JPS6042709B2

JPS6042709B2 - 誘導電動機制御装置

Info

Publication number: JPS6042709B2
Application number: JP53120066A
Authority: JP
Inventors: 勝太郎久下
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-09-29
Filing date: 1978-09-29
Publication date: 1985-09-24
Also published as: JPS5546887A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は誘導電動機制御装置に係り、特に誘導電動機
の電圧形トルク制御を行うに好適な誘導電動機制御装置
に関する。

従来、誘導電動機の制御を行う場合、有効磁束と２次
漏れ磁束の和である２次鎖交磁束の値を基準値として与
え、他に回転速度又はトルクの基準値を与え、これに依
り操作すべき緒量をベクトル演算し、この結果に基き緒
量の制御を行つていた。

かかる従来方式に依ると、２次鎖交磁束を指令値に合
わせるべく制御が行なわれるので、有効磁束は一定では
なく変化してしまう。

ところが、有効磁束が設定されていないと、トルクを有
効電流に比例させる事が出来ないし、定出力制御を行う
事も難かしくなる。更に、定出力制御を行う為に界磁弱
め制御を行う必要があるが、これは有効磁、束を操作し
て成立つ事であり、従つて２次鎖交磁束を操作しても意
味がない。以上述べた如く、２次鎖交磁束を指令して
誘導電動機の制御を行うと、トルク指令を満足させる為
に必要以上の電流が流れる場合があり、従つて有効磁束
を指令して、必要最小限の電流で誘導電動機の制御を行
う装置に対する要求が強かつた。

従つて、本発明の目的は、有効磁束指令に依り、効果的
な誘導電動機のトルク制御を可能とした誘導電動機制御
装置を提供するにある。本発明の他の目的は、非正弦波
電圧出力の変換器を用いた場合でも、発生トルクリツプ
ルを減少すべく、電流の非正弦波率を算出して、電圧基
準を調整する如く構成された誘導電動機制御装置を提供
するにある。

以下、図面に従つて、本発明の誘導電動機制御装置を更
に詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例に係る誘導電動機制御装置の
システム構成図で、特に直流式方形波電圧形インバータ
を主な構成とした場合を例示するものである。

同図中、６２は交流一直流コンバータ、６３は直流一交
流インバータ、６４は３相誘導電動機、６５は前記３相
誘導電動機６４に軸着される回転計発電機、６６は前記
交流一直流コンバータ６２の出力、即ち１次電圧の電圧
検出回路、６７は前記交流一直流コンバータ６２を制御
するコンバータ位相制御回路、６８は１次電圧制御増幅
器、６９は前記直流一交流インバータ６３を制御するイ
ンバータ位相制御回路、７０は有効磁束設定用の調整抵
抗器、７１は回転数設定用の調整抵抗器、７２は速度制
御用増幅器、７３は有効磁束、トルク／２次鎖交磁束、
すベリ周波数の演算回路、７４は２次鎖交磁束、すベリ
周波数／１次電圧、電動機１次周波数の演算回路、７５
は．電動機１次周波数の制御用増幅器、７６は電圧／周
波数変換回路、７７は２相／３相変換回路、７８は周波
数検出回路、７９は速度検出回路、８１は直流一交流イ
ンバータ６３の出力、即ち電動機１次電圧の電圧検出回
路、８２は電圧非正弦波率．演算回路をそれぞれ示すも
のである。また、第２図は第１図に示した演算回路７３
の詳細な構成を示す回路構成図で、有効磁束の値φ及び
トルクの指令値Ｔに依り、２次鎖交磁束の値φ２及びす
ベリ周波数ＳＷｅを演算する構成を示・すものである。

同図中、８はφ２選定用バイアス、９，１０はφ２選定
用ダイオード、１１は平方根関数発生器、１２，１４，
１９は自乗関数発生器、１３は１＋Ｔ２Ｐ演算回路、１
５はＴ２ら演算回路、１６，２０は乗算器、１７は反比
例関数発生器、１８はトルク基準入力、２１はＲ２演算
回路、２２は極性変換回路をそれぞれ示すものである。
また、第３図は第１図に示した演算回路７４の詳細な構
成を示す回路構成図で、２次鎖交磁束の値φ２及びすベ
リ周波数ＳＷｅより、１次電圧の値ｅ１及び１次周波数
Ｗｅを演算する構成を示すものである。

同図中、３１はＬ１／Ｍ演算回路、３２は１＋貸・Ｔ４
・Ｐの演算回路、３３，３６はＰ演算回路、３４はＴ４
演算回路、３５，３７，３８，４３は乗算器、３９は１
／Ｍ演算回路、４０は１＋Ｔ３Ｐ演算回路、４１，４４
はｒ１演算回路、４２はＴ３／Ｍ演算回路、４５，４６
は自乗関数発生器、４７は平方根関数発生器をそれぞれ
示すものである。第４図は第１図に示した電圧非正弦波
率演算回路８２の詳細な構成を示す回路構成図で、非正
弦波出力のインバータ回路を使用した楊合の正弦波基準
と実際の電圧波形の相異を計算する回路を構成するもの
である。

同図中、１０１，１０２，１０５，１０６，１３１，１
１１，１１２，１１５，１１６，１２１，１２２，１２
５，１２６は抵抗器、１０３，１３２，１１３，１２３
は演算増幅器、１０４，１０８，１１４，１１８，１２
４，１２８は乗算器、１０７，１１７，１２７はフィル
タ、１０９，１１９，１２９は平均出力零制御用増幅器
である。

以上述べた如き構成に於いて、以下その動作について詳
細に説明する。

なお、説明に当つて用いられる計算式中で用いられる諸
量について、誘導電動機６４との対応関係を第５図の説
明図に示す。第５図中、δ１は１次電圧ベクトル、み，
は２次電圧ベクトル、ｉ１は１次電流ベクトル、Ｉ２は
２次電流ベクトル、Ｌ１は１次インダクタンス、Ｍは相
互インダクタンス、！は２次インダクタンス、１１は１
次漏れインダクタンス、１．は２次漏れインダクタンス
、ｒェは１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、φ１は１次鎖交磁
束ベクトル、φは有効磁束ベクトル、φ２は２次鎖交磁
束ベクトル、Ｗｅは電動機１次周波数、Ｓはすベリ、ω
ｒは回転子の回転角速度、Ｐは微分演算子、θｅは電動
機１次回転角度、０ｒは回転角度である。今、誘導電動
機の基本方程式を、１次は固定座標で表わし、２次は回
転子の回転速度と同じ速度で回転する回転座標で表わす
ととなる。

座標を１次電圧に依る回転磁束と同じ速度で回転する座
標に統一する為に、で表わされる変換スピナー（Ｓｐｉ
ｎＯｒ）を両辺に乗じ、回転磁束座標に依り表わされる
変数にＯを付すると、これを一次、二次に分解すると、となる。

ここで、とすると、となる。

３相誘導電動機６４がかご形電動機の場合、ｅ１＝ｒ１
・ｉ１＋ｐφ１＋ｊωｅφ１・（１３）となり
、φ２の定義よりとなる。

ここで、座標をφ２軸に固定して、Ｄ，ｑ軸に分解する
と、となり、したがつてが算出される。

一方、トルクはとなる。

また、有効磁束は、となる。

トルクと有効磁束指示による制御を行うには、Ｔとφに
より他の変数が決定されなければならない。

ここで、（２２）式より、となる。

今、（２３）式に於いて、第２図の如く、系として問題
とならない程度の応答速度の増幅器を用いれば、Ｔ，φ
（＝ｌφ１）の指示に依り、小なる方のφ２を決定する
事ができる。

上述の事を、第６図のベクトル図に従つて説明するに、
同図は誘導電動機６４の有効磁束φ、２次鎖交磁束φ２
の位相関係に依り、あるトルク設定値に対して２種類鎖
交磁束φ２の値を取り得る事を示すものである。

即ち、有効磁束ベクトルφと２次鎖交磁束ベクトルφ２
の差分ベクトル（Ｌ２−Ｍ）Ｉ２は、２次電流ベクトル
φ２と並行でなければならないし、２次電流ベクトルφ
２は有効磁束ベクトルφより９０電以上遅れる事から、
２次鎖交磁束ベクトルφ２の小さい方の値が求める方の
値という事に”なる。

従つて、第２図の回路構成は、２次鎖交磁束φ２を求め
るに当つて、小さい方の値を求める如き構成を採つてい
る。

また、（２１）式より、となり、従つて第２図に示す如き通常の演算回路構成で
、Ｔ及びφの指示に基きＳＯ）ｅを決定する事が出来る
ものである。

ところで、実際の装置で制御出来るのは、Ｉｅｌｌ（＝
ｅ），ωｅであるので、φ２，ｓ０）ｅよりこれらを求
める必要がある。

電動機速度ωｒを用いて、ＷＶ覧ノＷ〜聯Ｗ＆
＼ｙυノとなる。

φ２軸基準で演算すれば、（ａ），（１６）〜（１９）
式よりとなる。

但し、Ｔ４？である。また、Ｍｒ２（１６），（１７）式より、となり、（１３）式より゛−″
となる。

この値は、第３図の回路構成を通じて求める事が出来る
。なお、Ｔ，φの指示を満足するには、Ｅｌ，ωｅを制
御すれば必要十分である事は、以下に述べる如くして証
明出来る。

先ず、（２５）式に依り、ωｅよりＳωｅが決定される
。

また、（２６），（２８）式を用いて、ωＥ，ＳωＥ，
ｅｌに依りφ，φが決定される。（１８），（１９）式
を用いて、ＳＯ）ｅとφ２に依りφ２軸基準のｉが決定
される。また、（２１）式を用いて、ＳＯ）ｅとφ２に
依りＴが決定される。そして、（２２）式を用いて、Ｓ
ωｅとφ２に依り、φ２軸基準のφが決定される。第２
図並びに第３図の構成は、上記各演算を実行する為の回
路を構成するものであるが、以下その動作について詳細
に説明する。

先ず、第２図の構成は、調整抵抗器７０に依つて与えら
れる有効磁束φ並びにトルク基準入力１８であるトルク
Ｔから、（２３），（２４）式に基きφ２並びにＳＯ）
ｅを求める為のである。

ここで、演算増幅器４はφ２制御回蹟を構成するもので
、平方根関数発生器１１、自乗関数発生器１２，１４，
１＋Ｔ２Ｐ演算回路１３、Ｔ２ら演算回路１５、乗算器
１６、反比例関数発生器１７に依り、（２３）式の演算
を実行し、φ２，Ｔからるの大きさφを計算し、更に極
性変換回路２２で極性変換を行い、φの基準に対する帰
還信号として前記演算増幅器４に帰還してる。

以上の構成は、φ制御ループを構成しているが、この時
の演算増幅器４の出力であるφ２としては、２つの値を
とに得るので、小さな方の値のみの選択出力を行なわせ
るべく、調整抵抗器８、ダイオード９，１０に依つてバ
イアスを与える。

従つて、最終的には、所要のφ２出力を得る事が出来る
ものである。一方、反比例関数発生器１７、自乗関数発
生器１９、乗算器２０、Ｒ２演算回路２１は、（２４）
式の演算を実行するので、φ２，ＴからＳＯ）ｅを演算
する系を構成するものである。

また、第３図の構成は、（２５），（２８），（２９）
の各式の演算を実行して、φ２，ｓ６）Ｅ，ωｒの各入
力から、Ｅｌ，ωｅを求める為のものである。

ここで、Ｌ１／Ｍ演算回路３１、１＋？Ｙ４Ｐ演算，回
路３２、Ｐ演算回路３３は（２８）式の実数部第３項を
計算し、Ｔ４演算回路３牡乗算器３５，３８は（２８）
式の実数部第２項を計算し、また１／Ｍ演算回路３９、
１＋Ｔ３Ｐ演算回路４０、ｒ１演算回路４１は（２８）
式の実数部第１項を計算している。以上述べた各回路群
で演算された各項は、その総和を自乗関数発生器４６に
力される。一方、Ｔ４演算回路３牡乗算器３５、Ｐ演算
回路３６は（２８）式の虚数部第３項を計算し、Ｔ４演
算回路３４、乗算器３５、乗算器３７は（２８）式の虚
数部第２項を計算し、またＴ３／Ｍ演算回路４２、乗算
器４３、ｒ１演算回路４４は（２８）式の虚数部第１項
を計算している。以上のＬ各回路群で演算された各項は
、その総和を自乗関数発生器４５に入力される。前記各
自乗関数発生器４５，４６の出力は、その和を平方根関
数発生器４７に入力されるが、該関数発生器４７の出力
はｅ１の大きさｅ１となる。

一方、Ｓωｒ並びにωｒの各入力は、（２５）式に従つ
てその和を演算され、ωｅとして出力される。次に、本
発明の主要回路となる第４図の構成について説明する。

第４図は前にも述べた様に、正゛弦波でない電圧で誘導
電動機を駆動する場合に、正弦波電圧基準と、実際の電
圧との波形の相異を演算する回路である。第４図の構成
に於いて、演算増幅器１０３に抵抗１０１を通じて入力
されるＥｌＲは１次Ｒ相の正弦波電圧基準である。

一方、１次Ｒ相の実際の波形信号ｅ″１Ｒは、前記演算
増幅器１０３の負側に抵抗１０６を通じて入力され、そ
の結果、ＥｌＲとｅ″１Ｒの差分信号が抵抗１０２、演
算増幅器１０３の増幅回路で増幅される。なお、この場
合、演算増幅器１０３の出力として、差分のみを得る為
に、平均出力零制御が行なわれる。具体的には、演算増
幅器１０３の出力をフィルタ１０７を介して増幅器１０
９に入力する。そして、前記増幅器１０９の出力信号と
ｅ″１Ｒ信号を乗算器１０８に於いて乗算し、これを抵
抗１０６を介して演算増幅器１０３の負側に与える事に
依り、該演算増幅器１０３の出力をＥｌＲＩ：ニ．ｅ″
１Ｒの差分のみとする。以上述べた如くして得られた差
分信号は、乗算器１０４に於いてＥｌＲ信号を乗じられ
、加重平均をとられた上で、抵抗１０５を通じて演算増
幅器１３２に与えられる。一方、Ｓ相についても、１１
１〜１１９で示される回路群を通じて全く同様演算を施
され、演算増幅器１３２に与えられる。

また、Ｔ相についても、１２１〜１２９で示される回路
群を通じて全く同様演算を施され、演算増幅器１３２に
与えられる。

演算増幅器１３２に於いては、以上述べた如くして得ら
れたＲ，Ｓ，Ｔの各相の差分の加重平均値の総和をとり
、抵抗１０５，１１５，１２５，１３１で決定される増
幅率に従つてこれを増幅し、出力信号ｅ″１を得る。

前記出信号ｅ″１は電圧基準調整用の信号として用いら
れる。以上説明した、第２図、第３図、第４図の各構成
をそれぞれ有効磁束、トルク／２次鎖交磁束、すベリ周
波数演算回路７３、２次鎖交磁束、すベリ周波数／１次
電圧、電動機１次周波数、演算回路７４、電圧非正弦波
率演算回路８２として用いたのが第１図の誘動電動機制
御装置で、直流方式方形波電圧形インバータを用いた場
合を例示するものであることについては先にも述べた通
りである。

第１図の構成に於いては、調整抵抗７０に依つて有効磁
束基準φを与え、また調整抵抗器７１に依つて回転数基
準Ｎを与える。

速度制御用増幅器７２に於いては、前記回転数基準Ｎと
回転計発電機６５の出力信号に依り速度検出回路７９で
検出した速度信号との差分を演算し、これをトルク信号
Ｔとして出力する。前記調整用抵抗器７０からの有効磁
束基準φと前記速度制御用増幅器７２の出力Ｔは演算回
路７３に入力されるが、ここでは前にも述べた如く、φ
並びにＴからφ２及びＳωｅを演算し出力する。前記演
算回路７３の出力φ２，Ｓωｅは演算回路７４に入力さ
れる。

前記演算回路７４に於いては、前記演算回路７３の出力
φ２，ｓ４）ｅ並びに速度検出回路７９の出力ωｒに基
き、前にも説明した如き演算を行い、ｅ１並びにωｅを
算出する。一方、３相誘導電動機６４の入力電圧を、電
圧検出回路８１で検出し、電圧非正弦波率演算回路８２
に於いて、前にも述べた如き演算を行う事に依り、正弦
波電圧基準との差分ｅ″１を算出する。前記演算回路７
４の出力ｅ１は、前記電圧非正弦波率演算回路８２の出
力ｅ″１信号に依つて補正され、この信号が交流一直流
コンバータ６２の出力電圧基準として用いられる。一方
、交流一直流コンバータ６２の出力直流回路の電圧を、
電圧検出回路６６で検出して、これを電圧帰還信号とし
ている。一次電圧制御用増幅器６８に於ては前記電圧帰
還信号を前記出力電圧基準と突き合せ、その差分信号を
コンバータ用位相制御回路６７に入力している。前記位
相制御回路６７は前記差分信号に基き、交流一直流コン
バータ６２の各構成素子の点弧パルスを制御して、前記
交流一直流コンバータ６２の出力を必要な電圧に制御す
るものである。一方、演算回路７４の出力信号ωｅと周
波数検出回路７８の出力の周波数信号はその差分を周波
数制御用増幅器７５に入力され、増幅される。

前記周波数制御用増幅器７５の出力は電圧／周波数変換
回路７６に与えられ、９００位相差の２相出力Ｄ，ｑの
発振信号に変換される。２相／３相変換器７７は前記２
相出力Ｄ，ｑを３相の発振信号に変換して、これを直流
一交流インバータ６３の位相制御回路６９に与える。そ
の結果、直流一交流インバータ６３の各構成素子の点弧
パルス信号が制御され、その出力に依つて３相誘導電動
機６４が駆動される。以上述べた如き制御回路群を通じ
て、商用電源は交流一直流コンバータ６２で必要な電圧
の直流に変換され、コンデンサＣで平滑された上で直流
一交流インバータ６３を通じて必要な周波数の交流に変
換され、３相誘導電動機６４に与えられる。

この結果、前記３相誘導電動機には駆動トルクが発生し
、回転力が生じるが、この時の回転数は回転計発電機６
５で検出され帰還される事となる。以上述べた如き構成
に依り、３相誘導電動機６４のトルク制御を行うにあた
つても、必要最小限の電流で効率的な、またトルクリツ
プルの少ない制御を効果的に実施する事が出来る。

なお、上記実施例に於いては、直流方式形波電圧形イン
バータを用いた誘導電動機制御回路を例示したが、本発
明の実施はこれに限定されるものではなく、変換器とし
てサイクロコンバータやＰＷＭ（パルス幅変調）形変換
器を用いてもよい事は勿論である。

また、方形波電流制御の場合は、有効分として基本波電
流が働く事になるが、正弦波出力の変換器を用いて有効
電流の割合を高める事も可能である。

更に上記実施例ではクローズドループとして、速度制御
ループ、１次電圧制御ループ、電動機１次周波数制御ル
ープを持つ構成を例示したが、必要に応じてクローズド
ループの数を増減する事は可能である。

以上述べた如く、本発明に依れば、誘導電動機のベクト
ル制御を行うに当つて、従来は２次鎖交磁束制御であつ
た為に有効磁束が必ずしも一定では無く、トルクが必ず
しも有効電流に比例しない為に必要以上の電流を流す場
合が生じていたのに対して、有効磁束制御に依り、トル
クが有効電流に比例する事から必要最小限の電流での制
御が可能となり、また正しい定出力制御を行う事の出来
る新規の誘導電動機制御装置を得る事が出来るものであ
り、回転機の自動制御を行うに当つて必要な条件として
の、小容量設備に依る大容量システムの制御という要求
を満足する事が出来るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る誘導電動機制御装置の
システム構成図、第２図、第３図、第４図は第１図のシ
ステムの詳細な構成を示す部分回路構成図、第５図は計
算式諸量と誘導電動機の対応関係を示す説明図、第６図
は第２図の回路の動作を説明するベクトル図である。６２・・・交流一直流コンバータ、６３・・・直流一交
流インバータ、６４・・・３相誘導電動機、６６・・・
電圧検出回路、６７・・・コンバータ位相制御回路、６
８・・・１次電圧制御用増幅器、６９・・・インバータ
位相制御回路、７０，７１・・・調整抵抗器、７２・・
・速度制御用増幅器、７３，７４・・・演算回路、７５
・・電動機１次周波数制御用増幅器、７６・・・電圧／
周波数変換回路、８２・・・電圧非正弦波率演算回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１可変電圧、可変周波数の交流電力を誘導電動機に供
給する変換器と、前記誘導電動機の有効磁束および回転
速度基準をそれぞれ設定する設定手段と、前記誘導電動
機の一次電圧、回転速度および回転角速度を検出する検
出手段と、有効磁束ベクトルが一次電流ベクトルおよび
二次電流ベクトルのベクトル和と一次二次相互インダク
タンスの積であること、及び有効磁束ベクトルは二次鎖
交磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分に分
離できることから、一次電流および二次電流を二次鎖交
磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分に分離
演算し、設定された有効磁束基準と設定された回転速度
基準および検出された回転速度の差として与えられるト
ルク基準とから二次鎖交磁束を演算しかつこの二次鎖交
磁束および前記トルク基準によりすべり周波数を演算す
る第１の演算回路と、演算された二次鎖交磁束およびす
べり周波数から一次鎖交磁束を演算し、一次抵抗降下分
と前記一次鎖交磁束の変化の割合に比例する成分および
前記一次鎖交基準に比例する成分の和から一次電圧を演
算しかつ演算した前記すべり周波数および検出した回転
角速度の和から一次周波数を演算する第２の演算回路と
、演算された一次周波数を電圧／周波数変換して正弦波
電圧基準を作る正弦波発振回路と、検出された前記誘導
電動機の一次電圧および前記正弦波電圧基準を比較し、
各相の差分の平均値を加えることによつて非正弦波率を
演算する第３の演算回路とを具備し、前記第２の演算回
路によつて演算された一次電圧を前記の第３の演算回路
の非正弦波率で補正した信号により前記変換器の電圧の
大きさを制御し、前記正弦波電圧基準によつて前記変換
機の周波数を制御することを特徴とする誘導電動機制御
装置。