JPS6042709B2 - 誘導電動機制御装置 - Google Patents
誘導電動機制御装置Info
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- JPS6042709B2 JPS6042709B2 JP53120066A JP12006678A JPS6042709B2 JP S6042709 B2 JPS6042709 B2 JP S6042709B2 JP 53120066 A JP53120066 A JP 53120066A JP 12006678 A JP12006678 A JP 12006678A JP S6042709 B2 JPS6042709 B2 JP S6042709B2
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- magnetic flux
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- induction motor
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は誘導電動機制御装置に係り、特に誘導電動機
の電圧形トルク制御を行うに好適な誘導電動機制御装置
に関する。
の電圧形トルク制御を行うに好適な誘導電動機制御装置
に関する。
従来、誘導電動機の制御を行う場合、有効磁束と2次
漏れ磁束の和である2次鎖交磁束の値を基準値として与
え、他に回転速度又はトルクの基準値を与え、これに依
り操作すべき緒量をベクトル演算し、この結果に基き緒
量の制御を行つていた。
漏れ磁束の和である2次鎖交磁束の値を基準値として与
え、他に回転速度又はトルクの基準値を与え、これに依
り操作すべき緒量をベクトル演算し、この結果に基き緒
量の制御を行つていた。
かかる従来方式に依ると、2次鎖交磁束を指令値に合
わせるべく制御が行なわれるので、有効磁束は一定では
なく変化してしまう。
わせるべく制御が行なわれるので、有効磁束は一定では
なく変化してしまう。
ところが、有効磁束が設定されていないと、トルクを有
効電流に比例させる事が出来ないし、定出力制御を行う
事も難かしくなる。更に、定出力制御を行う為に界磁弱
め制御を行う必要があるが、これは有効磁、束を操作し
て成立つ事であり、従つて2次鎖交磁束を操作しても意
味がない。 以上述べた如く、2次鎖交磁束を指令して
誘導電動機の制御を行うと、トルク指令を満足させる為
に必要以上の電流が流れる場合があり、従つて有効磁束
を指令して、必要最小限の電流で誘導電動機の制御を行
う装置に対する要求が強かつた。
効電流に比例させる事が出来ないし、定出力制御を行う
事も難かしくなる。更に、定出力制御を行う為に界磁弱
め制御を行う必要があるが、これは有効磁、束を操作し
て成立つ事であり、従つて2次鎖交磁束を操作しても意
味がない。 以上述べた如く、2次鎖交磁束を指令して
誘導電動機の制御を行うと、トルク指令を満足させる為
に必要以上の電流が流れる場合があり、従つて有効磁束
を指令して、必要最小限の電流で誘導電動機の制御を行
う装置に対する要求が強かつた。
従つて、本発明の目的は、有効磁束指令に依り、効果的
な誘導電動機のトルク制御を可能とした誘導電動機制御
装置を提供するにある。本発明の他の目的は、非正弦波
電圧出力の変換器を用いた場合でも、発生トルクリツプ
ルを減少すべく、電流の非正弦波率を算出して、電圧基
準を調整する如く構成された誘導電動機制御装置を提供
するにある。
な誘導電動機のトルク制御を可能とした誘導電動機制御
装置を提供するにある。本発明の他の目的は、非正弦波
電圧出力の変換器を用いた場合でも、発生トルクリツプ
ルを減少すべく、電流の非正弦波率を算出して、電圧基
準を調整する如く構成された誘導電動機制御装置を提供
するにある。
以下、図面に従つて、本発明の誘導電動機制御装置を更
に詳細に説明する。
に詳細に説明する。
第1図は本発明の一実施例に係る誘導電動機制御装置の
システム構成図で、特に直流式方形波電圧形インバータ
を主な構成とした場合を例示するものである。
システム構成図で、特に直流式方形波電圧形インバータ
を主な構成とした場合を例示するものである。
同図中、62は交流一直流コンバータ、63は直流一交
流インバータ、64は3相誘導電動機、65は前記3相
誘導電動機64に軸着される回転計発電機、66は前記
交流一直流コンバータ62の出力、即ち1次電圧の電圧
検出回路、67は前記交流一直流コンバータ62を制御
するコンバータ位相制御回路、68は1次電圧制御増幅
器、69は前記直流一交流インバータ63を制御するイ
ンバータ位相制御回路、70は有効磁束設定用の調整抵
抗器、71は回転数設定用の調整抵抗器、72は速度制
御用増幅器、73は有効磁束、トルク/2次鎖交磁束、
すベリ周波数の演算回路、74は2次鎖交磁束、すベリ
周波数/1次電圧、電動機1次周波数の演算回路、75
は.電動機1次周波数の制御用増幅器、76は電圧/周
波数変換回路、77は2相/3相変換回路、78は周波
数検出回路、79は速度検出回路、81は直流一交流イ
ンバータ63の出力、即ち電動機1次電圧の電圧検出回
路、82は電圧非正弦波率.演算回路をそれぞれ示すも
のである。また、第2図は第1図に示した演算回路73
の詳細な構成を示す回路構成図で、有効磁束の値φ及び
トルクの指令値Tに依り、2次鎖交磁束の値φ2及びす
ベリ周波数SWeを演算する構成を示・すものである。
流インバータ、64は3相誘導電動機、65は前記3相
誘導電動機64に軸着される回転計発電機、66は前記
交流一直流コンバータ62の出力、即ち1次電圧の電圧
検出回路、67は前記交流一直流コンバータ62を制御
するコンバータ位相制御回路、68は1次電圧制御増幅
器、69は前記直流一交流インバータ63を制御するイ
ンバータ位相制御回路、70は有効磁束設定用の調整抵
抗器、71は回転数設定用の調整抵抗器、72は速度制
御用増幅器、73は有効磁束、トルク/2次鎖交磁束、
すベリ周波数の演算回路、74は2次鎖交磁束、すベリ
周波数/1次電圧、電動機1次周波数の演算回路、75
は.電動機1次周波数の制御用増幅器、76は電圧/周
波数変換回路、77は2相/3相変換回路、78は周波
数検出回路、79は速度検出回路、81は直流一交流イ
ンバータ63の出力、即ち電動機1次電圧の電圧検出回
路、82は電圧非正弦波率.演算回路をそれぞれ示すも
のである。また、第2図は第1図に示した演算回路73
の詳細な構成を示す回路構成図で、有効磁束の値φ及び
トルクの指令値Tに依り、2次鎖交磁束の値φ2及びす
ベリ周波数SWeを演算する構成を示・すものである。
同図中、8はφ2選定用バイアス、9,10はφ2選定
用ダイオード、11は平方根関数発生器、12,14,
19は自乗関数発生器、13は1+T2P演算回路、1
5はT2ら演算回路、16,20は乗算器、17は反比
例関数発生器、18はトルク基準入力、21はR2演算
回路、22は極性変換回路をそれぞれ示すものである。
また、第3図は第1図に示した演算回路74の詳細な構
成を示す回路構成図で、2次鎖交磁束の値φ2及びすベ
リ周波数SWeより、1次電圧の値e1及び1次周波数
Weを演算する構成を示すものである。
用ダイオード、11は平方根関数発生器、12,14,
19は自乗関数発生器、13は1+T2P演算回路、1
5はT2ら演算回路、16,20は乗算器、17は反比
例関数発生器、18はトルク基準入力、21はR2演算
回路、22は極性変換回路をそれぞれ示すものである。
また、第3図は第1図に示した演算回路74の詳細な構
成を示す回路構成図で、2次鎖交磁束の値φ2及びすベ
リ周波数SWeより、1次電圧の値e1及び1次周波数
Weを演算する構成を示すものである。
同図中、31はL1/M演算回路、32は1+貸・T4
・Pの演算回路、33,36はP演算回路、34はT4
演算回路、35,37,38,43は乗算器、39は1
/M演算回路、40は1+T3P演算回路、41,44
はr1演算回路、42はT3/M演算回路、45,46
は自乗関数発生器、47は平方根関数発生器をそれぞれ
示すものである。第4図は第1図に示した電圧非正弦波
率演算回路82の詳細な構成を示す回路構成図で、非正
弦波出力のインバータ回路を使用した楊合の正弦波基準
と実際の電圧波形の相異を計算する回路を構成するもの
である。
・Pの演算回路、33,36はP演算回路、34はT4
演算回路、35,37,38,43は乗算器、39は1
/M演算回路、40は1+T3P演算回路、41,44
はr1演算回路、42はT3/M演算回路、45,46
は自乗関数発生器、47は平方根関数発生器をそれぞれ
示すものである。第4図は第1図に示した電圧非正弦波
率演算回路82の詳細な構成を示す回路構成図で、非正
弦波出力のインバータ回路を使用した楊合の正弦波基準
と実際の電圧波形の相異を計算する回路を構成するもの
である。
同図中、101,102,105,106,131,1
11,112,115,116,121,122,12
5,126は抵抗器、103,132,113,123
は演算増幅器、104,108,114,118,12
4,128は乗算器、107,117,127はフィル
タ、109,119,129は平均出力零制御用増幅器
である。
11,112,115,116,121,122,12
5,126は抵抗器、103,132,113,123
は演算増幅器、104,108,114,118,12
4,128は乗算器、107,117,127はフィル
タ、109,119,129は平均出力零制御用増幅器
である。
以上述べた如き構成に於いて、以下その動作について詳
細に説明する。
細に説明する。
なお、説明に当つて用いられる計算式中で用いられる諸
量について、誘導電動機64との対応関係を第5図の説
明図に示す。第5図中、δ1は1次電圧ベクトル、み,
は2次電圧ベクトル、i1は1次電流ベクトル、I2は
2次電流ベクトル、L1は1次インダクタンス、Mは相
互インダクタンス、!は2次インダクタンス、11は1
次漏れインダクタンス、1.は2次漏れインダクタンス
、rェは1次抵抗、R2は2次抵抗、φ1は1次鎖交磁
束ベクトル、φは有効磁束ベクトル、φ2は2次鎖交磁
束ベクトル、Weは電動機1次周波数、Sはすベリ、ω
rは回転子の回転角速度、Pは微分演算子、θeは電動
機1次回転角度、0rは回転角度である。今、誘導電動
機の基本方程式を、1次は固定座標で表わし、2次は回
転子の回転速度と同じ速度で回転する回転座標で表わす
ととなる。
量について、誘導電動機64との対応関係を第5図の説
明図に示す。第5図中、δ1は1次電圧ベクトル、み,
は2次電圧ベクトル、i1は1次電流ベクトル、I2は
2次電流ベクトル、L1は1次インダクタンス、Mは相
互インダクタンス、!は2次インダクタンス、11は1
次漏れインダクタンス、1.は2次漏れインダクタンス
、rェは1次抵抗、R2は2次抵抗、φ1は1次鎖交磁
束ベクトル、φは有効磁束ベクトル、φ2は2次鎖交磁
束ベクトル、Weは電動機1次周波数、Sはすベリ、ω
rは回転子の回転角速度、Pは微分演算子、θeは電動
機1次回転角度、0rは回転角度である。今、誘導電動
機の基本方程式を、1次は固定座標で表わし、2次は回
転子の回転速度と同じ速度で回転する回転座標で表わす
ととなる。
座標を1次電圧に依る回転磁束と同じ速度で回転する座
標に統一する為に、で表わされる変換スピナー(Spi
nOr)を両辺に乗じ、回転磁束座標に依り表わされる
変数にOを付すると、これを一次、二次に分解すると、 となる。
標に統一する為に、で表わされる変換スピナー(Spi
nOr)を両辺に乗じ、回転磁束座標に依り表わされる
変数にOを付すると、これを一次、二次に分解すると、 となる。
ここで、とすると、
となる。
3相誘導電動機64がかご形電動機の場合、e1=r1
・i1+pφ1+jωeφ1 ・(13)となり
、φ2の定義よりとなる。
・i1+pφ1+jωeφ1 ・(13)となり
、φ2の定義よりとなる。
ここで、座標をφ2軸に固定して、D,q軸に分解する
と、となり、したがつて が算出される。
と、となり、したがつて が算出される。
一方、トルクはとなる。
また、有効磁束は、となる。
トルクと有効磁束指示による制御を行うには、Tとφに
より他の変数が決定されなければならない。
より他の変数が決定されなければならない。
ここで、(22)式より、となる。
今、(23)式に於いて、第2図の如く、系として問題
とならない程度の応答速度の増幅器を用いれば、T,φ
(=lφ1)の指示に依り、小なる方のφ2を決定する
事ができる。
とならない程度の応答速度の増幅器を用いれば、T,φ
(=lφ1)の指示に依り、小なる方のφ2を決定する
事ができる。
上述の事を、第6図のベクトル図に従つて説明するに、
同図は誘導電動機64の有効磁束φ、2次鎖交磁束φ2
の位相関係に依り、あるトルク設定値に対して2種類鎖
交磁束φ2の値を取り得る事を示すものである。
同図は誘導電動機64の有効磁束φ、2次鎖交磁束φ2
の位相関係に依り、あるトルク設定値に対して2種類鎖
交磁束φ2の値を取り得る事を示すものである。
即ち、有効磁束ベクトルφと2次鎖交磁束ベクトルφ2
の差分ベクトル(L2−M)I2は、2次電流ベクトル
φ2と並行でなければならないし、2次電流ベクトルφ
2は有効磁束ベクトルφより90電以上遅れる事から、
2次鎖交磁束ベクトルφ2の小さい方の値が求める方の
値という事に”なる。
の差分ベクトル(L2−M)I2は、2次電流ベクトル
φ2と並行でなければならないし、2次電流ベクトルφ
2は有効磁束ベクトルφより90電以上遅れる事から、
2次鎖交磁束ベクトルφ2の小さい方の値が求める方の
値という事に”なる。
従つて、第2図の回路構成は、2次鎖交磁束φ2を求め
るに当つて、小さい方の値を求める如き構成を採つてい
る。
るに当つて、小さい方の値を求める如き構成を採つてい
る。
また、(21)式より、
となり、従つて第2図に示す如き通常の演算回路構成で
、T及びφの指示に基きSO)eを決定する事が出来る
ものである。
、T及びφの指示に基きSO)eを決定する事が出来る
ものである。
ところで、実際の装置で制御出来るのは、Iell(=
e),ωeであるので、φ2,s0)eよりこれらを求
める必要がある。
e),ωeであるので、φ2,s0)eよりこれらを求
める必要がある。
電動機速度ωrを用いて、
WV覧ノW 〜 聯W &
\yυノとなる。
\yυノとなる。
φ2軸基準で演算すれば、(a),(16)〜(19)
式よりとなる。
式よりとなる。
但し、T4?である。また、 Mr2
(16),(17)式より、
となり、(13)式より ゛−″
となる。
となる。
この値は、第3図の回路構成を通じて求める事が出来る
。なお、T,φの指示を満足するには、El,ωeを制
御すれば必要十分である事は、以下に述べる如くして証
明出来る。
。なお、T,φの指示を満足するには、El,ωeを制
御すれば必要十分である事は、以下に述べる如くして証
明出来る。
先ず、(25)式に依り、ωeよりSωeが決定される
。
。
また、(26),(28)式を用いて、ωE,SωE,
elに依りφ,φが決定される。(18),(19)式
を用いて、SO)eとφ2に依りφ2軸基準のiが決定
される。また、(21)式を用いて、SO)eとφ2に
依りTが決定される。そして、(22)式を用いて、S
ωeとφ2に依り、φ2軸基準のφが決定される。第2
図並びに第3図の構成は、上記各演算を実行する為の回
路を構成するものであるが、以下その動作について詳細
に説明する。
elに依りφ,φが決定される。(18),(19)式
を用いて、SO)eとφ2に依りφ2軸基準のiが決定
される。また、(21)式を用いて、SO)eとφ2に
依りTが決定される。そして、(22)式を用いて、S
ωeとφ2に依り、φ2軸基準のφが決定される。第2
図並びに第3図の構成は、上記各演算を実行する為の回
路を構成するものであるが、以下その動作について詳細
に説明する。
先ず、第2図の構成は、調整抵抗器70に依つて与えら
れる有効磁束φ並びにトルク基準入力18であるトルク
Tから、(23),(24)式に基きφ2並びにSO)
eを求める為のである。
れる有効磁束φ並びにトルク基準入力18であるトルク
Tから、(23),(24)式に基きφ2並びにSO)
eを求める為のである。
ここで、演算増幅器4はφ2制御回蹟を構成するもので
、平方根関数発生器11、自乗関数発生器12,14,
1+T2P演算回路13、T2ら演算回路15、乗算器
16、反比例関数発生器17に依り、(23)式の演算
を実行し、φ2,Tからるの大きさφを計算し、更に極
性変換回路22で極性変換を行い、φの基準に対する帰
還信号として前記演算増幅器4に帰還してる。
、平方根関数発生器11、自乗関数発生器12,14,
1+T2P演算回路13、T2ら演算回路15、乗算器
16、反比例関数発生器17に依り、(23)式の演算
を実行し、φ2,Tからるの大きさφを計算し、更に極
性変換回路22で極性変換を行い、φの基準に対する帰
還信号として前記演算増幅器4に帰還してる。
以上の構成は、φ制御ループを構成しているが、この時
の演算増幅器4の出力であるφ2としては、2つの値を
とに得るので、小さな方の値のみの選択出力を行なわせ
るべく、調整抵抗器8、ダイオード9,10に依つてバ
イアスを与える。
の演算増幅器4の出力であるφ2としては、2つの値を
とに得るので、小さな方の値のみの選択出力を行なわせ
るべく、調整抵抗器8、ダイオード9,10に依つてバ
イアスを与える。
従つて、最終的には、所要のφ2出力を得る事が出来る
ものである。一方、反比例関数発生器17、自乗関数発
生器19、乗算器20、R2演算回路21は、(24)
式の演算を実行するので、φ2,TからSO)eを演算
する系を構成するものである。
ものである。一方、反比例関数発生器17、自乗関数発
生器19、乗算器20、R2演算回路21は、(24)
式の演算を実行するので、φ2,TからSO)eを演算
する系を構成するものである。
また、第3図の構成は、(25),(28),(29)
の各式の演算を実行して、φ2,s6)E,ωrの各入
力から、El,ωeを求める為のものである。
の各式の演算を実行して、φ2,s6)E,ωrの各入
力から、El,ωeを求める為のものである。
ここで、L1/M演算回路31、1+?Y4P演算,回
路32、P演算回路33は(28)式の実数部第3項を
計算し、T4演算回路3牡乗算器35,38は(28)
式の実数部第2項を計算し、また1/M演算回路39、
1+T3P演算回路40、r1演算回路41は(28)
式の実数部第1項を計算している。以上述べた各回路群
で演算された各項は、その総和を自乗関数発生器46に
力される。一方、T4演算回路3牡乗算器35、P演算
回路36は(28)式の虚数部第3項を計算し、T4演
算回路34、乗算器35、乗算器37は(28)式の虚
数部第2項を計算し、またT3/M演算回路42、乗算
器43、r1演算回路44は(28)式の虚数部第1項
を計算している。以上のL各回路群で演算された各項は
、その総和を自乗関数発生器45に入力される。前記各
自乗関数発生器45,46の出力は、その和を平方根関
数発生器47に入力されるが、該関数発生器47の出力
はe1の大きさe1となる。
路32、P演算回路33は(28)式の実数部第3項を
計算し、T4演算回路3牡乗算器35,38は(28)
式の実数部第2項を計算し、また1/M演算回路39、
1+T3P演算回路40、r1演算回路41は(28)
式の実数部第1項を計算している。以上述べた各回路群
で演算された各項は、その総和を自乗関数発生器46に
力される。一方、T4演算回路3牡乗算器35、P演算
回路36は(28)式の虚数部第3項を計算し、T4演
算回路34、乗算器35、乗算器37は(28)式の虚
数部第2項を計算し、またT3/M演算回路42、乗算
器43、r1演算回路44は(28)式の虚数部第1項
を計算している。以上のL各回路群で演算された各項は
、その総和を自乗関数発生器45に入力される。前記各
自乗関数発生器45,46の出力は、その和を平方根関
数発生器47に入力されるが、該関数発生器47の出力
はe1の大きさe1となる。
一方、Sωr並びにωrの各入力は、(25)式に従つ
てその和を演算され、ωeとして出力される。次に、本
発明の主要回路となる第4図の構成について説明する。
てその和を演算され、ωeとして出力される。次に、本
発明の主要回路となる第4図の構成について説明する。
第4図は前にも述べた様に、正゛弦波でない電圧で誘導
電動機を駆動する場合に、正弦波電圧基準と、実際の電
圧との波形の相異を演算する回路である。第4図の構成
に於いて、演算増幅器103に抵抗101を通じて入力
されるElRは1次R相の正弦波電圧基準である。
電動機を駆動する場合に、正弦波電圧基準と、実際の電
圧との波形の相異を演算する回路である。第4図の構成
に於いて、演算増幅器103に抵抗101を通じて入力
されるElRは1次R相の正弦波電圧基準である。
一方、1次R相の実際の波形信号e″1Rは、前記演算
増幅器103の負側に抵抗106を通じて入力され、そ
の結果、ElRとe″1Rの差分信号が抵抗102、演
算増幅器103の増幅回路で増幅される。なお、この場
合、演算増幅器103の出力として、差分のみを得る為
に、平均出力零制御が行なわれる。具体的には、演算増
幅器103の出力をフィルタ107を介して増幅器10
9に入力する。そして、前記増幅器109の出力信号と
e″1R信号を乗算器108に於いて乗算し、これを抵
抗106を介して演算増幅器103の負側に与える事に
依り、該演算増幅器103の出力をElRI:ニ.e″
1Rの差分のみとする。以上述べた如くして得られた差
分信号は、乗算器104に於いてElR信号を乗じられ
、加重平均をとられた上で、抵抗105を通じて演算増
幅器132に与えられる。一方、S相についても、11
1〜119で示される回路群を通じて全く同様演算を施
され、演算増幅器132に与えられる。
増幅器103の負側に抵抗106を通じて入力され、そ
の結果、ElRとe″1Rの差分信号が抵抗102、演
算増幅器103の増幅回路で増幅される。なお、この場
合、演算増幅器103の出力として、差分のみを得る為
に、平均出力零制御が行なわれる。具体的には、演算増
幅器103の出力をフィルタ107を介して増幅器10
9に入力する。そして、前記増幅器109の出力信号と
e″1R信号を乗算器108に於いて乗算し、これを抵
抗106を介して演算増幅器103の負側に与える事に
依り、該演算増幅器103の出力をElRI:ニ.e″
1Rの差分のみとする。以上述べた如くして得られた差
分信号は、乗算器104に於いてElR信号を乗じられ
、加重平均をとられた上で、抵抗105を通じて演算増
幅器132に与えられる。一方、S相についても、11
1〜119で示される回路群を通じて全く同様演算を施
され、演算増幅器132に与えられる。
また、T相についても、121〜129で示される回路
群を通じて全く同様演算を施され、演算増幅器132に
与えられる。
群を通じて全く同様演算を施され、演算増幅器132に
与えられる。
演算増幅器132に於いては、以上述べた如くして得ら
れたR,S,Tの各相の差分の加重平均値の総和をとり
、抵抗105,115,125,131で決定される増
幅率に従つてこれを増幅し、出力信号e″1を得る。
れたR,S,Tの各相の差分の加重平均値の総和をとり
、抵抗105,115,125,131で決定される増
幅率に従つてこれを増幅し、出力信号e″1を得る。
前記出信号e″1は電圧基準調整用の信号として用いら
れる。以上説明した、第2図、第3図、第4図の各構成
をそれぞれ有効磁束、トルク/2次鎖交磁束、すベリ周
波数演算回路73、2次鎖交磁束、すベリ周波数/1次
電圧、電動機1次周波数、演算回路74、電圧非正弦波
率演算回路82として用いたのが第1図の誘動電動機制
御装置で、直流方式方形波電圧形インバータを用いた場
合を例示するものであることについては先にも述べた通
りである。
れる。以上説明した、第2図、第3図、第4図の各構成
をそれぞれ有効磁束、トルク/2次鎖交磁束、すベリ周
波数演算回路73、2次鎖交磁束、すベリ周波数/1次
電圧、電動機1次周波数、演算回路74、電圧非正弦波
率演算回路82として用いたのが第1図の誘動電動機制
御装置で、直流方式方形波電圧形インバータを用いた場
合を例示するものであることについては先にも述べた通
りである。
第1図の構成に於いては、調整抵抗70に依つて有効磁
束基準φを与え、また調整抵抗器71に依つて回転数基
準Nを与える。
束基準φを与え、また調整抵抗器71に依つて回転数基
準Nを与える。
速度制御用増幅器72に於いては、前記回転数基準Nと
回転計発電機65の出力信号に依り速度検出回路79で
検出した速度信号との差分を演算し、これをトルク信号
Tとして出力する。前記調整用抵抗器70からの有効磁
束基準φと前記速度制御用増幅器72の出力Tは演算回
路73に入力されるが、ここでは前にも述べた如く、φ
並びにTからφ2及びSωeを演算し出力する。前記演
算回路73の出力φ2,Sωeは演算回路74に入力さ
れる。
回転計発電機65の出力信号に依り速度検出回路79で
検出した速度信号との差分を演算し、これをトルク信号
Tとして出力する。前記調整用抵抗器70からの有効磁
束基準φと前記速度制御用増幅器72の出力Tは演算回
路73に入力されるが、ここでは前にも述べた如く、φ
並びにTからφ2及びSωeを演算し出力する。前記演
算回路73の出力φ2,Sωeは演算回路74に入力さ
れる。
前記演算回路74に於いては、前記演算回路73の出力
φ2,s4)e並びに速度検出回路79の出力ωrに基
き、前にも説明した如き演算を行い、e1並びにωeを
算出する。一方、3相誘導電動機64の入力電圧を、電
圧検出回路81で検出し、電圧非正弦波率演算回路82
に於いて、前にも述べた如き演算を行う事に依り、正弦
波電圧基準との差分e″1を算出する。前記演算回路7
4の出力e1は、前記電圧非正弦波率演算回路82の出
力e″1信号に依つて補正され、この信号が交流一直流
コンバータ62の出力電圧基準として用いられる。一方
、交流一直流コンバータ62の出力直流回路の電圧を、
電圧検出回路66で検出して、これを電圧帰還信号とし
ている。一次電圧制御用増幅器68に於ては前記電圧帰
還信号を前記出力電圧基準と突き合せ、その差分信号を
コンバータ用位相制御回路67に入力している。前記位
相制御回路67は前記差分信号に基き、交流一直流コン
バータ62の各構成素子の点弧パルスを制御して、前記
交流一直流コンバータ62の出力を必要な電圧に制御す
るものである。一方、演算回路74の出力信号ωeと周
波数検出回路78の出力の周波数信号はその差分を周波
数制御用増幅器75に入力され、増幅される。
φ2,s4)e並びに速度検出回路79の出力ωrに基
き、前にも説明した如き演算を行い、e1並びにωeを
算出する。一方、3相誘導電動機64の入力電圧を、電
圧検出回路81で検出し、電圧非正弦波率演算回路82
に於いて、前にも述べた如き演算を行う事に依り、正弦
波電圧基準との差分e″1を算出する。前記演算回路7
4の出力e1は、前記電圧非正弦波率演算回路82の出
力e″1信号に依つて補正され、この信号が交流一直流
コンバータ62の出力電圧基準として用いられる。一方
、交流一直流コンバータ62の出力直流回路の電圧を、
電圧検出回路66で検出して、これを電圧帰還信号とし
ている。一次電圧制御用増幅器68に於ては前記電圧帰
還信号を前記出力電圧基準と突き合せ、その差分信号を
コンバータ用位相制御回路67に入力している。前記位
相制御回路67は前記差分信号に基き、交流一直流コン
バータ62の各構成素子の点弧パルスを制御して、前記
交流一直流コンバータ62の出力を必要な電圧に制御す
るものである。一方、演算回路74の出力信号ωeと周
波数検出回路78の出力の周波数信号はその差分を周波
数制御用増幅器75に入力され、増幅される。
前記周波数制御用増幅器75の出力は電圧/周波数変換
回路76に与えられ、900位相差の2相出力D,qの
発振信号に変換される。2相/3相変換器77は前記2
相出力D,qを3相の発振信号に変換して、これを直流
一交流インバータ63の位相制御回路69に与える。そ
の結果、直流一交流インバータ63の各構成素子の点弧
パルス信号が制御され、その出力に依つて3相誘導電動
機64が駆動される。以上述べた如き制御回路群を通じ
て、商用電源は交流一直流コンバータ62で必要な電圧
の直流に変換され、コンデンサCで平滑された上で直流
一交流インバータ63を通じて必要な周波数の交流に変
換され、3相誘導電動機64に与えられる。
回路76に与えられ、900位相差の2相出力D,qの
発振信号に変換される。2相/3相変換器77は前記2
相出力D,qを3相の発振信号に変換して、これを直流
一交流インバータ63の位相制御回路69に与える。そ
の結果、直流一交流インバータ63の各構成素子の点弧
パルス信号が制御され、その出力に依つて3相誘導電動
機64が駆動される。以上述べた如き制御回路群を通じ
て、商用電源は交流一直流コンバータ62で必要な電圧
の直流に変換され、コンデンサCで平滑された上で直流
一交流インバータ63を通じて必要な周波数の交流に変
換され、3相誘導電動機64に与えられる。
この結果、前記3相誘導電動機には駆動トルクが発生し
、回転力が生じるが、この時の回転数は回転計発電機6
5で検出され帰還される事となる。以上述べた如き構成
に依り、3相誘導電動機64のトルク制御を行うにあた
つても、必要最小限の電流で効率的な、またトルクリツ
プルの少ない制御を効果的に実施する事が出来る。
、回転力が生じるが、この時の回転数は回転計発電機6
5で検出され帰還される事となる。以上述べた如き構成
に依り、3相誘導電動機64のトルク制御を行うにあた
つても、必要最小限の電流で効率的な、またトルクリツ
プルの少ない制御を効果的に実施する事が出来る。
なお、上記実施例に於いては、直流方式形波電圧形イン
バータを用いた誘導電動機制御回路を例示したが、本発
明の実施はこれに限定されるものではなく、変換器とし
てサイクロコンバータやPWM(パルス幅変調)形変換
器を用いてもよい事は勿論である。
バータを用いた誘導電動機制御回路を例示したが、本発
明の実施はこれに限定されるものではなく、変換器とし
てサイクロコンバータやPWM(パルス幅変調)形変換
器を用いてもよい事は勿論である。
また、方形波電流制御の場合は、有効分として基本波電
流が働く事になるが、正弦波出力の変換器を用いて有効
電流の割合を高める事も可能である。
流が働く事になるが、正弦波出力の変換器を用いて有効
電流の割合を高める事も可能である。
更に上記実施例ではクローズドループとして、速度制御
ループ、1次電圧制御ループ、電動機1次周波数制御ル
ープを持つ構成を例示したが、必要に応じてクローズド
ループの数を増減する事は可能である。
ループ、1次電圧制御ループ、電動機1次周波数制御ル
ープを持つ構成を例示したが、必要に応じてクローズド
ループの数を増減する事は可能である。
以上述べた如く、本発明に依れば、誘導電動機のベクト
ル制御を行うに当つて、従来は2次鎖交磁束制御であつ
た為に有効磁束が必ずしも一定では無く、トルクが必ず
しも有効電流に比例しない為に必要以上の電流を流す場
合が生じていたのに対して、有効磁束制御に依り、トル
クが有効電流に比例する事から必要最小限の電流での制
御が可能となり、また正しい定出力制御を行う事の出来
る新規の誘導電動機制御装置を得る事が出来るものであ
り、回転機の自動制御を行うに当つて必要な条件として
の、小容量設備に依る大容量システムの制御という要求
を満足する事が出来るものである。
ル制御を行うに当つて、従来は2次鎖交磁束制御であつ
た為に有効磁束が必ずしも一定では無く、トルクが必ず
しも有効電流に比例しない為に必要以上の電流を流す場
合が生じていたのに対して、有効磁束制御に依り、トル
クが有効電流に比例する事から必要最小限の電流での制
御が可能となり、また正しい定出力制御を行う事の出来
る新規の誘導電動機制御装置を得る事が出来るものであ
り、回転機の自動制御を行うに当つて必要な条件として
の、小容量設備に依る大容量システムの制御という要求
を満足する事が出来るものである。
第1図は本発明の一実施例に係る誘導電動機制御装置の
システム構成図、第2図、第3図、第4図は第1図のシ
ステムの詳細な構成を示す部分回路構成図、第5図は計
算式諸量と誘導電動機の対応関係を示す説明図、第6図
は第2図の回路の動作を説明するベクトル図である。 62・・・交流一直流コンバータ、63・・・直流一交
流インバータ、64・・・3相誘導電動機、66・・・
電圧検出回路、67・・・コンバータ位相制御回路、6
8・・・1次電圧制御用増幅器、69・・・インバータ
位相制御回路、70,71・・・調整抵抗器、72・・
・速度制御用増幅器、73,74・・・演算回路、75
・・電動機1次周波数制御用増幅器、76・・・電圧/
周波数変換回路、82・・・電圧非正弦波率演算回路。
システム構成図、第2図、第3図、第4図は第1図のシ
ステムの詳細な構成を示す部分回路構成図、第5図は計
算式諸量と誘導電動機の対応関係を示す説明図、第6図
は第2図の回路の動作を説明するベクトル図である。 62・・・交流一直流コンバータ、63・・・直流一交
流インバータ、64・・・3相誘導電動機、66・・・
電圧検出回路、67・・・コンバータ位相制御回路、6
8・・・1次電圧制御用増幅器、69・・・インバータ
位相制御回路、70,71・・・調整抵抗器、72・・
・速度制御用増幅器、73,74・・・演算回路、75
・・電動機1次周波数制御用増幅器、76・・・電圧/
周波数変換回路、82・・・電圧非正弦波率演算回路。
Claims (1)
- 1 可変電圧、可変周波数の交流電力を誘導電動機に供
給する変換器と、前記誘導電動機の有効磁束および回転
速度基準をそれぞれ設定する設定手段と、前記誘導電動
機の一次電圧、回転速度および回転角速度を検出する検
出手段と、有効磁束ベクトルが一次電流ベクトルおよび
二次電流ベクトルのベクトル和と一次二次相互インダク
タンスの積であること、及び有効磁束ベクトルは二次鎖
交磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分に分
離できることから、一次電流および二次電流を二次鎖交
磁束方向の成分およびそれに直交する方向の成分に分離
演算し、設定された有効磁束基準と設定された回転速度
基準および検出された回転速度の差として与えられるト
ルク基準とから二次鎖交磁束を演算しかつこの二次鎖交
磁束および前記トルク基準によりすべり周波数を演算す
る第1の演算回路と、演算された二次鎖交磁束およびす
べり周波数から一次鎖交磁束を演算し、一次抵抗降下分
と前記一次鎖交磁束の変化の割合に比例する成分および
前記一次鎖交基準に比例する成分の和から一次電圧を演
算しかつ演算した前記すべり周波数および検出した回転
角速度の和から一次周波数を演算する第2の演算回路と
、演算された一次周波数を電圧/周波数変換して正弦波
電圧基準を作る正弦波発振回路と、検出された前記誘導
電動機の一次電圧および前記正弦波電圧基準を比較し、
各相の差分の平均値を加えることによつて非正弦波率を
演算する第3の演算回路とを具備し、前記第2の演算回
路によつて演算された一次電圧を前記の第3の演算回路
の非正弦波率で補正した信号により前記変換器の電圧の
大きさを制御し、前記正弦波電圧基準によつて前記変換
機の周波数を制御することを特徴とする誘導電動機制御
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53120066A JPS6042709B2 (ja) | 1978-09-29 | 1978-09-29 | 誘導電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53120066A JPS6042709B2 (ja) | 1978-09-29 | 1978-09-29 | 誘導電動機制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5546887A JPS5546887A (en) | 1980-04-02 |
JPS6042709B2 true JPS6042709B2 (ja) | 1985-09-24 |
Family
ID=14777036
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53120066A Expired JPS6042709B2 (ja) | 1978-09-29 | 1978-09-29 | 誘導電動機制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6042709B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6425402A (en) * | 1987-07-21 | 1989-01-27 | Oki Electric Ind Co Ltd | Inductance adjustment of high frequency module |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57135696A (en) * | 1981-02-13 | 1982-08-21 | Toshiba Corp | Controlling method for induction motor |
JPS5886888A (ja) * | 1981-11-16 | 1983-05-24 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の制御方式 |
-
1978
- 1978-09-29 JP JP53120066A patent/JPS6042709B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6425402A (en) * | 1987-07-21 | 1989-01-27 | Oki Electric Ind Co Ltd | Inductance adjustment of high frequency module |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5546887A (en) | 1980-04-02 |
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