JPH0239196B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流モータに関するものであり、特
に、電源から供給される電力を効率良く利用する
ようにしたものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a DC motor, and particularly to a DC motor that efficiently utilizes electric power supplied from a power source.

従来、たとえば直流モータに速度制御を施こす
場合などでは、出力電圧の一定な直流電源からト
ランジスタ等を用いて減圧・制御し、モータの速
度に対応した駆動電圧をコイルに供給していた。
この様な構成では、直流電源の供給電力はコイル
での有効消費電力とトランジスタのコレクタ損失
の和となる。通常の直流モータにおいては、電源
の供給電力に対する有効消費電力の比（電力効
率）は小さく、10〜30％程度であつた。特に、速
度可変範囲の広い多段速度切換えができる直流モ
ータや、駆動力の可変範囲の広い巻取用の直流モ
ータでは、低速度動作時や低駆動力動作時の効率
が著しく悪くなつていた。 Conventionally, when controlling the speed of a DC motor, for example, a transistor or the like is used to reduce and control the voltage from a DC power supply with a constant output voltage, and supply a drive voltage corresponding to the speed of the motor to the coil.
In such a configuration, the power supplied by the DC power supply is the sum of the effective power consumption in the coil and the collector loss of the transistor. In a normal DC motor, the ratio of effective power consumption to power supplied by the power source (power efficiency) is small, about 10 to 30%. In particular, DC motors with a wide variable speed range and multi-speed switching, and DC motors for take-up with a wide variable range of driving force, have significantly poor efficiency during low speed or low driving force operations.

そのような欠点を解消するために、本出願人は
特願昭54−17375において、可変出力の直流電圧
をとり出すことのできるスイツチング方式の電圧
変換器を使用した電力効率の良い直流モータにつ
いて、電子整流子形（ブラシレス形）の直流モー
タを例にとつて説明している。ところで、この様
な構成の直流モータにおいては、電圧変換器のス
イツチングトランジスタを介してコイルに電流を
供給している。いま、速度制御を施こす場合を考
えると、モータの起動・加速段階では、前記電圧
変換器の出力電圧が大きくなりコイルに大電流を
供給する必要があり、電圧変換器のスイツチング
トランジスタも大電流を供給するためにオン時の
ベース電流を大きくしなけばならない。一方、所
定速度にて制御されている状態（定速回転制御状
態）において、電圧変換器の出力電圧は負荷トル
クと逆起電圧（モータの回転速度に比例）に応動
した所要の値とあり、コイルへの供給電流は起
動・加速時と比較すればかなり小さな値となる
（一例をあげれば、起動時約2Aで定速制御時250
ｍＡ程度となる）。従つて、起動時の大電流時に
必要とされるスイツチングトランジスタのベース
電流（オン時）に較べて、定速制御時に必要とさ
れるベース電流（オン時）は大幅に小さくなる。
その結果、起動時の大電流通電｛起動トルクを大
きくするために必要とされる）を可能とするベー
ス電流をスイツチングトランジスタに与えるよう
にするならば、定速回転時の小電流通電時におい
て大幅な電力損失を生じて好ましくない。 In order to eliminate such drawbacks, the present applicant has proposed in Japanese Patent Application No. 17375/1982 a power-efficient DC motor using a switching type voltage converter capable of extracting a variable output DC voltage. The explanation is given using an electronic commutator type (brushless type) DC motor as an example. Incidentally, in a DC motor having such a configuration, current is supplied to the coil through a switching transistor of a voltage converter. Now, if we consider the case of speed control, during the startup and acceleration stages of the motor, the output voltage of the voltage converter increases, and it is necessary to supply a large current to the coil, and the switching transistor of the voltage converter also increases. In order to supply current, the base current when turned on must be increased. On the other hand, in a state where the speed is controlled at a predetermined speed (constant speed rotation control state), the output voltage of the voltage converter is a required value in response to the load torque and the back electromotive force (proportional to the rotational speed of the motor). The current supplied to the coil is quite small compared to that during startup and acceleration (for example, it is approximately 2A at startup and 250A during constant speed control).
(about mA). Therefore, the base current (when on) required during constant speed control is significantly smaller than the base current (when on) of the switching transistor required at the time of large current at startup.
As a result, if the switching transistor is given a base current that enables large current conduction at startup (required to increase the starting torque), it will be This is undesirable as it causes significant power loss.

本発明は、そのような点を考慮し、電圧変換器
の出力電圧に応動してスイツチングトランジスタ
のオン時のベース電流を増減することによつて
（スイツチングトランジスタはオン・オフ動作）
定常状態（定速回転時等）のベース電流損失を小
さくできる直流モータを提供することを目的とす
るものであり、界磁手段と、複数相のコイルと、
前記コイルと直流電源との間に挿入され、オン・
オフ動作するスイツチングトランジスタのデユー
テイに比例もしくは略比例した出力電圧を得る電
圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子から
前記コイルへの電流路を切換え制御する分配手段
を具備する直流モータであつて、前記電圧変換手
段は、所定周波数の三角波状信号を得る三角波発
生手段と、前記三角波状信号と電圧指令信号を比
較し、前記電圧指令信号に対応したデユーテイの
パルス信号を得るコンパレータ手段と、前記電圧
変換手段の出力電圧に応じた電流と所定電流の加
算電流が入力され、前記加算電流に比例もしくは
略比例した電流を出力するカレントミラー手段
と、前記カレントミラー手段の入力側を前記コン
パレータ手段のパルス信号によりオン・オフする
ことにより、前記カレントミラー手段の出力をパ
ルス電流にするパルス化手段と、前記パルス電流
を前記スイツチングトランジスタのベース端子に
供給する供給手段と、前記スイツチングトランジ
スタのオン・オフ動作によるパルス電圧をインダ
クタンス素子とコンデンサとダイオードを用いて
平滑する平滑手段を有するように構成することに
よつて所期の目的を達成したものである。 The present invention takes such points into consideration and increases or decreases the base current when the switching transistor is on (the switching transistor operates on and off) in response to the output voltage of the voltage converter.
The purpose of the present invention is to provide a DC motor that can reduce base current loss in a steady state (such as during constant speed rotation), and includes a field means, a multi-phase coil,
It is inserted between the coil and the DC power supply, and is turned on and off.
A DC motor comprising: voltage conversion means for obtaining an output voltage proportional or substantially proportional to the duty of a switching transistor operating in an OFF state; and distribution means for switching and controlling a current path from an output terminal of the voltage conversion means to the coil. The voltage conversion means includes a triangular wave generation means for obtaining a triangular wave signal of a predetermined frequency, a comparator means for comparing the triangular wave signal and the voltage command signal and obtaining a pulse signal of a duty corresponding to the voltage command signal; Current mirror means receives a sum of a current corresponding to the output voltage of the voltage conversion means and a predetermined current and outputs a current proportional or approximately proportional to the sum of the current; and the input side of the current mirror means is connected to the comparator means. pulsing means that turns the output of the current mirror means into a pulse current by turning it on and off in response to a pulse signal; supply means for supplying the pulse current to the base terminal of the switching transistor; The intended purpose was achieved by configuring the device to have a smoothing means for smoothing the pulse voltage caused by the on/off operation using an inductance element, a capacitor, and a diode.

以下、本発明を図示の実施例にもとづいて説明
する。第１図は本発明の一実施例を表わす電気回
路である。第１図において、１は直流電源、２は
界磁用のマグネツト、３，４，５はマグネツト２
の磁束と鎖交する３相コイル、６はモータ可動部
（ロータ）の位置に応じコイル３，４，５への電
流路を切換える分配器、７は電圧変換器８の出力
電圧を指令する電圧指令信号を得るためにモータ
可動部の速度を検出する速度検出部、８は直流電
源１より可変出力の直流電V_Mを得るスイツチン
グ方式の電圧変換器である。 The present invention will be explained below based on illustrated embodiments. FIG. 1 is an electrical circuit representing one embodiment of the present invention. In Figure 1, 1 is a DC power supply, 2 is a field magnet, and 3, 4, and 5 are magnets 2.
6 is a distributor that switches the current path to the coils 3, 4, and 5 according to the position of the motor moving part (rotor), and 7 is a voltage that commands the output voltage of the voltage converter 8. A speed detection section 8 detects the speed of the movable part of the motor in order to obtain a command signal, and 8 is a switching type voltage converter that obtains a variable output DC current V _M from the DC power supply 1.

分配器６をたとえばブラシコミユテータにて構
成すれば、モータ可動部はコイル３，４，５とな
り、速度検出器７はコイルの回転速度を検出す
る。また、分配器６をたとえばホール素子とトラ
ンジスタ群によつて構成すれば、マグネツト２が
モータ可動部となり、速度検出器７はマグネツト
２の回転速度を検出する。 If the distributor 6 is constituted by a brush commutator, for example, the motor movable parts will be the coils 3, 4, and 5, and the speed detector 7 will detect the rotational speed of the coils. Further, if the distributor 6 is constituted by, for example, a Hall element and a group of transistors, the magnet 2 becomes a movable part of the motor, and the speed detector 7 detects the rotational speed of the magnet 2.

速度検出器７は、たとえば周波数発生電機と周
期・電圧変換器にて構成され、モータ可動部の速
度が遅い時には、その検出電圧Vdは小さく、速
度が所定速度近傍およびそれ以上にあると検出電
圧Vdは速度に応動して変化し、速度が速くなる
と大きくなる。 The speed detector 7 is composed of, for example, a frequency generator and a period/voltage converter, and when the speed of the motor moving part is slow, the detected voltage Vd is small, and when the speed is near or above a predetermined speed, the detected voltage Vd is low. Vd changes in response to speed, and increases as speed increases.

速度検出器７の出力電圧Vdは電圧変換器８そ
の出力電圧を指令する電圧指令信号として入力さ
れ、三角波発生器１１の所定周波数（50KHz程
度）の三角波信号とコンパレータ１２にて比較さ
れ、速度検出信号Vdに対応してデユテイにてト
ランジスタ１３をオン・オフ動作させる。トラン
ジスタ１３がオンの時にはトランジスタ１７はオ
フとなり、スイツチングトランジスタ２０のベー
ス電流が零となり、スイツチングトランジスタ２
０はオフとなる。トランジスタ１３がオフの時に
は、定電流源１５の電流i₁および電圧変換器８の
出力電圧V_Mに対応した電流i₂がダイオード１６、
トランジスタ１７、抵抗１８，１９からなるカレ
ントミラーに供給され、i₁＋i₂に対応（比例）し
た電流をトランジスタ１７のコレクタ側より吸引
する。このとき、トランジスタ１３はカレントミ
ラーの入力側をコンパレータ１２の出力パルス信
号によりオン・オフすることにより、カレントミ
ラーの出力をパルス電流にするパルス化手段とし
て動作する。トランジスタ１７のコレクタ電流は
スイツチングトランジスタ２０のベース電流とな
り、スイツチングトランジスタ２０をオンにす
る。すなわち、スイツチングトランジスタ２０は
速度検出信号Vdに対応してオン時間比率（デユ
テイ）にてオン・オフ動作し、オン時のベース電
流は、電圧変換器８の出力電圧V_Mに応動して変
化する。 The output voltage Vd of the speed detector 7 is input as a voltage command signal that commands the output voltage of the voltage converter 8, and is compared with a triangular wave signal of a predetermined frequency (approximately 50 KHz) from the triangular wave generator 11 in the comparator 12 to detect the speed. The transistor 13 is turned on and off according to the duty according to the signal Vd. When transistor 13 is on, transistor 17 is off, the base current of switching transistor 20 becomes zero, and switching transistor 2
0 is off. When the transistor 13 is off, the current i ₁ of the constant current source 15 and the current i ₂ corresponding to the output voltage V _M of the voltage converter 8 flow through the diode 16,
A current mirror consisting of a transistor 17 and resistors 18 and 19 is supplied, and a current corresponding to (proportional to) i ₁ +i ₂ is sucked from the collector side of the transistor 17 . At this time, the transistor 13 operates as a pulsing means to turn the output of the current mirror into a pulse current by turning on and off the input side of the current mirror according to the output pulse signal of the comparator 12. The collector current of transistor 17 becomes the base current of switching transistor 20, turning switching transistor 20 on. That is, the switching transistor 20 operates on and off at an on-time ratio (duty) in response to the speed detection signal Vd, and the base current when on changes in response to the output voltage V _M of the voltage converter 8. do.

スイツチングトランジスタ２０がオンになると
直流電源１の電圧Vs（20V）が出力された（Vi
Vs）、インダクタンス素子２２を介してコンデン
サ２３および分配器６６に供給される。スイツチ
ングトランジスタ２０がオフになるとフライホイ
ールダイオード２１が導通し、インダクタンス素
子２２に蓄えられたエネルギーを負荷側に供給す
る。その結果、ダイオード２１、インダクタンス
素子２２、コンデンサ２３にて平滑され、電圧変
換器８の出力電圧V_Mはスイツチングトランジス
タ２０のオン時間比率に対応した値（速度検出信
号Vdに対応して値）となる。 When the switching transistor 20 was turned on, the voltage Vs (20V) of the DC power supply 1 was output (Vi
Vs) is supplied to the capacitor 23 and the divider 66 via the inductance element 22. When the switching transistor 20 is turned off, the flywheel diode 21 becomes conductive and supplies the energy stored in the inductance element 22 to the load side. As a result, it is smoothed by the diode 21, the inductance element 22, and the capacitor 23, and the output voltage V _M of the voltage converter 8 is a value corresponding to the on-time ratio of the switching transistor 20 (a value corresponding to the speed detection signal Vd). becomes.

電圧変換器８の出力電圧V_Mは分配器６を介し
てコイル３，４，５に供給され、コイルへの供給
電力、従つてモータの発生力を制御する。従つ
て、速度検出器７、電圧変換器８およびコイル
３，４．５によつて速度制御ループが構成され、
モータ可動部は所定の速度にて回転制御される。 The output voltage V _M of the voltage converter 8 is supplied to the coils 3, 4, and 5 via the distributor 6 to control the power supplied to the coils and, therefore, the power generated by the motor. Therefore, a speed control loop is constituted by the speed detector 7, the voltage converter 8 and the coils 3, 4.5,
The motor movable part is rotationally controlled at a predetermined speed.

第１図に示した実施例では、電圧変換器８のス
イツチングトランジスタ２０のベース電流を電圧
変換器８の出力電圧に応動して変化させているた
めに、定速制御状態におけるベース電流損失が小
さくなつている。これについて説明すれば、モー
タの起動・加速段階において速度検出器７の出力
Vdは小さくなり、スイツチングトランジスタ２
０のオン時間比率が大きくなり、電圧変換器５の
出力電圧V_Mを大きくし、コイル３，４，５への
供給電流を大きくする。コイルへの電流を大きく
するためには、スイツチングトランジスタ２０の
オン時間の通電電流（コレクタ電流）を大きくす
る必要があり、従つて、そのベース電流を大きく
する必要がある。いま、コイルへの供給電流を
2Aとし、スイツチングトランジスタのオン時間
での電流増幅度h_FEを３０とすると、そのベース
電流として2A／3067ｍＡを供給する必要があ
る。 In the embodiment shown in FIG. 1, since the base current of the switching transistor 20 of the voltage converter 8 is changed in response to the output voltage of the voltage converter 8, the base current loss in the constant speed control state is reduced. It's getting smaller. To explain this, the output of the speed detector 7 during the motor startup/acceleration stage is
Vd becomes smaller and switching transistor 2
0 becomes larger, the output voltage V _M of the voltage converter 5 becomes larger, and the current supplied to the coils 3, 4, and 5 becomes larger. In order to increase the current to the coil, it is necessary to increase the current (collector current) during the on-time of the switching transistor 20, and therefore, it is necessary to increase the base current. Now, the supply current to the coil is
Assuming that the current amplification h _FE during the on-time of the switching transistor is 2A and 30, it is necessary to supply 2A/3067mA as the base current.

ここで、定速制御状態におけるコイルへの供給
電流が250ｍＡ（負荷トルクに対応）になるものと
すると、スイツチングトランジスタ２０のオン時
のベース電流として250／3083ｍＡを必要とさ
れるにすぎない。このとき、起動・加速時に必要
とされるベース電流（67ｍＡ以上）をそのまま流
すものとすれば、67ｍＡ−83ｍＡ＝58.7ｍＡの損
失（58.7ｍＡ×20V＝1.17W程度）を常時生じる
ことになる。 Here, assuming that the current supplied to the coil in the constant speed control state is 250 mA (corresponding to the load torque), only 250/3083 mA is required as the base current when the switching transistor 20 is turned on. At this time, if the base current (67 mA or more) required during startup and acceleration is allowed to flow as is, a loss of 67 mA - 83 mA = 58.7 mA (58.7 mA x 20 V = about 1.17 W) will always occur.

本実施例では、電圧変換器８の出力電圧V_Mに
応じてスイツチングトランジスタ２０のベース電
流を変化させ、起動・加速時では十分なベース電
流（67ｍＡ以上）を供給すると共に、定速制御状
態においてはそのベース電流を小さくするように
なしている。いま、67ｍＡの半分まで小さくする
ものとすれば33.5ｍＡの損失（33.5ｍＡ×20V＝
670ｍＡ程度）の軽減となり、67ｍＡの３分の１
まで小さくするものとすれば、67×2/344.7ｍ
Ａの損失（44.7ｍＡ×20V＝893ｍＷ程度）の軽
減となる。 In this embodiment, the base current of the switching transistor 20 is changed according to the output voltage V _M of the voltage converter 8, and a sufficient base current (67 mA or more) is supplied during startup and acceleration, and the constant speed control state is In this case, the base current is made small. Now, if we reduce it to half of 67mA, the loss will be 33.5mA (33.5mA x 20V =
670mA), which is one-third of 67mA.
If it were to be reduced to 67×2/344.7m
The loss of A (44.7mA x 20V = about 893mW) is reduced.

なお、電圧変換器８の出力電圧V_Mが零の状態
よりモータの起動・加速を行なう場合には、スイ
ツチングトランジスタ２０の初期のベース電流は
定電流源１５に対応するものとなり、出力電圧
V_Mが大きくなるにつれてスイツチングトランジ
スタ２０のベース電流も大きくなつてゆく、すな
わち、過度的に正帰還が生じて電圧変換器８の出
力電圧V_Mは大きくなる。 Note that when starting and accelerating the motor from a state where the output voltage V _M of the voltage converter 8 is zero, the initial base current of the switching transistor 20 corresponds to the constant current source 15, and the output voltage
As V _M increases, the base current of the switching transistor 20 also increases, that is, positive feedback occurs transiently, and the output voltage V _M of the voltage converter 8 increases.

本実施例はモータの逆起電圧の小さな低速回転
制御される直流モータに適している。 This embodiment is suitable for a DC motor whose motor has a small back electromotive force and is controlled to rotate at a low speed.

第２図は本発明の他の実施例を表わす電気回路
図である。本実施例では、第１図の実施例の電圧
変換器８の定電流源１５を抵抗３１で置き換え、
また、コンパレータ１２の入力端子の、を交
換し、コンパレータ１２に応動するトランジスタ
３２のコレクタ側にカレントミラー（ダイオード
１６、トランジスタ１７、抵抗１８，１９を接続
したものである。さらに、電圧変換器８の出力電
圧V_Mを抵抗１４を介してトランジスタ３３のエ
ミツタ端子に接続し、トランジスタ３３のベース
端子に速度検出器７の出力Vdを接続し、そのコ
レクタ端子より出力電流を得て、カレントミラー
に供給している。 FIG. 2 is an electrical circuit diagram representing another embodiment of the invention. In this embodiment, the constant current source 15 of the voltage converter 8 in the embodiment of FIG. 1 is replaced with a resistor 31,
In addition, the input terminals of the comparator 12 are replaced, and a current mirror (a diode 16, a transistor 17, and resistors 18 and 19 are connected to the collector side of the transistor 32 that responds to the comparator 12. Furthermore, the voltage converter 8 The output voltage V _M of is connected to the emitter terminal of the transistor 33 through the resistor 14, the output Vd of the speed detector 7 is connected to the base terminal of the transistor 33, and the output current is obtained from the collector terminal of the transistor 33. supplying.

速度検出器７の出力電圧Vdは、起動・加速段
階（速度が遅い状態）ではその電圧値が小さく
（2V程度）、所定速度にて定速制御状態ではその
電圧値は大きくなる（負荷トルクによつて変動す
るが通常9V程度で安定する）。電圧変換器８の出
力電圧V_Mと速度検出器７の出力電圧Vdはトラン
ジスタ３３によつて比較され、V_MがVdよりV_D＝
0.7V（ベース・エミツタ間順方向電圧降下）以上
大きい場合には、その差電圧（V_M−Vd−V_D）を
抵抗１４の抵抗値で割つた値の電圧値i₂がトラン
ジスタ３３のコレクタより出力される。その出力
電流i₂は抵抗３１を介する電流i₁と合成されてカ
レントミラー（ダイオード１６、トランジスタ１
７、抵抗１８，１９に入力され、トランジスタ３
２がオンのときに、i₁＋i₂を反転増幅して出力し、
スイツチングトランジスタ２０のオン時のベース
電流となしている。 The output voltage Vd of the speed detector 7 has a small voltage value (approximately 2 V) during the startup/acceleration stage (low speed state), and becomes large in the constant speed control state at a predetermined speed (depending on the load torque). It fluctuates depending on the voltage, but it usually stabilizes at around 9V). The output voltage V _M of the voltage converter 8 and the output voltage Vd of the speed detector 7 are compared by the transistor 33, and V _M is higher than _Vd .
If it is greater than 0.7V (base-emitter forward voltage drop), the voltage _i2 , which is the difference voltage (V _M −Vd−V _D ) divided by the resistance value of the resistor 14, is applied to the collector of the transistor 33. It is output from The output current i ₂ is combined with the current i ₁ passing through the resistor 31 to form a current mirror (diode 16, transistor 1
7, input to resistors 18 and 19, transistor 3
2 is on, inverts and amplifies i ₁ + i ₂ and outputs it,
This is the base current of the switching transistor 20 when it is on.

分配器６、速度検出器７および速度制御ループ
の動作については、第１図の実施例と同様であり
説明を省略する。 The operations of the distributor 6, the speed detector 7, and the speed control loop are the same as those in the embodiment shown in FIG. 1, and a description thereof will be omitted.

この様な構成は、逆起電圧の大きな高速回転制
御される直流モータに適しており、特に、定速回
転制御におけるスイツチングトランジスタ２０の
ベース電流損失をさらに軽減するものである。こ
れについて説明すれば、電圧変換器８の出力電圧
V_Mは分配器６を介してコイル３，４，５に選択
的に印加されるが、各コイルには逆起電圧E_Bが
発生し、コイル電流を小さくする。従つて、定速
回転状態におけるコイル電流Ｉは Ｉ＝１／Ｒ（V_M−E_B） ………(1) と表わされる。いま、コイル抵抗をＲ＝10Ω、定
速回転時の逆起電圧をE_B＝9Vとすると、電圧変
換器８の出力電圧がV_M＝11Vとさなり大きくな
つても、コイルへの供給電流はＩ＝（11−９）／
10＝200ｍＡとかなり小さい。一方、定速制御状
態における速度検出器７の出力電圧Vdは約9V程
度（負荷トルクに対応して変化し、負荷トルクが
大きくなるとVdは小さくなる）であり、従つて、
V_M−Vd−V_D＝11−９−0.7＝1.3Vと小さく、ス
イツチングトランジスタ２０のベース電流は小さ
くなされている。すなわち、ベース電流の損失は
小さい。 Such a configuration is suitable for a DC motor that is controlled to rotate at high speed and has a large back electromotive force, and in particular, it further reduces the base current loss of the switching transistor 20 during constant speed rotation control. To explain this, the output voltage of the voltage converter 8
V _M is selectively applied to the coils 3, 4, and 5 via the distributor 6, but a back electromotive force E _B is generated in each coil, reducing the coil current. Therefore, the coil current I in a constant speed rotation state is expressed as I=1/R(V _M -E _B ) (1). Now, if the coil resistance is R = 10Ω and the back electromotive force during constant speed rotation is E _B = 9V, even if the output voltage of the voltage converter 8 becomes V _M = 11V, which is quite large, the current supplied to the coil will be is I=(11-9)/
10=200mA, which is quite small. On the other hand, the output voltage Vd of the speed detector 7 in the constant speed control state is about 9V (varies according to the load torque, and as the load torque increases, Vd decreases), and therefore,
V _M −Vd−V _D =11−9−0.7=1.3V, which is small, and the base current of the switching transistor 20 is made small. That is, the base current loss is small.

さらに、起動・加速時の大電流動通電時には、
速度検出器７の出力電圧Vdは小さくなり（約2V
程度）、差電圧（V_M−Vd−V_D）が大きくとれる
ために、スイツチングトランジスタ２０のオン時
のベース電流は電圧変換器８の出力電圧V_Mに応
じた大きな値となり、スイツチングトランジスタ
２０のコレクタ電流を大きくし、十分にオン（飽
和）状態にする。 Furthermore, when applying large current during startup and acceleration,
The output voltage Vd of the speed detector 7 becomes smaller (approximately 2V
Since the voltage difference (V _M −Vd−V _D ) can be large, the base current of the switching transistor 20 when it is on becomes a large value corresponding to the output voltage V _M of the voltage converter 8, and the switching transistor Increase the collector current of 20 to bring it into a sufficiently on (saturated) state.

第３図に本発明のさらに他の実施例を表わす電
気回路図を示す。本実施例では、第１図の実施例
において分配器６を電子的な構成にし（トランジ
スタを使用）、マグネツト２が回転する構成とな
している。これについて説明すれば、マグネツト
２の磁束を検知するホール素子とその出力を整形
する回路からなる位置検出器４１と、コイル３，
４，５への電流路を切換え駆動トランジスタ４
２，４３，４４と、位置検出器４２の出力に応動
してオンとなる駆動トランジスタ４２，４３，４
４を選択する選択器４５と、選択器４５に電流を
供給する電流供給器４６によつて分配器６を構成
している。 FIG. 3 shows an electric circuit diagram representing still another embodiment of the present invention. In this embodiment, the distributor 6 in the embodiment shown in FIG. 1 has an electronic configuration (using a transistor), and the magnet 2 is configured to rotate. To explain this, a position detector 41 consisting of a Hall element that detects the magnetic flux of the magnet 2 and a circuit that shapes its output, a coil 3,
Switching the current path to 4 and 5 drive transistor 4
2, 43, 44, and drive transistors 42, 43, 4 that are turned on in response to the output of the position detector 42.
The distributor 6 is constituted by a selector 45 that selects 4, and a current supply 46 that supplies current to the selector 45.

選択器４５はエミツタ側を共通接続されたトラ
ンジスタ５９，６０，６１によつて構成され、貝
各トランジスタ５９，６０，６１のベース側には
位置検出器４２の出力が印加され、そのベース電
圧の最も低いトランジスタが活性となり、エミツ
タ電流をコレクタ側に分配する。トランジスタ５
９，６０，６１の各コレクタ電流はそれぞれ駆動
トランジスタ４２，４３，４４の各ベース電流と
なり、選択器４５にて選定された（従つて位置検
出器４２の出力に対応して）駆動トランジスタが
オン、他の駆動トランジスタはオフとなる。マグ
ネツト２の回転に伴つてオンとなる駆動トランジ
スタは切換えられ、コイル３，４，５への電流路
が移り変つていく。 The selector 45 is composed of transistors 59, 60, and 61 whose emitters are connected in common.The output of the position detector 42 is applied to the base side of each transistor 59, 60, and 61, and the base voltage thereof is The lowest transistor becomes active and distributes the emitter current to the collector side. transistor 5
The collector currents 9, 60, and 61 become the base currents of the drive transistors 42, 43, and 44, respectively, and the drive transistor selected by the selector 45 (corresponding to the output of the position detector 42) is turned on. , the other drive transistors are turned off. As the magnet 2 rotates, the drive transistors that are turned on are switched, and the current paths to the coils 3, 4, and 5 change.

電流供給器４６は、定電流源５２の電流i₃と電
圧変換器８の出力電圧V_Mに応動する電流i₄が合
成されてカレントミラー（ダイオード５５、トラ
ンジスタ５４、抵抗５５，５６に入力され、反転
増幅されてトランジスタ５７，５８のカレントミ
ラーを介して出力する。電流供給器４６の出力電
流は選択器４５を介して駆動トランジスタ４２，
４３，４４のベース電流となり、選択された駆動
トランジスタをオン（飽和）状態となす。電流供
給源４６の出力電流は電圧変換器８の出力電圧
V_Mに応動して変化し、起動・加速時（V_Mが大き
い）にはその出力電流を大きくし、定速回転時
（V_Mが小さい）には出力電流を小さくしている。
その結果、起動・加速時の大電流動作時にも駆動
トランジスタ４２，４３，４４をオンさせるのに
十分なベース電流を供給し、高速回転時には駆動
トランジスタ４２，４３，４４のベース電流を小
さく（起動時の1/2〜1/4）してベース電流による
損失を小さくしている（駆動トランジスタ４２，
４３，４４はオン・オフ動作する）。 In the current supply device 46, the current i ₃ of the constant current source 52 and the current i ₄ responsive to the output voltage V _M of the voltage converter 8 are combined and input to a current mirror (diode 55, transistor 54, resistors 55 and 56). , is inverted and amplified and outputted through a current mirror of transistors 57 and 58.The output current of the current supply device 46 is outputted through a selector 45 to drive transistors 42,
43 and 44, which turns the selected drive transistor into an on (saturated) state. The output current of the current supply source 46 is equal to the output voltage of the voltage converter 8.
It changes in response to V _M , increasing its output current during startup and acceleration (when V _M is large), and decreasing it during constant speed rotation (when V _M is small).
As a result, sufficient base current is supplied to turn on the drive transistors 42, 43, and 44 even during large current operation during startup and acceleration, and the base current of the drive transistors 42, 43, and 44 is reduced during high-speed rotation (starting (1/2 to 1/4 of the time) to reduce loss due to base current (drive transistor 42,
43 and 44 operate on and off).

なお、コイル３，４，５に並列に接続された抵
抗６２′，６４′，６６′とコンデンサ６３′，６
５′，６７′の値列回路は電流路の切換えに伴うス
パイク電圧を小さくしている。また、速度検出器
７および電圧変換器８の構成および動作は第１図
の実施例と同様であり、説明を省略する。第３図
の実施例はモータの逆起電圧の小な抵速回転制御
される直流モータに適している。 In addition, resistors 62', 64', 66' and capacitors 63', 6 are connected in parallel to the coils 3, 4, 5.
The value sequence circuits 5' and 67' reduce the spike voltage caused by switching the current path. Furthermore, the configuration and operation of the speed detector 7 and the voltage converter 8 are the same as those in the embodiment shown in FIG. 1, and their explanation will be omitted. The embodiment shown in FIG. 3 is suitable for a DC motor whose motor has a small back electromotive force and is controlled to rotate at a low speed.

第４図に本発明のさらに他の実施例を表わす電
気回路図を示す。本実施例では、第３図の実施例
の電圧変換器８の出力電圧V_Mを抵抗１４または
抵抗２１を介してトランジスタ３３またはトラン
ジスタ３４のエミツタ端子に接続し、トランジス
タ３３および３４のベース端子に速度検出器７の
出力Vdを接続し、そのコレクタ側よりそれぞれ
出力電流i₂またはi₄を得るようにしている。その
他の構成および動作は前述の第３図の実施例と同
様であり、説明を省略する。 FIG. 4 shows an electric circuit diagram representing still another embodiment of the present invention. In this embodiment, the output voltage V _M of the voltage converter 8 of the embodiment shown in FIG. The output Vd of the speed detector 7 is connected to obtain an output current i ₂ or i ₄ from its collector side, respectively. The other configurations and operations are the same as those of the embodiment shown in FIG. 3 described above, and their explanations will be omitted.

第５図に本発明のさらに他の実施例を表わす電
気回路図を示す。第４図において、１は直流電
源、２は界磁用のマグネツト、３，４，５は３相
のコイル、６は分配器、７は速度検出器、８は電
圧変換器器、９は動作検出制御器である。本例で
は、速度検出器７の出力電圧Vdに対応して電流
を駆動トランジスタ７８，７９，８０によつてコ
イル３，４，５に供給すると共に、駆動トランジ
スタ７８，７９，８０の通電時の動作電圧を動作
検出制御器９にて検出し、その動作電圧が能動領
域内の所定の値となるように電圧変換器８の出力
電圧V_Mを変化させている。 FIG. 5 shows an electric circuit diagram representing still another embodiment of the present invention. In Fig. 4, 1 is a DC power supply, 2 is a field magnet, 3, 4, and 5 are three-phase coils, 6 is a distributor, 7 is a speed detector, 8 is a voltage converter, and 9 is an operating device. It is a detection controller. In this example, current is supplied to the coils 3, 4, 5 by the drive transistors 78, 79, 80 in accordance with the output voltage Vd of the speed detector 7, and when the drive transistors 78, 79, 80 are energized, The operating voltage is detected by the operation detection controller 9, and the output voltage _VM of the voltage converter 8 is changed so that the operating voltage becomes a predetermined value within the active region.

これについて説明すれば、マグネツト２（モー
タ可動部）の速度を速度検出器７にて検出し、そ
の検出信号Vdと分配器６に入力する。検出信号
Vdはモータの速度を遅い時に小さく、速い時に
大きくなる。分配器６はレベル変換器６２と、電
流制御器６７と、位置検出器６９と選択器７４
と、駆動トランジスタ７８，７９，８０と、電流
検出器８１によつて構成されている。 To explain this, the speed of the magnet 2 (motor movable part) is detected by the speed detector 7, and the detected signal Vd and the speed are input to the distributor 6. detection signal
Vd is small when the motor speed is slow and becomes large when the motor speed is fast. The distributor 6 includes a level converter 62, a current controller 67, a position detector 69, and a selector 74.
, drive transistors 78 , 79 , and 80 , and a current detector 81 .

レベル検出器６２は、直流電圧源６３の電圧と
速度検出器７の出力電圧Vdを比較し、その差に
応じた電流を出力する電流変換器６４と、その出
力電流に応じた電圧V₁を生じるダイオード６５
と抵抗６６の直列回路により構成されている。第
６図に電流変換器６４の具体的な構成例を示す。
検出電圧Vdと直流電源６３の電圧はそれぞれト
ランジスタ１１１と１１２のベースに印加され、
その差電圧に応じて定電流源１１５の電流をコレ
クタ側に分配している。トランジスタ１１１，１
１２のコレクタ電流はトランジスタ１１６，１１
７のカレントミラーによつて反転・比較され、ト
ランジスタ１１８およびカレントミラー（トラン
ジスタ１２１，１２２）を介して出力される。 The level detector 62 compares the voltage of the DC voltage source 63 and the output voltage Vd of the speed detector 7, and includes a current converter 64 that outputs a current according to the difference, and a current converter 64 that outputs a current according to the difference, and a voltage V ₁ according to the output current. resulting diode 65
and a resistor 66 in series. FIG. 6 shows a specific example of the configuration of the current converter 64.
The detection voltage Vd and the voltage of the DC power supply 63 are applied to the bases of the transistors 111 and 112, respectively,
The current of the constant current source 115 is distributed to the collector side according to the voltage difference. Transistor 111,1
The collector current of transistors 116 and 11
The signal is inverted and compared by a current mirror No. 7, and output via a transistor 118 and a current mirror (transistors 121 and 122).

電流検出器８１はコイル３，４，５への電流路
に直列に挿入された抵抗８２によつて構成され、
コイル３，４，５への合成供給電流に応じた電圧
降下信号を発生する。 The current detector 81 is composed of a resistor 82 inserted in series in the current path to the coils 3, 4, and 5.
A voltage drop signal is generated according to the combined supply current to the coils 3, 4, and 5.

レベル変換器６２の出力V₁と電流検出器８１
の出力は電流制御器６７に入力され、その差に応
じた電流を出力する。第７図に電流制御器６７の
具体的な構成を示す。トランジスタ１３１のベー
ス側にレベル変換器６２の出力V₁を加え、エミ
ツタ側に電流検出器８１の出力信号を加えてい
る。トランジスタ１３１のコレクタ電流はベー
ス・エミツタ間の電圧に応じて変化し、カレント
ミラー（トランジスタ１３２，１３３）を介して
出力される。 Output V ₁ of level converter 62 and current detector 81
The output is input to a current controller 67, which outputs a current according to the difference. FIG. 7 shows a specific configuration of the current controller 67. The output V ₁ of the level converter 62 is applied to the base side of the transistor 131, and the output signal of the current detector 81 is applied to the emitter side. The collector current of the transistor 131 changes depending on the voltage between the base and emitter, and is outputted via a current mirror (transistors 132 and 133).

電流制御器６７の出力電流は選択器７４の差動
トランジスタ７５，７６，７７の共通エミツタ電
流となる。トランジスタ７５，７６，７７の各ベ
ース側には、マグネツト２の磁束を感知するホー
ル端子７０，７１，７１の出力電圧（位置検出器
６９の出力）が印加され、そのベース電圧差に応
じてトランジスタ７５，７６，７７は共通エミツ
タ電流をコレクタ側に分配する。トランジスタ７
５，７６，７７の各コレクタ電流は駆動トランジ
スタ７８，７９，８０の各ベース電流となり、電
流増幅されて対応するコイル３，４，５に電流が
供給される。 The output current of the current controller 67 becomes the common emitter current of the differential transistors 75, 76, and 77 of the selector 74. The output voltages (outputs of the position detector 69) of the Hall terminals 70, 71, 71 that sense the magnetic flux of the magnet 2 are applied to the base sides of the transistors 75, 76, 77, and the transistors 75, 76, and 77 distribute the common emitter current to the collector side. transistor 7
The collector currents 5, 76, and 77 become base currents of drive transistors 78, 79, and 80, and the currents are amplified and supplied to the corresponding coils 3, 4, and 5.

コイル３，４，５への供給電流は電流検出器８
１にて検出され、電流制御器６７に入力される。
従つて、電流制御器６７、選択器７４、駆動トラ
ンジスタ７８，７９，８０および電流検出器８１
によつて第１の帰還ループ（電流帰還ループ）が
構成され、レベル変換器６２の出力V₁、従つて
速度検出器７の出力Vdに対応した電流をコイル
３，４，５に供給するようになしている。これに
より、駆動トランジスタ７８，７９，８０の電流
増幅度h_FEのバラツキの影響を低減し、位置検出
器６９の出力に応動する電流路の切換えを円滑に
する。なお、コンデンサ６８は第１の帰還ループ
の位相補償（発振防止）のためにとりつけてい
る。 Current detector 8 supplies current to coils 3, 4, and 5.
1 and input to the current controller 67.
Therefore, current controller 67, selector 74, drive transistors 78, 79, 80 and current detector 81
A first feedback loop (current feedback loop) is configured, and a current corresponding to the output V ₁ of the level converter 62 and therefore the output Vd of the speed detector 7 is supplied to the coils 3, 4, and 5. is doing. This reduces the influence of variations in the current amplification _hFE of the drive transistors 78, 79, and 80, and facilitates switching of the current path in response to the output of the position detector 69. Note that the capacitor 68 is provided for phase compensation (to prevent oscillation) of the first feedback loop.

次に、動作検出制御器９および電圧変換器８の
動作について説明する。動作検出制御器９は定電
流源９１と抵抗９２とダイオード９３，９４によ
り駆動トランジスタ７８，７９，８０の共通接続
点（エミツタ側）から所定電圧V₂の基準電圧を
発生し、その基準電位点に一端（エミツタ側）を
直流的に接続され、一端（ベース側）を駆動トラ
ンジスタ７８，７９，８０の各出力端子（コレク
タ端子）に接続された検出トランジスタ９５，９
６，９７の各出力電流は合成されて（コレクタ側
が共通接続されて）、ダイオード９８、トランジ
スタ９９、抵抗１００，１０１からなるカレント
ミラーに入力され反転・増幅されて出力（電流吸
込）される。すなわち、検出トランジスタ９５，
９６，９７は駆動トランジスタ７８，７９，８０
の各動作電圧（コレクタ・エミツタ間電圧）を所
定電圧V₂−V_D（ここに、V_Dはトランジスタのエ
ミツタ・ベース間の順方向電圧降下）と比較する
ことにより、通電時の駆動トランジスタ７８，７
９，８０の動作電圧が所定電圧V₂−V_Dよりも小
さくなると検出トランジスタ９５，９６，９７は
コレクタ側に電流を出力する。従つて、駆動トラ
ンジスタ７８，７９，８０の通電時の動作電圧に
応じた電流が動作検出制御器９に吸引される。 Next, the operations of the motion detection controller 9 and the voltage converter 8 will be explained. The operation detection controller 9 generates a reference voltage of a predetermined voltage V ₂ from the common connection point (emitter side) of the drive transistors 78, 79, 80 by a constant current source 91, a resistor 92, and diodes 93, 94, and the reference voltage point Detection transistors 95 and 9 have one end (emitter side) connected in a DC manner to
The respective output currents of 6 and 97 are combined (collector sides are commonly connected), input to a current mirror consisting of a diode 98, a transistor 99, and resistors 100 and 101, inverted and amplified, and output (current sucked). That is, the detection transistor 95,
96, 97 are drive transistors 78, 79, 80
By comparing each operating voltage (collector-emitter voltage) with a predetermined voltage V ₂ −V _D (where V _D is the forward voltage drop between the emitter and base of the transistor), the drive transistor 78 when energized is determined. ,7
When the operating voltages of transistors 9 and 80 become lower than a predetermined voltage V ₂ -V _D , detection transistors 95, 96 and 97 output current to the collector side. Therefore, a current corresponding to the operating voltage when the drive transistors 78, 79, and 80 are energized is drawn into the operation detection controller 9.

動作検出制御器９の出力電流は電圧変換器８の
抵抗１０２によつて電圧に変えられ、三角波発生
器１１の三角波信号とコンパレータ１２によつて
比較され、その電圧に応じたデユテイにてトラン
ジスタ１３をオン・オフ制御する。従つて、スイ
ツチングトランジスタ２０がオン・オフ制御さ
れ、フライホイールダイオード２１、インダクタ
ンス素子２２、コンデンサ２３によつて平滑さ
れ、電圧変換器８の出力電圧V_Mは動作検出制御
器９の出力に応じた値となる。なお、スイツチン
グトランジスタ２０のオン時のベース電流は抵抗
３１を介する電流i₁と電圧変換器８の出力電圧
V_Mに応じた電流i₂（実際には、V_M−Vdに応じた
電流i₂）の和を反転増幅したものとなり、電圧変
換器８の出力電圧V_Mよりコイル３，４，５に電
流が供給される。 The output current of the operation detection controller 9 is converted into a voltage by the resistor 102 of the voltage converter 8, and compared with the triangular wave signal of the triangular wave generator 11 by the comparator 12. on/off control. Therefore, the switching transistor 20 is controlled on and off, smoothed by the flywheel diode 21, the inductance element 22, and the capacitor 23, and the output voltage V _M of the voltage converter 8 depends on the output of the operation detection controller 9. will be the value. Note that the base current of the switching transistor 20 when it is on is equal to the current _i1 passing through the resistor 31 and the output voltage of the voltage converter 8.
It is an inverted amplification of the sum of the current i ₂ according to V _M (actually, the current i ₂ according to V _M −Vd), and the output voltage V _M of the voltage converter 8 is applied to the coils 3, 4, and 5. Current is supplied.

従つて、動作検出制御器９、電圧変換器８およ
びコイル３，４，５によつて第２の帰還ループが
構成され、駆動トランジスタ７８，７９，８０の
通電時の動作電圧が能動領域内の所定の小さな値
（1V〜2V程度）となるように電圧変換器８の出
力電圧V_Mを制御する。 Therefore, a second feedback loop is constituted by the operation detection controller 9, the voltage converter 8, and the coils 3, 4, and 5, and the operating voltage when the drive transistors 78, 79, and 80 are energized is within the active region. The output voltage _VM of the voltage converter 8 is controlled to a predetermined small value (about 1V to 2V).

これについて説明すれば、速度検出器７の出力
Vdが少し小さくなと、分配器６のレベル変換器
６２の出力V₁は大きくなり、第１の帰還ループ
の動作によつてコイルへの供給電流が大きくな
る。いま、駆動トランジスタ７８が選択され、コ
イル３に電流を供給している場合を考える。コイ
ル３への供給電流の増大はその電圧降下を大きく
し、駆動トランジスタ７８の動作電圧を小さくす
る。動作電圧の減小は動作検出制御器９の検出ト
ランジスタ９５の出力電流を増加し、トランジス
タ９９のコレクタ電流を大きくする。これは電圧
変換器８の抵抗１０２の電圧降下を大きくし、ト
ランジスタ１３のオンとなるデユテイを小さく
し、スイツチングトランジスタ２０のオンとなる
デユテイ（オン時間比率）を大きくする。その結
果、電圧変換器８の出力電圧V_Mは大きくなり、
駆動トランジスタ７８の動作電圧は大きくなる
（第１の帰還ループによりコイル３への供給電流
は一定であり、その電圧降下もV_Mによつて変化
しない）。その結果、コイルへの供給電流にかか
わらず、駆動トランジスタ７８，７９，８０の通
電時に動作電圧は能動領域内の所定の小さな値に
制御されている。 To explain this, the output of the speed detector 7 is
When Vd becomes slightly smaller, the output V ₁ of the level converter 62 of the distributor 6 becomes larger, and the current supplied to the coil becomes larger due to the operation of the first feedback loop. Now, consider the case where the drive transistor 78 is selected and supplies current to the coil 3. An increase in the current supplied to the coil 3 increases its voltage drop and reduces the operating voltage of the drive transistor 78. A decrease in the operating voltage increases the output current of the detection transistor 95 of the operation detection controller 9 and increases the collector current of the transistor 99. This increases the voltage drop across the resistor 102 of the voltage converter 8, reduces the on duty of the transistor 13, and increases the on duty (on time ratio) of the switching transistor 20. As a result, the output voltage V _M of the voltage converter 8 increases,
The operating voltage of the drive transistor 78 increases (the current supplied to the coil 3 is constant due to the first feedback loop, and its voltage drop also does not vary with V _M ). As a result, regardless of the current supplied to the coils, the operating voltage is controlled to a predetermined small value within the active region when the drive transistors 78, 79, 80 are energized.

従つて駆動トランジスタ７８，７９，８０によ
りコイル３，４，５への電流は微細に精度良く制
御できると共に、そのコレクタ損失も小さくされ
ている。また、電圧変換器８のスイツチングトラ
ンジスタ２０のオン時のベース電流は定速回転時
に小さくされ、ベース電流損失も軽減されてい
る。 Therefore, the current flowing to the coils 3, 4, 5 can be controlled finely and precisely by the drive transistors 78, 79, 80, and the collector loss thereof is also reduced. Furthermore, the base current when the switching transistor 20 of the voltage converter 8 is turned on is reduced during constant speed rotation, and base current loss is also reduced.

なお、前述の実施例では、３相のコイルを使用
した例を示したが、本発明はそのような場合に限
らず、一般に、複数相のコイルを有する直流モー
タを構成できる。また、速度検出器７、分配器６
等は周知の各種の構成が採用できる。さらに、回
転型の直流モータに限らず、モータ可動部が直進
移動する直進型の直流モータも構成できる。その
他、本発明の主旨を変えずして種々の変形が可能
である。 In addition, although the above-mentioned example showed the example which used the three-phase coil, this invention is not limited to such a case, but can generally configure a DC motor having a plurality of phase coils. In addition, a speed detector 7, a distributor 6
etc., various well-known configurations can be adopted. Furthermore, not only a rotary type DC motor but also a linear type DC motor in which the motor movable part moves in a straight line can be configured. In addition, various modifications are possible without changing the gist of the present invention.

以上の説明から明らかなように、本発明の直流
モータは電力効率の良い構成にすることができ
る。従つて、本発明にもとづいて、乾電池を電源
とする音響・映像機器用の直流モータを構成する
ならば消費電力の小さい電池寿命の長い機器を実
現することができる。 As is clear from the above description, the DC motor of the present invention can be configured with high power efficiency. Therefore, if a DC motor for audio/visual equipment using a dry battery as a power source is constructed based on the present invention, equipment with low power consumption and long battery life can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例を表わす電気回路
図、第２図、第３図、第４図および第５図はそれ
ぞれ本発明の他の実施例を表わす電気回路図、第
６図は電流変換器の具体的な構成例図、第７図は
電流制御器の具体的な構成例図である。 １……直流電源、２……マグネツト、３，４，
５……コイル、６……分配器、７……速度検出
器、８……電圧変換器、９……動作検出制御器、
１１……三角波発生器、１２……コンパレータ、
４１，６９……位置検出器、４２，４３，４４，
７８，７９，８０……駆動トランジスタ、４５，
７４……選択器、４６……電流供給器、６２……
レベル変換器、６４……電流変換器、６７……電
流制御器、７０，７１，７２……ホール素子、９
５，９６，９７……検出トランジスタ。 FIG. 1 is an electric circuit diagram representing one embodiment of the present invention, FIGS. 2, 3, 4 and 5 are electric circuit diagrams representing other embodiments of the present invention, and FIG. 6 is an electric circuit diagram representing one embodiment of the present invention. FIG. 7 is a diagram showing a specific configuration example of a current converter, and FIG. 7 is a diagram showing a specific configuration example of a current controller. 1...DC power supply, 2...Magnet, 3, 4,
5... Coil, 6... Distributor, 7... Speed detector, 8... Voltage converter, 9... Operation detection controller,
11... Triangular wave generator, 12... Comparator,
41, 69...Position detector, 42, 43, 44,
78, 79, 80...drive transistor, 45,
74...Selector, 46...Current supply device, 62...
Level converter, 64...Current converter, 67...Current controller, 70, 71, 72...Hall element, 9
5, 96, 97...detection transistor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 界磁手段と、複数相のコイルと、前記コイル
と直流電源との間に挿入され、オン・オフ動作す
るスイツチングトランジスタのデユーテイに比例
もしくは略比例した出力電圧を得る電圧変換手段
と、前記電圧変換手段の出力端子から前記コイル
への電流路を切換え制御する分配手段を具備する
直流モータであつて、前記電圧変換手段は、所定
周波数の三角波状信号を得る三角波発生手段と、
前記三角波状信号と電圧指令信号を比較し、前記
電圧指令信号に対応したデユーテイのパルス信号
を得るコンパレータ手段と、前記電圧変換手段の
出力電圧に応じた電流と所定電流の加算電流が入
力され、前記加算電流に比例もしくは略比例した
電流を出力するカレントミラー手段と、前記カレ
ントミラー手段の入力側を前記コンパレータ手段
のパルス信号によりオン・オフすることにより、
前記カレントミラー手段の出力をパルス電流にす
るパルス化手段と、前記パルス電流を前記スイツ
チングトランジスタのベース端子に供給する供給
手段と、前記スイツチングトランジスタのオン・
オフ動作によるパルス電圧をインダクタンス素子
とコンデンサとダイオードを用いて平滑する平滑
手段を有することを特徴とする直流モータ。1. A field means, a plurality of phase coils, and a voltage conversion means inserted between the coil and a DC power source to obtain an output voltage proportional or approximately proportional to the duty of a switching transistor that operates on and off; A DC motor comprising a distribution means for switching and controlling a current path from an output terminal of a voltage conversion means to the coil, wherein the voltage conversion means includes a triangular wave generation means for obtaining a triangular wave signal of a predetermined frequency;
a comparator means that compares the triangular waveform signal and the voltage command signal to obtain a pulse signal of a duty corresponding to the voltage command signal; and a summation current of a current corresponding to the output voltage of the voltage conversion means and a predetermined current is inputted; Current mirror means outputting a current proportional or substantially proportional to the added current, and an input side of the current mirror means turned on and off by a pulse signal of the comparator means,
pulsing means for turning the output of the current mirror into a pulse current; supply means for supplying the pulse current to the base terminal of the switching transistor;
A DC motor characterized by having a smoothing means for smoothing a pulse voltage caused by an OFF operation using an inductance element, a capacitor, and a diode.