JPH0257038A - Afc制御電圧発生回路 - Google Patents
Afc制御電圧発生回路Info
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- JPH0257038A JPH0257038A JP63208838A JP20883888A JPH0257038A JP H0257038 A JPH0257038 A JP H0257038A JP 63208838 A JP63208838 A JP 63208838A JP 20883888 A JP20883888 A JP 20883888A JP H0257038 A JPH0257038 A JP H0257038A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[概 要〕
復調器における入力信号のデインタル等化されたI軸及
びQ軸信号をラッチ回路でラッチし、4逓倍器で4逓倍
し、更に周波数弁別器で周波数偏差を発生し、D/A変
換器でアナログ信号に変換して局部発振器の制御電圧を
発生ずるAFC制御電圧発生回路に関し、 周波数の引込範囲を拡大することを目的とし、シンボル
タイミング再生回路からの4倍のサンプルクロックと、
ゼロクロス点のクロックとに基づき、該ゼロクロス点以
外のクロ・ツクを発生して該ラッチ回路及び該周波数弁
別器に与えるクロック処理回路と、該シンボルタイミン
グ再生回路からの4倍のサンプルクロックと、該ゼロク
ロス点のクロックと、該クロック処理回路の出力クロッ
クとに基づき、アイパターンの開いた部分のクロックと
次のクロックとを発生するデータ抽出用クロック発生回
路と、該データ抽出用りI」ツク発生回路からのクロッ
クにより該周波数弁別器の出力をラッチして該D/A変
換器に送る別のラッチ回路とで構成する。
びQ軸信号をラッチ回路でラッチし、4逓倍器で4逓倍
し、更に周波数弁別器で周波数偏差を発生し、D/A変
換器でアナログ信号に変換して局部発振器の制御電圧を
発生ずるAFC制御電圧発生回路に関し、 周波数の引込範囲を拡大することを目的とし、シンボル
タイミング再生回路からの4倍のサンプルクロックと、
ゼロクロス点のクロックとに基づき、該ゼロクロス点以
外のクロ・ツクを発生して該ラッチ回路及び該周波数弁
別器に与えるクロック処理回路と、該シンボルタイミン
グ再生回路からの4倍のサンプルクロックと、該ゼロク
ロス点のクロックと、該クロック処理回路の出力クロッ
クとに基づき、アイパターンの開いた部分のクロックと
次のクロックとを発生するデータ抽出用クロック発生回
路と、該データ抽出用りI」ツク発生回路からのクロッ
クにより該周波数弁別器の出力をラッチして該D/A変
換器に送る別のラッチ回路とで構成する。
近年、衛星を利用した通信が盛んに行われζいる。特に
、V S A T (Very Small Aper
ture Terminal)の出現で、その利用価値
は、更に高まりつつある。この衛星を利用した通信を行
う場合、周波数の変動が問題となる。その原因として、
衛星内の温度変化に伴うトランスポンダの出力周波数の
変動、ドプラー効果等が考えられる。
、V S A T (Very Small Aper
ture Terminal)の出現で、その利用価値
は、更に高まりつつある。この衛星を利用した通信を行
う場合、周波数の変動が問題となる。その原因として、
衛星内の温度変化に伴うトランスポンダの出力周波数の
変動、ドプラー効果等が考えられる。
このため、受信側では局部発振器の周波数をその変移に
追従させる必要があり、このためAFC(自動周波数制
御: Automatic Frequency C
ontrol)を設ける必要がある。
追従させる必要があり、このためAFC(自動周波数制
御: Automatic Frequency C
ontrol)を設ける必要がある。
本発明は、AFC制御電圧発生回路に関し、特に復調器
における入力信号のディジタル等化されたl軸及びQ軸
信号をラッチ回路でラッチし、4逓倍器で4逓倍し、更
に周波数弁別器で周波数偏差を発生し、D/A変換器で
アナログ信号に変換して局部発振器の制御電圧を発生す
るAFC制御電圧発生回路に関するものである。
における入力信号のディジタル等化されたl軸及びQ軸
信号をラッチ回路でラッチし、4逓倍器で4逓倍し、更
に周波数弁別器で周波数偏差を発生し、D/A変換器で
アナログ信号に変換して局部発振器の制御電圧を発生す
るAFC制御電圧発生回路に関するものである。
第8図はAFC機能を備えた一般的な4相−PSK復調
回路を概略的に示したもので、入力信号を4相直交検波
器11でアナログのl軸信号とQ軸信号とに分離し、こ
れを更にΔ/D変換器12でディジタル信号に変換した
後、ディジタル1−ランスバーザルフィルタ(DTP)
13で線路等化してl軸及びQ軸のディジタル等化出力
を発生し、該ディジタル等化出力に基づいて搬送波再生
回路(CR)14が識別再生されたI軸データとQ軸デ
ータとを発生する。
回路を概略的に示したもので、入力信号を4相直交検波
器11でアナログのl軸信号とQ軸信号とに分離し、こ
れを更にΔ/D変換器12でディジタル信号に変換した
後、ディジタル1−ランスバーザルフィルタ(DTP)
13で線路等化してl軸及びQ軸のディジタル等化出力
を発生し、該ディジタル等化出力に基づいて搬送波再生
回路(CR)14が識別再生されたI軸データとQ軸デ
ータとを発生する。
この場合、入力した信号周波数に対して局部発振周波数
が数10 K Il z以上の偏差が生していた場合、
搬送波再生回路14 i;I正常に動作し2ない。
が数10 K Il z以上の偏差が生していた場合、
搬送波再生回路14 i;I正常に動作し2ない。
そこでAFCをかiJて局部発振周波数を、搬送波再生
回路14か正常に動作できる周波数に変化させる必要が
あり、これを行うため、フィルタ13のディジタル等化
出力をへFC制御電圧発住回路15に入力し、その出力
電圧の高周波数成分をループフィルタ(LPF)16で
除去し、この復調器の局部発振器としての電圧制御発振
器(VCXO)17に制御電圧を与えることにより、4
相検波器11の局部発振周波数を制御し、以て点線で示
すAFCループを形成している。
回路14か正常に動作できる周波数に変化させる必要が
あり、これを行うため、フィルタ13のディジタル等化
出力をへFC制御電圧発住回路15に入力し、その出力
電圧の高周波数成分をループフィルタ(LPF)16で
除去し、この復調器の局部発振器としての電圧制御発振
器(VCXO)17に制御電圧を与えることにより、4
相検波器11の局部発振周波数を制御し、以て点線で示
すAFCループを形成している。
また、この復調器の各部の動作は、シンボルタイミング
再生回路(STR)18が、フィルタ13の出力に基づ
いて生成したソンポルタイミングクロックCL K 1
を用いて行われ、特にAFC制御電圧発生回路15には
シンボルタイミング再生回路18から後述する別のクロ
ックCL K 2が与えられている。
再生回路(STR)18が、フィルタ13の出力に基づ
いて生成したソンポルタイミングクロックCL K 1
を用いて行われ、特にAFC制御電圧発生回路15には
シンボルタイミング再生回路18から後述する別のクロ
ックCL K 2が与えられている。
第9図は、このAFC制御電圧発生回路15を示したブ
ロック図で、フィルタ13でディジタル等化されたl軸
及びQ軸信号をラッチ回路(DFF)1でラッチし、4
逓倍器2で4逓倍し、更に周波数弁別器3で周波数偏差
を弁別し、D/A変換器4でアナログ信号に変換して局
部発振器17のための制御電圧を発生する。
ロック図で、フィルタ13でディジタル等化されたl軸
及びQ軸信号をラッチ回路(DFF)1でラッチし、4
逓倍器2で4逓倍し、更に周波数弁別器3で周波数偏差
を弁別し、D/A変換器4でアナログ信号に変換して局
部発振器17のための制御電圧を発生する。
更に、周波数弁別器3は、1クロック分遅延させるため
の遅延回路31.32と、1クロック分遅延されたl軸
信号又はQ軸信号と、遅延されないQ軸信号又はl軸信
号とをそれぞれ掛は合わせる乗算器33.34と、乗算
器33.34の出力差を計算する減算器35とで構成さ
れている。
の遅延回路31.32と、1クロック分遅延されたl軸
信号又はQ軸信号と、遅延されないQ軸信号又はl軸信
号とをそれぞれ掛は合わせる乗算器33.34と、乗算
器33.34の出力差を計算する減算器35とで構成さ
れている。
そして、ラッチ回路1のラッチ動作及び周波数弁別器3
の遅延回路31.32の遅延動作はシンボルタイミング
再生回路18からのクロックCLK2によって行われる
。このクロックCL K 2は、受信信号のアイパター
ンの最も開いた時点に対応して発生されるものである。
の遅延回路31.32の遅延動作はシンボルタイミング
再生回路18からのクロックCLK2によって行われる
。このクロックCL K 2は、受信信号のアイパター
ンの最も開いた時点に対応して発生されるものである。
従って、第10図に示すように、受信した入力信号■は
、クロックCL K 1によってラッチされた信号■と
なり、更に4逓倍器2で4逓倍された信号■となり、遅
延回路3I、32で1クロック分遅延された信号■とな
り、乗算器33.34で信号■となり、減算器35から
周波数弁別出力信号■としてD/A変換器4から出力さ
れる。
、クロックCL K 1によってラッチされた信号■と
なり、更に4逓倍器2で4逓倍された信号■となり、遅
延回路3I、32で1クロック分遅延された信号■とな
り、乗算器33.34で信号■となり、減算器35から
周波数弁別出力信号■としてD/A変換器4から出力さ
れる。
ここで、周波数弁別器3は、■軸信号の周波数を5in
(θ+Δωt)とすると、Q軸信号の周波数はcos
(θ]Δωt)となり、遅延回路31.32で1クロッ
ク分Δωτ遅延されると、減算器35の出力は5in(
Δωτ)となる。
(θ+Δωt)とすると、Q軸信号の周波数はcos
(θ]Δωt)となり、遅延回路31.32で1クロッ
ク分Δωτ遅延されると、減算器35の出力は5in(
Δωτ)となる。
従って、周波数弁別器3の出力は周波数偏差に応して振
幅が変化し、AFC動作による周波数の引込が行われる
。
幅が変化し、AFC動作による周波数の引込が行われる
。
ここで、4逓倍器2が必要な理由を説明する。
無変調時(データが変化していない場合)においては、
周波数弁別器に入力されるI軸、Q軸の各データには周
波数偏差に応じた情報のみが含まれており、4逓倍器が
必要とならない。
周波数弁別器に入力されるI軸、Q軸の各データには周
波数偏差に応じた情報のみが含まれており、4逓倍器が
必要とならない。
変調時(データが変化している場合)においては、周波
数弁別器に入力されるI軸、Q軸の各データには、伝送
される情報と周波数偏差に応じた情報の2つの成分の情
報が含まれることになる。
数弁別器に入力されるI軸、Q軸の各データには、伝送
される情報と周波数偏差に応じた情報の2つの成分の情
報が含まれることになる。
一方、周波数弁別器において、必要とするデータは周波
数偏差に応じた情報のみである。
数偏差に応じた情報のみである。
そこで、伝送される情報を削除するために4逓倍器が用
いられる。
いられる。
4逓倍器では、■軸、Q軸の各データに伝送される情報
のみが含まれる場合、データは第11図に示すように4
点となり、変調している場合には、この4点がランダム
に変化する。この各データの角度θ、〜θ4を4倍する
ことによりデータには×印に集まり、伝送される情報が
削除されデータの変動が無くなるとともに実際の周波数
偏差に4倍したデータが出力される。
のみが含まれる場合、データは第11図に示すように4
点となり、変調している場合には、この4点がランダム
に変化する。この各データの角度θ、〜θ4を4倍する
ことによりデータには×印に集まり、伝送される情報が
削除されデータの変動が無くなるとともに実際の周波数
偏差に4倍したデータが出力される。
このようなA F CffdJ御電圧発電圧発生回路て
、周波数弁別器を用いる場合には、上述の如く4逓倍器
2が必要となり、またクロックはシンボルレートとなる
が、この4逓倍器2を用いるとΔωが4倍となるため上
記の周波数弁別器3の出力は、5in(4Δωτ)とな
る。
、周波数弁別器を用いる場合には、上述の如く4逓倍器
2が必要となり、またクロックはシンボルレートとなる
が、この4逓倍器2を用いるとΔωが4倍となるため上
記の周波数弁別器3の出力は、5in(4Δωτ)とな
る。
ここで、4逓倍器2が無い場合の周波数の引込範囲を求
めるため、周波数弁別器3の振幅出力がピークとなる周
波数を計算すると、5in(Δωτ)■より、Δω−π
/2τ→Δf=1/4τとなる。他方、4逓倍器2を用
いたときには、同様にして5in(4Δωτ)−1より
、Δω−π/8τ→Δf = 1 /16τとなる。
めるため、周波数弁別器3の振幅出力がピークとなる周
波数を計算すると、5in(Δωτ)■より、Δω−π
/2τ→Δf=1/4τとなる。他方、4逓倍器2を用
いたときには、同様にして5in(4Δωτ)−1より
、Δω−π/8τ→Δf = 1 /16τとなる。
即ち、ピークをとる周波数が1/4になるから、受信信
号のシンボルレートが133ksps (シンボル7秒
)とすると、lクロック分の遅れを考えた場合、1/τ
−133kHzとなり、4逓倍器が無いときには、Δf
=32kHzで、4逓倍器があるときには、Δf>8
kllzとなる。
号のシンボルレートが133ksps (シンボル7秒
)とすると、lクロック分の遅れを考えた場合、1/τ
−133kHzとなり、4逓倍器が無いときには、Δf
=32kHzで、4逓倍器があるときには、Δf>8
kllzとなる。
このため、4逓倍器を用いた場合には、用いない場合に
比べてAFCにより周波数の引込できる範囲が1/4に
なってしまい、シンボルクロックCLK2を用いる以上
、現状では引込範囲を拡大することができないという問
題点があった。この影響は特に伝送レートが小さくなる
程顕著になる。
比べてAFCにより周波数の引込できる範囲が1/4に
なってしまい、シンボルクロックCLK2を用いる以上
、現状では引込範囲を拡大することができないという問
題点があった。この影響は特に伝送レートが小さくなる
程顕著になる。
従って、本発明は、復調器における入力信号のディジタ
ル等化された■軸及びQ軸信号をラッチ回路でラッチし
、4逓倍器で4逓倍し、更に周波数弁別器で周波数偏差
を発生し、D/A変換器でアナログ信号に変換して局部
発振器の制御電圧を発生ずるAFC制御電圧発生回路に
おいて、周波数の引込範囲を拡大することを目的とする
。
ル等化された■軸及びQ軸信号をラッチ回路でラッチし
、4逓倍器で4逓倍し、更に周波数弁別器で周波数偏差
を発生し、D/A変換器でアナログ信号に変換して局部
発振器の制御電圧を発生ずるAFC制御電圧発生回路に
おいて、周波数の引込範囲を拡大することを目的とする
。
上記の課題を解決するため、本発明に係るAFCal+
御電圧発生回路では、周波数弁別器に用いるクロックの
処理方式を変えることにより、4逓倍器の影響による周
波数引込範囲の減少を軽減しようとするものである。
御電圧発生回路では、周波数弁別器に用いるクロックの
処理方式を変えることにより、4逓倍器の影響による周
波数引込範囲の減少を軽減しようとするものである。
そこで、本発明では、第1図に示すように、シンボルタ
イミング再生回路18からの4倍のサンプルクロックと
、ゼロクロス点のクロックとに基づき、該4倍のサンプ
ルクロックのうし該ゼロクロス点以外のクロックを発生
してラッチ回路1及び周波数弁別器3に与えるクロック
処理回路5と、該シンボルタイミング再生回路18から
の4倍のサンプルウlコックと、該ゼロクロス点のクロ
ックと、該クロック処理回路5の出力クロックとに基づ
き、アイパターンの開いた部分のクロックと次のクロッ
クとを発生ずるデータ抽出用クロック発生回路6と、該
データ抽出用クロック発生回路6からのクロックにより
該周波数弁別器3の出力をラッチしてD/A変換器4に
送る別のラッチ回路7とを備えている。
イミング再生回路18からの4倍のサンプルクロックと
、ゼロクロス点のクロックとに基づき、該4倍のサンプ
ルクロックのうし該ゼロクロス点以外のクロックを発生
してラッチ回路1及び周波数弁別器3に与えるクロック
処理回路5と、該シンボルタイミング再生回路18から
の4倍のサンプルウlコックと、該ゼロクロス点のクロ
ックと、該クロック処理回路5の出力クロックとに基づ
き、アイパターンの開いた部分のクロックと次のクロッ
クとを発生ずるデータ抽出用クロック発生回路6と、該
データ抽出用クロック発生回路6からのクロックにより
該周波数弁別器3の出力をラッチしてD/A変換器4に
送る別のラッチ回路7とを備えている。
以F、本発明における動作を第2図のタイムチャー1・
を用いて説明する。
を用いて説明する。
まず、クロック処理回路5は、シンボルタイミング再生
回路18からの4倍のサンプルクロック(CLKI)と
、ゼロクロス点のクロックとを入力し、これらのクロッ
クを用いて、4倍のサンプルクロックの内、ゼロクロス
点を除いたクロック、即ちアイパターンの開いた部分と
その両側のクロック(第2図のクロック■)を発生して
ラッチ回路1と周波数弁別器3とに与える。
回路18からの4倍のサンプルクロック(CLKI)と
、ゼロクロス点のクロックとを入力し、これらのクロッ
クを用いて、4倍のサンプルクロックの内、ゼロクロス
点を除いたクロック、即ちアイパターンの開いた部分と
その両側のクロック(第2図のクロック■)を発生して
ラッチ回路1と周波数弁別器3とに与える。
すると、ラッチ回路1では等化されたディジタルデータ
■をそれらのクロック■によりそれぞれラッチしたデー
タ■を4逓倍器2に送り、4逓4f4器2では、データ
■を4逓倍したデータ■を周波数弁別器3に送る。
■をそれらのクロック■によりそれぞれラッチしたデー
タ■を4逓倍器2に送り、4逓4f4器2では、データ
■を4逓倍したデータ■を周波数弁別器3に送る。
4逓倍されたデータ■は、周波数弁別器3において、そ
れらのクロック■の各1クロック分だけ遅延させられ、
データ■、■に変換された後、周波数偏差データ■とし
て出力されラッチ回路7に送られる。
れらのクロック■の各1クロック分だけ遅延させられ、
データ■、■に変換された後、周波数偏差データ■とし
て出力されラッチ回路7に送られる。
一方、データ抽出用クロック発生回路では、シンボルタ
イミング再生回路1日からの4倍のサンプルクロックと
、ゼロクロス点のクロックと、クロック処理回路5の出
力クロックとに基づき、アイパターンの開いた部分のク
ロックと次のクロックのみ(第2図のクロック■)を発
生ずる。
イミング再生回路1日からの4倍のサンプルクロックと
、ゼロクロス点のクロックと、クロック処理回路5の出
力クロックとに基づき、アイパターンの開いた部分のク
ロックと次のクロックのみ(第2図のクロック■)を発
生ずる。
このデータ抽出用クロック発生回路6からのクロック■
によりラッチ回路7は周波数弁別器3の出力■をラッチ
したデータ■をD/A変換器4に送り、D/A変換器4
からは局部発振器の制御電圧が発生される。
によりラッチ回路7は周波数弁別器3の出力■をラッチ
したデータ■をD/A変換器4に送り、D/A変換器4
からは局部発振器の制御電圧が発生される。
このようにして周波数弁別器2に用いる遅延用のクロッ
ク■か、データとして意味の無いゼロクロス点のクロッ
クを4倍のサンプルクロックから除いただけであり、シ
ンボルクロックより周波数が高くなり、従って周波数弁
別器2内の遅延回路によるτを小さく、即ち1/τを大
きくすることができるので、4逓倍器の影響を軽減する
ことができる。
ク■か、データとして意味の無いゼロクロス点のクロッ
クを4倍のサンプルクロックから除いただけであり、シ
ンボルクロックより周波数が高くなり、従って周波数弁
別器2内の遅延回路によるτを小さく、即ち1/τを大
きくすることができるので、4逓倍器の影響を軽減する
ことができる。
そして、データ抽出用クロック発生回路6では、周波数
弁別器3で1クロック分遅れたデータの処理を行ってい
る関係で、1つ前のデータとの処理を行っているデータ
以外、即らアイパターンが開いた部分のクロックとその
次のクロックのみのデータ以外は意味を持たな(なるこ
とを考慮してクロック■を生成して必要なデータの抽出
を行っている。
弁別器3で1クロック分遅れたデータの処理を行ってい
る関係で、1つ前のデータとの処理を行っているデータ
以外、即らアイパターンが開いた部分のクロックとその
次のクロックのみのデータ以外は意味を持たな(なるこ
とを考慮してクロック■を生成して必要なデータの抽出
を行っている。
第3図は、本発明に係るAFC制御電圧発生回路に用い
るクロック処理回路5の一実施例を示し、この実施例で
は、シンボルタイミング再生回路I8からの4倍のサン
プルクロックX4と、ゼロクロスのクロックとのNAN
Dゲート41と、このNANDゲート41の出力を4倍
のサンプルクロックX4でラッチするラッチ回路(r)
−FF) 42とで構成されている。
るクロック処理回路5の一実施例を示し、この実施例で
は、シンボルタイミング再生回路I8からの4倍のサン
プルクロックX4と、ゼロクロスのクロックとのNAN
Dゲート41と、このNANDゲート41の出力を4倍
のサンプルクロックX4でラッチするラッチ回路(r)
−FF) 42とで構成されている。
また、第4図はデータ抽出用クロック発生回路の一実施
例を示し、この実施例では、シンボルタイミング再生回
路18からのゼロクロスクロックを、4倍のサンプルク
ロックX4により1クロック分遅らせるシフトレジスタ
43と、このシフトレジスタ43の出力と第3図のラッ
チ回路42の出力■(第2図参照)とのNANDゲート
44と、このNANDゲート44の出力を4倍のサンプ
ルクロックX4でラッチしてクロック■(第2図参照)
を発生ずるラッチ回路45とで構成されている。
例を示し、この実施例では、シンボルタイミング再生回
路18からのゼロクロスクロックを、4倍のサンプルク
ロックX4により1クロック分遅らせるシフトレジスタ
43と、このシフトレジスタ43の出力と第3図のラッ
チ回路42の出力■(第2図参照)とのNANDゲート
44と、このNANDゲート44の出力を4倍のサンプ
ルクロックX4でラッチしてクロック■(第2図参照)
を発生ずるラッチ回路45とで構成されている。
次に、これらの回路の動作を第5図のタイムチャートを
参照して説明する。
参照して説明する。
第3図のクロック処理回路では、NANDゲト41によ
りゼロクロスクロック以外のクロックを出力させ、ラッ
チ回路42で4倍のサンプルクロックX4でタイミング
を合わせてラッチ回路1及び周波数弁別器3に与える。
りゼロクロスクロック以外のクロックを出力させ、ラッ
チ回路42で4倍のサンプルクロックX4でタイミング
を合わせてラッチ回路1及び周波数弁別器3に与える。
これにより、意味の無い変化点でのデータを除去し、そ
の他の意味の有るデータを用いることにより周波数を上
げて引込範囲を拡大している。
の他の意味の有るデータを用いることにより周波数を上
げて引込範囲を拡大している。
第4図のデータ抽出用クロック発生回路では、シフトレ
ジスタ43によりゼロクロスクロツタを1クロック遅ら
せてクロック[相]を発生し、このクロック[相]とク
ロック処理回路からのクロック■とのNANDを取るこ
とにより、このクロック[相]以外のクロックが発生さ
れ、ラッチ回路45で4倍のサンプルクロックX4によ
りタイミングをとることによりクロック■が発生される
。これにより、周波数弁別器内で行われる関連性の無い
1つ前のデータとの意味の無い演算処理出力を排除して
いる。
ジスタ43によりゼロクロスクロツタを1クロック遅ら
せてクロック[相]を発生し、このクロック[相]とク
ロック処理回路からのクロック■とのNANDを取るこ
とにより、このクロック[相]以外のクロックが発生さ
れ、ラッチ回路45で4倍のサンプルクロックX4によ
りタイミングをとることによりクロック■が発生される
。これにより、周波数弁別器内で行われる関連性の無い
1つ前のデータとの意味の無い演算処理出力を排除して
いる。
このように、本発明のAFC1i制御電圧発生回路によ
れば、シンボルタイミング再生回路からの4倍のサンプ
ルクロックと、ゼロクロス点のクロックとによりアイパ
ターンの変化点以外の意味の有るデータをディジタル周
波数弁別器に取り込み、所定の演算処理を行った後、更
にアイパターンが開いた点のクロックと次のクロックを
発生して意味の有るデータのみを抽出して局部発振器の
制御電圧を発生ずるように構成したので、第6図に示し
た従来例の実験値に比べて、第7図に示した実験値の方
が周波数の引込範囲が4倍以上拡大していることか分か
る。また、C/N (搬送波/雑音)一〇の場合でも、
本発明では同様の動作が得られることが認められる。
れば、シンボルタイミング再生回路からの4倍のサンプ
ルクロックと、ゼロクロス点のクロックとによりアイパ
ターンの変化点以外の意味の有るデータをディジタル周
波数弁別器に取り込み、所定の演算処理を行った後、更
にアイパターンが開いた点のクロックと次のクロックを
発生して意味の有るデータのみを抽出して局部発振器の
制御電圧を発生ずるように構成したので、第6図に示し
た従来例の実験値に比べて、第7図に示した実験値の方
が周波数の引込範囲が4倍以上拡大していることか分か
る。また、C/N (搬送波/雑音)一〇の場合でも、
本発明では同様の動作が得られることが認められる。
第1図は本発明に係るAFC制御電圧発生回路を原理的
に示したブロック図、 第2図は本発明に係るAFC制御電圧発生回路による動
作を説明するためのタイムチャート図、第3図は本発明
に用いるクロック処理回路の一実施例を示す回路図、 第4図は本発明に用いるデータ抽出用クロック発生回路
の一実施例を示す回路図、 第5図はクロック処理回路及びデータ抽出用クロック発
生回路の動作を説明するためのタイムチャート図、 第6図は従来例の周波数弁別特性を実験値で示したグラ
フ図、 第7図は本発明の周波数弁別特性を実験値で示したグラ
フ図、 第8図は4相−PSK復調器を概略的に示したブロック
図、 第9図は従来のAFC制御電圧発生回路を示したブロッ
ク図、 第10図は従来のAFC制御電圧発生回路の動作タイム
チャート図、 第11図は4逓倍器の動作を説明するための図、である
。 第1図において、 1・・・ラッチ回路、 2・・・4逓倍器、 3・・・周波数弁別器、 4・・・D/A変換器、 5・・・クロック処理回路、 6・・・データ抽出用クロック発生回路、18・・・シ
ンボルタイミング再生回路。 図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
に示したブロック図、 第2図は本発明に係るAFC制御電圧発生回路による動
作を説明するためのタイムチャート図、第3図は本発明
に用いるクロック処理回路の一実施例を示す回路図、 第4図は本発明に用いるデータ抽出用クロック発生回路
の一実施例を示す回路図、 第5図はクロック処理回路及びデータ抽出用クロック発
生回路の動作を説明するためのタイムチャート図、 第6図は従来例の周波数弁別特性を実験値で示したグラ
フ図、 第7図は本発明の周波数弁別特性を実験値で示したグラ
フ図、 第8図は4相−PSK復調器を概略的に示したブロック
図、 第9図は従来のAFC制御電圧発生回路を示したブロッ
ク図、 第10図は従来のAFC制御電圧発生回路の動作タイム
チャート図、 第11図は4逓倍器の動作を説明するための図、である
。 第1図において、 1・・・ラッチ回路、 2・・・4逓倍器、 3・・・周波数弁別器、 4・・・D/A変換器、 5・・・クロック処理回路、 6・・・データ抽出用クロック発生回路、18・・・シ
ンボルタイミング再生回路。 図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 復調器における入力信号のディジタル等化されたI軸及
びQ軸信号をラッチ回路(1)でラッチし、4逓倍器(
2)で4逓倍し、更に周波数弁別器(3)で周波数偏差
を発生し、D/A変換器(4)でアナログ信号に変換し
て局部発振器の制御電圧を発生するAFC制御電圧発生
回路において、 シンボルタイミング再生回路(18)からの4倍のサン
プルクロックと、ゼロクロス点のクロックとに基づき、
該4倍のサンプルクロックのうち該ゼロクロス点以外の
クロックを発生して該ラッチ回路及び該周波数弁別器(
3)に与えるクロック処理回路(5)と、 該シンボルタイミング再生回路(18)からの4倍のサ
ンプルクロックと、該ゼロクロス点のクロックと、該ク
ロック処理回路(5)の出力クロックとに基づき、アイ
パターンの開いた部分のクロックと次のクロックとを発
生するデータ抽出用クロック発生回路(6)と、 該データ抽出用クロック発生回路(6)からのクロック
により該周波数弁別器(3)の出力をラッチして該D/
A変換器(4)に送る別のラッチ回路(7)と、を備え
たことを特徴とするAFC制御電圧発生回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63208838A JPH0257038A (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Afc制御電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63208838A JPH0257038A (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Afc制御電圧発生回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0257038A true JPH0257038A (ja) | 1990-02-26 |
Family
ID=16562941
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63208838A Pending JPH0257038A (ja) | 1988-08-23 | 1988-08-23 | Afc制御電圧発生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0257038A (ja) |
-
1988
- 1988-08-23 JP JP63208838A patent/JPH0257038A/ja active Pending
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