS573431A (en) * | 1980-06-06 | 1982-01-08 | Toshiba Corp | Complementary mos logical circuit |
JPS583321A (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-10 | Fujitsu Ltd | データバッファ回路 |
JPS6041325A (ja) * | 1983-08-16 | 1985-03-05 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
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