JPH0332314B2 - - Google Patents
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- JPH0332314B2 JPH0332314B2 JP57190605A JP19060582A JPH0332314B2 JP H0332314 B2 JPH0332314 B2 JP H0332314B2 JP 57190605 A JP57190605 A JP 57190605A JP 19060582 A JP19060582 A JP 19060582A JP H0332314 B2 JPH0332314 B2 JP H0332314B2
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- H—ELECTRICITY
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は電子整流子型の電動機(モータ)に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to an electronic commutator type electric motor.
従来例の構成とその問題点
従来、電子整流子型の電動機では、出力電圧の
一定な直流電源からトランジスタ等を用いて減
圧・制御し、たとえば電動機の速度に対応した駆
動電圧を供給していた。しかし、この様な構成で
は、駆動トランジスタにおけるコレクタ損失がか
なり大きく、電源の供給電力に対する有効消費電
力の比(電力効率)は小さく、10〜30%程度であ
つた。Conventional configuration and its problems Conventionally, in electronic commutator type motors, the voltage was reduced and controlled using transistors, etc. from a DC power supply with a constant output voltage, and for example, a drive voltage corresponding to the speed of the motor was supplied. . However, in such a configuration, the collector loss in the drive transistor is quite large, and the ratio of effective power consumption to power supplied by the power supply (power efficiency) is small, about 10 to 30%.
本出願人は、特願昭57−34564号において、オ
ン・オフ動作するスイツチングトランジスタを含
んで構成されをスイツチング方式の電圧変換器を
使用し、駆動トランジスタの動作電圧が所定の値
となるように電圧変換器の出力電圧を制御する電
子整流子型の電動機を提案している。このような
構成の電動機では、駆動トランジスタのコレクタ
損失が小さく、かつ電圧変換器での変換効率も良
いために、その電力効率は著しく改善されてい
る。ところで、この電動機では、駆動トランジス
タの動作電圧を検出し、その検出信号に応じて電
圧変換器の出力電圧を制御しているために、電動
機の停止動作時においてその出力電圧が零となつ
ており、起動・加速指令入力時点より過渡的に電
圧変換器の出力電圧を零から最大値または所定の
値に大きくしなければならない。そのため、起動
時間が少し大きくなつていた。 In Japanese Patent Application No. 57-34564, the present applicant uses a switching type voltage converter that includes a switching transistor that operates on and off, so that the operating voltage of the drive transistor becomes a predetermined value. proposed an electronic commutator type motor that controls the output voltage of a voltage converter. In a motor having such a configuration, the collector loss of the drive transistor is small and the conversion efficiency of the voltage converter is also good, so that the power efficiency is significantly improved. By the way, in this motor, the operating voltage of the drive transistor is detected and the output voltage of the voltage converter is controlled according to the detection signal, so the output voltage is zero when the motor is stopped. , the output voltage of the voltage converter must be transiently increased from zero to the maximum value or a predetermined value from the time when the start-up/acceleration command is input. As a result, the startup time was a little longer.
また、特願昭57−34564号に記載された電動機
を速度制御する場合には、加速トルクによりモー
タ可動部を所定の速度まで加速すると共に、その
速度が大きくなりすぎると(オーバーシユート
時)減速トルクを発生させ、速度制御への引込み
時間を短かくするようになす方法が使用される。
しかし、この様な方法を用いると、減速トルクの
発生時に電圧変換器の出力電圧が小さくなりす
ぎ、加速トルク側に切り換つた時に一時的に駆動
トランジスタが飽和してしまい、すみやかな起
動・整定特性を得ることができなくなつていた。 In addition, when controlling the speed of the electric motor described in Japanese Patent Application No. 57-34564, the movable part of the motor is accelerated to a predetermined speed by acceleration torque, and if the speed becomes too large (at the time of overshoot) A method is used that generates a deceleration torque and shortens the pull-in time to speed control.
However, if such a method is used, the output voltage of the voltage converter becomes too small when deceleration torque is generated, and the drive transistor becomes temporarily saturated when switching to the acceleration torque side, making it difficult to start up and settle quickly. It was becoming impossible to obtain the characteristics.
これについて、第1図の動作説明図の波形図を
用いて説明する。第1図aは正常な速度制御時の
1相のコイルの端子電圧波形を表わしており、
VMは電圧変換器の出力電圧、縦線部分は電流に
よる電圧降下部分を示している。駆動トランジス
タは少しの動作電圧で能動的に動作している。第
1図bにモータ可動部の回転速度が所定値より大
きくなり、減速トルクを発生している場合のコイ
ルの端子電圧波形を示す。減速トルク発生時に
は、コイルへの電流が流れるタイミングが電気的
に180゜ずらされ、その値は回路的に制限されてい
る。従つて、電圧変換器の出力電圧VMはコイル
の逆起電圧に対応する値まで小さくなる。このよ
うな状態から、モータ可動部の回転速度が所定値
より小さくなると(アンダーシユート)、駆動ト
ランジスタは指令信号に応じた電流を流すように
動作するが、VMが小さくなつているために十分
な電流が供給しきれなくなる。 This will be explained using the waveform diagram of the operation explanatory diagram in FIG. Figure 1a shows the terminal voltage waveform of the one-phase coil during normal speed control.
V M is the output voltage of the voltage converter, and the vertical line indicates the voltage drop due to current. The drive transistor is actively operated with a small operating voltage. FIG. 1b shows the coil terminal voltage waveform when the rotational speed of the motor movable part becomes higher than a predetermined value and a deceleration torque is generated. When deceleration torque is generated, the timing at which current flows to the coil is electrically shifted by 180 degrees, and its value is limited by the circuit. Therefore, the output voltage V M of the voltage converter decreases to a value corresponding to the back electromotive force of the coil. In this state, when the rotational speed of the motor's movable part becomes smaller than a predetermined value (undershoot), the drive transistor operates to flow a current according to the command signal, but since V M has become small, Sufficient current cannot be supplied.
さらに、駆動トランジスタの動作電圧を検出し
て電圧変換器の出力電圧VMを制御する帰還ルー
プの動作がオーバーシユートやアンダーシユート
を有する場合には、減速トルクの発生時にVMが
一時的に小さくなりすぎ(アンダーシユート)、
コイルの端子電圧が負になる瞬間が生じていた
(逆起電圧が大きい場合であり、第1図dに示
す)。このような負電圧になる瞬間の存在は、駆
動トランジスタとその周辺回路のトランジスタや
抵抗を単一のシリコンチツプ上に集積化した時
に、駆動トランジスタのコレクタ(n形)とシリ
コンチツプ基板(p形)および他のトランジスタ
のコレクタ(n形)による寄生npnトランジスタ
を活性化し、その回路動作を大幅に乱し、動作不
安定や速度制御の引込特性の悪化を招き、大きな
問題となつていた。 Furthermore, if the operation of the feedback loop that detects the operating voltage of the drive transistor and controls the output voltage V M of the voltage converter has overshoot or undershoot, V M may temporarily decrease when deceleration torque occurs. becomes too small (undershoot),
There was a moment when the terminal voltage of the coil became negative (this is the case when the back electromotive force is large, as shown in FIG. 1d). The existence of such a moment when a negative voltage occurs is due to the fact that when the drive transistor and its peripheral circuitry transistors and resistors are integrated on a single silicon chip, the collector of the drive transistor (n-type) and the silicon chip substrate (p-type) ) and the collectors (n-type) of other transistors, activating parasitic npn transistors, greatly disturbing their circuit operations, leading to unstable operation and deterioration of speed control pull-in characteristics, which has become a major problem.
発明の目的
本発明はそのような点を考慮し、可変出力の直
流電圧を取り出すことのできるスイツチング方式
の電圧変換手段を使用した電力効率の良い、起
動・加速、速度制御の引込特性の改善された電子
整流子型の電動機を提供することを目的とするも
のである。Purpose of the Invention The present invention takes these points into consideration and provides an improved power efficient starting/acceleration/speed control pull-in characteristic using a switching type voltage conversion means capable of extracting a variable output DC voltage. The object of the present invention is to provide an electronic commutator type electric motor.
発明の構成
本発明は、界磁手段と、複数相のコイルと、モ
ータ可動部の位置を検出する位置検出手段と、前
記モータ可動部の速度を検出し、速度に応動した
電圧信号とデイジタル信号を出力する速度検出手
段と、前記コイルと直流電源の間に挿入され、オ
ン・オフ動作するスイツチングトランジスタのオ
ン時間比率に比例もしくは略比例した出力電圧を
得る電圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力端
子から前記コイルへの電流路を切換える複数個の
トランジスタからなる駆動トランジスタ群と、前
記速度検出手段の前記電圧信号に応動した電流
を、前記位置検出手段の出力信号に対応した前記
駆動トランジスタに電流分配制御する分配手段
と、通電時に前記駆動トランジスタの動作電圧と
所定の基準電圧との比較結果に応動する出力信号
を得て、その出力信号に応じて前記電圧変換手段
の前記スイツチングトランジスタのオン時間比率
を変化させる動作制御手段と、前記速度検出手段
の前記デイジタル信号の状態に応じて前記分配手
段の動作を切換え、前記位置検出手段の出力信号
に対する前記駆動トランジスタへの電流分配路を
変更する分配切換手段と、前記速度検出手段の前
記デイジタル信号の状態に応じて前記動作制御手
段の出力信号を変化させる信号変化手段を具備
し、前記速度検出手段の前記デイジタル信号が第
1の状態の時には、前記分配手段は前記位置検出
手段の出力信号に対応した前記駆動トランジスタ
への電流分配路を形成し、前記動作制御手段と前
記電圧変換手段は通電状態にある前記駆動トラン
ジスタの動作電圧を前記基準電圧に対応した所定
の電圧になるように前記電圧変換手段の出力電圧
を制御し、さらに、前記速度検出手段の前記デイ
ジタル信号が第2の状態に変化した場合には、前
記分配切換手段と前記信号変化手段を動作させ、
前記分配切換手段が前記分配手段の動作を切換
え、前記位置検出手段の出力信号の対する前記駆
動トランジスタへの電流分配路を変更し、かつ、
前記信号変化手段が前記動作制御手段の出力信号
を変化させ、前記電圧変換手段の出力電圧を所定
値もしくは最大値にするようにしたことを特徴と
するものであり、これにより所期の目的を達成し
たものである。Structure of the Invention The present invention includes a field means, a multi-phase coil, a position detection means for detecting the position of a motor movable part, a voltage signal and a digital signal that detect the speed of the motor movable part and respond to the speed. a speed detecting means for outputting a voltage, a voltage converting means for obtaining an output voltage proportional to or substantially proportional to an on-time ratio of a switching transistor inserted between the coil and a DC power supply and operating on and off; and the voltage converting means a drive transistor group consisting of a plurality of transistors that switches a current path from an output terminal to the coil; distribution means for controlling current distribution to the voltage converting means; and obtaining an output signal responsive to a comparison result between the operating voltage of the drive transistor and a predetermined reference voltage when energized, and controlling the switching transistor of the voltage conversion means in accordance with the output signal. an operation control means for changing the on-time ratio of the on-time ratio; and an operation control means for switching the operation of the distribution means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and a current distribution path to the drive transistor for the output signal of the position detection means. distribution switching means for changing the output signal of the operation control means in accordance with the state of the digital signal of the speed detection means, the digital signal of the speed detection means being in a first state; When , the distribution means forms a current distribution path to the drive transistor corresponding to the output signal of the position detection means, and the operation control means and the voltage conversion means adjust the operating voltage of the drive transistor in the energized state. The output voltage of the voltage conversion means is controlled to a predetermined voltage corresponding to the reference voltage, and further, when the digital signal of the speed detection means changes to a second state, the distribution switching means and operating the signal changing means,
The distribution switching means switches the operation of the distribution means to change the current distribution path to the drive transistor for the output signal of the position detection means, and
The signal changing means changes the output signal of the operation control means to make the output voltage of the voltage converting means a predetermined value or a maximum value, thereby achieving the intended purpose. This has been achieved.
実施例の説明
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第2図は本発明の一実施例を表わす電気回路
図である。第2図において、1は直流電源、2は
複数個の磁極を有する界磁用のマグネツト(界磁
手段)、3,4,5は3相のコイル、6,7,8
は駆動トランジスタ、9はモータ可動部(マグネ
ツト2)の位置を検出する位置検出器、10は位
置検出器9の出力に応動して駆動トランジスタ
6,7,8の通電を分配制御する分配器、11は
駆動トランジスタ6,7,8のうち最低の動作電
圧の値を検出する動作制御器、12は動作制御器
11の出力に応じて出力電圧VMを変化させるス
イツチング方式の電圧変換器である。また、13
はモータ可動部(マグネツト2)の回転速度を検
出する速度検出器である。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on the drawings. FIG. 2 is an electrical circuit diagram representing one embodiment of the present invention. In Fig. 2, 1 is a DC power supply, 2 is a field magnet (field means) having a plurality of magnetic poles, 3, 4, 5 are three-phase coils, 6, 7, 8
9 is a drive transistor; 9 is a position detector that detects the position of the motor movable part (magnet 2); 10 is a distributor that distributes and controls the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 in response to the output of the position detector 9; 11 is an operation controller that detects the lowest operating voltage value among the drive transistors 6, 7, and 8, and 12 is a switching type voltage converter that changes the output voltage V M in accordance with the output of the operation controller 11. . Also, 13
is a speed detector that detects the rotational speed of the motor movable part (magnet 2).
速度検出器13の具体的な構成例を第3図に示
す。モータ可動部の回転速度に比例する周波数の
交流信号を周波数発生部91にて得て、周期検出
部92によりその交流信号の周期に対応した電圧
信号を得る。周波数発生部91の交流信号(また
はその分周信号)は、基準周波数発生部93の基
準周波数信号と共に位相差検出部94に入力さ
れ、その両者の位相差に対応した電圧信号を得て
いる。周期検出部92の出力と位相差検出部94
の出力は合成部95にて加算合成される。合成部
95の出力は基準電圧部96の基準電圧信号と共
に絶対値検出部97およびコンパレータ部98に
入力され、絶対値検出部97では両入力信号の差
電圧の絶対値に比例した電圧を出力し、コンパレ
ータ部98ではその差電圧の符号に応じたデイジ
タル的な信号Bを得ている。絶対値検出部97の
出力はレベルシフト部99によつて直流レベルを
シフトされ、零ボルトを基準とする電圧信号Aを
出力する。 A specific example of the configuration of the speed detector 13 is shown in FIG. A frequency generator 91 obtains an alternating current signal with a frequency proportional to the rotational speed of the motor movable part, and a period detecting section 92 obtains a voltage signal corresponding to the period of the alternating current signal. The alternating current signal (or its frequency divided signal) from the frequency generator 91 is input to the phase difference detector 94 together with the reference frequency signal from the reference frequency generator 93, and a voltage signal corresponding to the phase difference between the two is obtained. Output of period detection section 92 and phase difference detection section 94
The outputs of are added and synthesized in a synthesizing section 95. The output of the combining section 95 is input to the absolute value detecting section 97 and the comparator section 98 together with the reference voltage signal of the reference voltage section 96, and the absolute value detecting section 97 outputs a voltage proportional to the absolute value of the difference voltage between both input signals. , a comparator section 98 obtains a digital signal B corresponding to the sign of the differential voltage. The DC level of the output of the absolute value detector 97 is shifted by the level shifter 99, and a voltage signal A with zero volts as a reference is output.
速度検出器13の電圧信号Aは指令信号V1と
して分配器10の電流制御器31に入力され、電
流検出器35の出力V2と比較され、その両者の
差に応じた電流i1を出力する。第4図に電流制御
器31の具体的な構成例を示す。差動トランジス
タ102,103,104,105のベース側に
入力された電圧V1とV2の差に応じて電流源10
1の電流はコレクタ側に分配され、そのコレクタ
電流はトランジスタ106,107のカレントミ
ラーによつて比較され、差電流はトランジスタ1
08にて増幅され、トランジスタ109,110
のカレントミラーを介して出力される。 The voltage signal A of the speed detector 13 is input as a command signal V 1 to the current controller 31 of the distributor 10, and is compared with the output V 2 of the current detector 35, and outputs a current i 1 according to the difference between the two. do. FIG. 4 shows a specific example of the configuration of the current controller 31. The current source 10 responds to the difference between the voltages V 1 and V 2 input to the base sides of the differential transistors 102, 103, 104, and 105.
The current of transistor 1 is distributed to the collector side, and the collector currents are compared by the current mirror of transistors 106 and 107, and the difference current is distributed to the collector side of transistor 1.
08, and transistors 109 and 110
output via the current mirror.
電流制御器31の出力i1は、電子的なスイツチ
回路にて構成される分配切換器32に入力され
る。分配切換器32の具体的な構成例を第5図に
示す。速度検出器13のデイジタル信号Bが低電
位(零ボルト)のときには、差動トランジスタ1
27のベース電圧がトランジスタ126のベース
電圧よりも十分に低くなり、a端子に入力された
電流はb端子に出力される。また、デイジタル信
号Bが高電位(電源電圧Vs)になるとトランジ
スタ128がオンとなり、差動トランジスタ12
6のベース電圧がトランジスタ127のベース電
圧よりも十分に低くなり、入力電流はc端子に出
力される。 The output i 1 of the current controller 31 is input to a distribution switch 32 constituted by an electronic switch circuit. A specific example of the configuration of the distribution switch 32 is shown in FIG. When the digital signal B of the speed detector 13 is at a low potential (zero volts), the differential transistor 1
The base voltage of transistor 27 becomes sufficiently lower than the base voltage of transistor 126, and the current input to the a terminal is output to the b terminal. Further, when the digital signal B becomes a high potential (power supply voltage Vs), the transistor 128 is turned on, and the differential transistor 12
The base voltage of transistor 6 becomes sufficiently lower than the base voltage of transistor 127, and the input current is output to the c terminal.
分配切換器32のb端子側の出力は第1の選択
器33のトランジスタ36,37,38の共通エ
ミツタ電流となり、また、c端子側の出力は第2
の選択器34のトランジスタ39,40,41の
共通エミツタ電流となつている。すなわち、速度
検出器13のデイジタル信号Bに応じて、電流制
御器31の出力i1の通路を切換えて、第1の選択
器33と第2の選択器34を相補的に動作させて
いる。 The output on the b terminal side of the distribution switch 32 becomes the common emitter current of the transistors 36, 37, and 38 of the first selector 33, and the output on the c terminal side becomes the common emitter current of the transistors 36, 37, and 38 of the first selector 33.
This is a common emitter current of the transistors 39, 40, and 41 of the selector 34. That is, the path of the output i1 of the current controller 31 is switched in accordance with the digital signal B of the speed detector 13, and the first selector 33 and the second selector 34 are operated in a complementary manner.
第1の選択器33のトランジスタ36,37,
38の各ベース端子には位置検出器9のホール素
子21,22,23の一方(正相出力側)の出力
電圧がそれぞれ印加されている。ホール素子2
1,22,23はマグネツト2の磁束を感知し、
その回転位置に応じたアナログ電圧信号を発生す
る。トランジスタ36,37,38はそのベース
電圧の差に応じて共通エミツタ電流を各コレクタ
電流に分配し、ベース電圧の最も低いトランジス
タのコレクタ電流が最も大きくなり、他のトラン
ジスタのコレクタ電流は零となる。 Transistors 36, 37 of the first selector 33,
The output voltage of one of the Hall elements 21, 22, and 23 (positive phase output side) of the position detector 9 is applied to each base terminal 38, respectively. Hall element 2
1, 22, 23 sense the magnetic flux of magnet 2,
An analog voltage signal is generated according to the rotational position. The transistors 36, 37, and 38 distribute the common emitter current to each collector current according to the difference in their base voltages, and the collector current of the transistor with the lowest base voltage becomes the largest, and the collector current of the other transistors becomes zero. .
同様に、第2の選択器34のトランジスタ3
9,40,41の各ベース端子には位置検出器9
のホール素子21,22,23の他方(逆相出力
側)の出力電圧がそれぞれ印加されている。従つ
て、トランジスタ39,40,41はそのベース
電圧の差に応じて共通エミツタ電流を各コレクタ
電流に分配し、ベース電圧の最も低いトランジス
タのコレクタ電流が最も大きくなり、他のトラン
ジスタのコレクタ電流は零となる。 Similarly, transistor 3 of second selector 34
Position detector 9 is installed at each base terminal 9, 40, 41.
The output voltages of the other (reverse phase output side) of the Hall elements 21, 22, and 23 are respectively applied. Therefore, the transistors 39, 40, and 41 distribute the common emitter current to each collector current according to the difference in their base voltages, and the collector current of the transistor with the lowest base voltage is the largest, and the collector current of the other transistors is It becomes zero.
第1の選択器33のトランジスタ36,37,
38の各コレクタ電流または第2の選択器34の
トランジスタ39,40,41の各コレクタ電流
は、駆動トランジスタ6,7,8の各ベース電流
となり、電流増幅されてコイル3,4,5に供給
される(第1の選択器33と第2の選択器34の
いずれが活性となるかは、分配切換器32によつ
て切換えられている)。コイル3,4,5への供
給電流は抵抗42の電圧降下V2として検出され、
電流制御器31に入力される。 Transistors 36, 37 of the first selector 33,
38 or the collector currents of the transistors 39, 40, 41 of the second selector 34 become the base currents of the drive transistors 6, 7, 8, are amplified and supplied to the coils 3, 4, 5. (Which of the first selector 33 and second selector 34 is activated is switched by the distribution switch 32). The current supplied to the coils 3, 4, 5 is detected as a voltage drop V 2 across the resistor 42,
It is input to the current controller 31.
これにより、電流制御器31、分配切換器3
2、第1の選択器33または第2の選択器34、
駆動トランジスタ6,7,8および電流検出器3
5によつて第1の帰還ループが構成され、コイル
3,4,5への供給電流は確実に速度検出器13
の出力Aの値V1に対応した電流値となしている。
その結果、トランジスタ6,7,8のhFEバラツ
キ等の影響は著しく小さくなる。また、マグネツ
ト2の回転に伴つてホール素子21,22,23
の出力電圧が変化し、対応するコイルに電流を供
給するように、駆動トランジスタ6,7,8の通
電を制御し、切換えてゆく。 As a result, the current controller 31, the distribution switch 3
2. first selector 33 or second selector 34;
Drive transistors 6, 7, 8 and current detector 3
5 constitutes a first feedback loop, and the current supplied to the coils 3, 4, and 5 is reliably connected to the speed detector 13.
The current value corresponds to the value V1 of the output A.
As a result, the influence of h FE variations in transistors 6, 7, and 8 is significantly reduced. Further, as the magnet 2 rotates, the Hall elements 21, 22, 23
energization of the drive transistors 6, 7, and 8 is controlled and switched so that the output voltage of the transistor changes and current is supplied to the corresponding coil.
なお、コンデンサ43は上述の帰還ループの位
相補償(発振防止)のためにつけている。また、
コイル3,4,5に並列に接続されている抵抗5
1,53,55とコンデンサ52,54,56の
直列回路は通電路の切換えに伴うスパイク電圧を
低減するものである。 Note that the capacitor 43 is provided for phase compensation (to prevent oscillation) of the feedback loop described above. Also,
Resistor 5 connected in parallel to coils 3, 4, 5
The series circuit of capacitors 1, 53, and 55 and capacitors 52, 54, and 56 reduces the spike voltage caused by switching of the energizing path.
次に、動作制御器11および電圧変換器12の
動作について説明する。電圧変換器12は、直流
電源1の正極端子(VS=12V)からコイル3,
4,5の共通接続端子へ至る給電回路中にエミツ
タ・コレクタ路を直列にして挿入された給電制御
用半導体スイツチング素子を構成するところのス
イツチングトランジスタ81と、フライホイール
ダイオード82とインダクタンス素子83とコレ
デンサ84からなる平滑器と、動作制御器11の
出力電流を電圧に変換する抵抗71と、所定周波
数(94.4KHz程度)の三角波信号を発生する発振
器72と、コンパレータ73と、抵抗75,76
とトランジスタ77からなる電圧制限器74と、
コンデンサ78によつて構成されている。 Next, the operations of the operation controller 11 and voltage converter 12 will be explained. The voltage converter 12 connects the positive terminal (V S =12V) of the DC power supply 1 to the coil 3,
A switching transistor 81, a flywheel diode 82, and an inductance element 83, which constitute a semiconductor switching element for power supply control, are inserted in a power supply circuit leading to the common connection terminals 4 and 5 with their emitter-collector paths connected in series. A smoother consisting of a correductor 84, a resistor 71 that converts the output current of the operation controller 11 into voltage, an oscillator 72 that generates a triangular wave signal of a predetermined frequency (approximately 94.4 KHz), a comparator 73, and resistors 75 and 76.
and a voltage limiter 74 consisting of a transistor 77;
It is constituted by a capacitor 78.
動作制御器11は、基準となる電圧信号をつく
る定電流源57、抵抗58、ダイオード59,6
0,61と、駆動トランジスタ6,7,8の動作
電圧の最低値を取り出す検出トランジスタ63,
64,65と、比較トランジスタ62と、比較ト
ランジスタ62の出力電流を反転増幅するダイオ
ード66、トランジスタ68、抵抗67,69か
らなるカレントミラー回路により構成されてい
る。 The operation controller 11 includes a constant current source 57, a resistor 58, and diodes 59 and 6 that generate a reference voltage signal.
0, 61, and a detection transistor 63 for extracting the lowest value of the operating voltage of the drive transistors 6, 7, 8.
64 and 65, a comparison transistor 62, a diode 66 for inverting and amplifying the output current of the comparison transistor 62, a transistor 68, and resistors 67 and 69.
電圧変換器12の出力電圧VMはスイツチング
トランジスタ81のオン時間とオフ時間の比率
(実質的なデユテイ比率)に関係して変化する。
このスイツチングトランジスタ81がオンの時に
はViVsとなり、直流電源1はインダクタンス
素子83を通して負荷側に電流を供給する。スイ
ツチングトランジスタ81がオフの時には、フラ
イホイールダイオード82がオンとなり、インダ
クタンス素子83に蓄えられたエネルギーを負荷
側に供給する。その結果、電圧変換器12の出力
電圧VMはトランジスタ81のオン時間のデユテ
イに対応した値となる。 The output voltage V M of the voltage converter 12 changes in relation to the ratio of the on time to the off time (substantive duty ratio) of the switching transistor 81.
When the switching transistor 81 is on, the voltage becomes V i V s , and the DC power supply 1 supplies current to the load side through the inductance element 83. When the switching transistor 81 is off, the flywheel diode 82 is on, and the energy stored in the inductance element 83 is supplied to the load side. As a result, the output voltage V M of the voltage converter 12 has a value corresponding to the duty of the on time of the transistor 81.
電圧変換器12の出力電圧VMは3相のコイル
3,4,5および駆動トランジスタ6,7,8に
供給され、前述の分配器10の動作に従つて順次
活性となる駆動トランジスタが切り換つてゆく。 The output voltage V M of the voltage converter 12 is supplied to the three-phase coils 3, 4, 5 and drive transistors 6, 7, 8, and the drive transistors are sequentially activated according to the operation of the distributor 10 described above. It goes on.
動作制御器11は駆動トランジスタ6,7,8
の動作電圧(ここではコレクタ・エミツタ間電圧
VCE)を検出しており、このことについて更に説
明する。電流源57の電流I2は抵抗58およびダ
イオード59,60,61に入力され(比較トラ
ンジスタ62の出力電流i3が零の場合)、駆動ト
ランジスタ6,7,8の共通接続端子(本実施例
ではエミツタ端子)から所定電圧値
V3r=R58・I2+3VD ……(1)
の基準電圧信号を発生する。ここに、R58は抵抗
58の値、VDはダイオードの順方向電圧降下
(約0.7V)である。検出トランジスタ63,6
4,65の各ベース端子は駆動トランジスタ6,
7,8の各出力端子に接続され、各エミツタ端子
は比較トランジスタ62のベース端子に接続さ
れ、各コレクタ端子は最低電位点(アース電位)
に接続されている。さらに、比較トランジスタ6
2のエミツタ端子は上述の基準電位点(信号V3
の点)に接続されている。その結果、駆動トラン
ジスタ6,7,8の動作電圧が上述の基準電圧
V3rよりもエミツタ・ベース間順方向電圧の2ケ
分(2VD)小さくなると、比較トランジスタ62
が活性となり、コレクタ側に電流i3を出力する。
比較トランジスタ62の出力電流i3は、ダイオー
ド66、トランジスタ68、抵抗67,69のカ
レントミラーによつて反転増幅され、動作検出信
号i4として出力される。 The operation controller 11 includes drive transistors 6, 7, 8.
operating voltage (collector-emitter voltage here)
V CE ) has been detected, and this will be further explained. The current I 2 of the current source 57 is input to the resistor 58 and the diodes 59, 60, 61 (when the output current i 3 of the comparison transistor 62 is zero), and the common connection terminal of the drive transistors 6, 7, 8 (this embodiment Then, a reference voltage signal of a predetermined voltage value V 3r = R 58 · I 2 + 3V D (1) is generated from the emitter terminal. Here, R 58 is the value of the resistor 58, and V D is the forward voltage drop of the diode (approximately 0.7V). Detection transistor 63, 6
Each base terminal of 4 and 65 is connected to a drive transistor 6,
7 and 8, each emitter terminal is connected to the base terminal of the comparison transistor 62, and each collector terminal is connected to the lowest potential point (earth potential).
It is connected to the. Furthermore, comparison transistor 6
The emitter terminal of No. 2 is connected to the reference potential point (signal V 3
point). As a result, the operating voltages of the drive transistors 6, 7, 8 are set to the above-mentioned reference voltage.
When the emitter-base forward voltage (2V D ) becomes smaller than V 3r , the comparison transistor 62
becomes active and outputs current i3 to the collector side.
The output current i 3 of the comparison transistor 62 is inverted and amplified by a current mirror including a diode 66, a transistor 68, and resistors 67 and 69, and outputted as an operation detection signal i 4 .
動作制御器11の出力電流i4は電圧変換器12
の抵抗71によつて電圧V4に変換される。電圧
V4と発振器72の三角波信号とはコレパレータ
73にて比較され、電圧V4に応じたデユテイの
パルス信号を得ている。そのパルス信号によつ
て、スイツチングトランジスタ81をオン・オフ
動作させ、電圧変換器12の出力電圧VMを可変
制御している。 The output current i 4 of the operation controller 11 is supplied to the voltage converter 12
is converted into voltage V 4 by resistor 71 . Voltage
V 4 and the triangular wave signal from the oscillator 72 are compared by a comparator 73 to obtain a pulse signal with a duty corresponding to the voltage V 4 . The switching transistor 81 is turned on and off by the pulse signal, and the output voltage VM of the voltage converter 12 is variably controlled.
これにより、動作制御器11、電圧変換器1
2、およびコイル3,4,5によつて第2の帰還
ループが構成され、前述の駆動トランジスタの動
作電圧を検出し、その動作電圧が所定値に等しく
もしくはほぼ等しくなるようにしている。 As a result, the operation controller 11, voltage converter 1
2 and coils 3, 4, and 5 constitute a second feedback loop, which detects the operating voltage of the drive transistor described above and makes the operating voltage equal to or approximately equal to a predetermined value.
これについて更に説明する。速度検出器13の
出力A(V1)が大きくなると、第1の帰還ループ
の動作によりコイルへの供給電流Iaが大きくな
り、駆動トランジスタの動作電圧が小さくなり、
比較トランジスタ62の出力電流i3、従つて動作
検出信号i4が大きくなり、電圧V4が大きくなり、
従つて、スイツチングトランジスタ81のオン時
間比率が大きくなつて、電圧変換器12の出力電
圧VMが大きくなり、駆動トランジスタの動作電
圧が大きくなる。逆の場合も同様である。 This will be further explained. When the output A (V 1 ) of the speed detector 13 increases, the current I a supplied to the coil increases due to the operation of the first feedback loop, and the operating voltage of the drive transistor decreases.
The output current i 3 of the comparison transistor 62 and therefore the operation detection signal i 4 increases, and the voltage V 4 increases,
Therefore, the on-time ratio of the switching transistor 81 increases, the output voltage V M of the voltage converter 12 increases, and the operating voltage of the drive transistor increases. The same applies to the opposite case.
なお、電圧変換器12のコンデンサ78は、第
2の帰還ループの位相補償(発振止め)のために
つけられている。 Note that the capacitor 78 of the voltage converter 12 is provided for phase compensation (stopping oscillation) of the second feedback loop.
このように、駆動トランジスタの動作電圧を検
出して、その値が所定の小さな値となるように電
圧変換器12の出力電圧VMを可変制御するなら
ば、駆動トランジスタにおけるコレクタ損失は著
しく小さくなる。また、スイツチングトランジス
タ81をオン・オフ動作させて、そのオン時間比
率を変化させることによつて所要の出力電圧VM
を得ているために、電圧変換器12の電圧変換に
伴う損失は極めて小さい。その結果、電力効率は
大幅に改善される。 In this way, if the operating voltage of the drive transistor is detected and the output voltage V M of the voltage converter 12 is variably controlled so that its value becomes a predetermined small value, the collector loss in the drive transistor will be significantly reduced. . In addition, by turning on/off the switching transistor 81 and changing its on-time ratio, the required output voltage V M
Therefore, the loss associated with voltage conversion by the voltage converter 12 is extremely small. As a result, power efficiency is significantly improved.
次に、本実施例の電動機の速度制御における過
渡的な動作について説明する。電圧変換器12の
電圧制限器74は、電圧信号V4の最低値を制限
し(抵抗75と76の分割電位とトランジスタ7
7のベース・エミツタ電圧VDによつて決まる)、
発振器72とコンパレータ73によるパルス信号
のデユテイ、従つて、スイツチングトランジスタ
81のオン時間比率の最低値を制限することによ
り、電圧変換器12の出力電圧VMの最低値を制
限している。通常、オン時間比率の最低値は25%
になされ、VMの最低値をVS/4となしている。 Next, a transient operation in speed control of the electric motor of this embodiment will be explained. Voltage limiter 74 of voltage converter 12 limits the minimum value of voltage signal V 4 (divided potential of resistors 75 and 76 and transistor 7
(determined by the base-emitter voltage V D of 7),
By limiting the duty of the pulse signal from the oscillator 72 and the comparator 73, and therefore the minimum value of the on-time ratio of the switching transistor 81, the minimum value of the output voltage V M of the voltage converter 12 is limited. Typically, the minimum on-time ratio is 25%
The lowest value of V M is V S /4.
このような状態から電動機が起動・加速される
場合には、速度検出器13の出力A(V1)が大き
くなり、第1の帰還ループの動作によつてコイル
への供給電流Iaが大きくなる。Iaの増加は駆動ト
ランジスタの動作電圧を小さくするため、動作制
御器11の出力i4が大きくなり、電圧変換器12
の抵抗71の電圧降下V4が大きくなり、スイツ
チングトランジスタ81のオン時間比率を大きく
し、出力電圧VMを大きくする(第2の帰還ルー
プの動作)。 When the motor is started and accelerated from such a state, the output A (V 1 ) of the speed detector 13 increases, and the current I a supplied to the coil increases due to the operation of the first feedback loop. Become. An increase in I a reduces the operating voltage of the drive transistor, so the output i 4 of the operation controller 11 increases, and the voltage converter 12
The voltage drop V 4 across the resistor 71 increases, increasing the on-time ratio of the switching transistor 81 and increasing the output voltage V M (operation of the second feedback loop).
モータ可動部(マグネツト2)が加速され、そ
の回転速度が所定値にいたると、速度検出器13
の出力Aが減少し、コイルへの電流Iaが小さくな
り、また、電圧変換器12の出力電圧VMも小さ
くなる。 When the motor movable part (magnet 2) is accelerated and its rotational speed reaches a predetermined value, the speed detector 13
The output A of the voltage converter 12 decreases, the current I a to the coil decreases, and the output voltage V M of the voltage converter 12 also decreases.
速度制御(および位相制御)の引込のために、
モータ可動部は目的の回転速度よりも過渡的に速
くなる(オーバーシユート)。このとき、速度検
出器13の出力Bが変化し(OVからVS)、分配
切換器32のスイツチが切換わり、電流制御器3
1の出力i1は第2の選択器34に供給される。第
2の選択器34のトランジスタ39,40,41
の各ベースに印加された電圧(ホール素子21,
22,23の逆相出力)は、第1の選択器33の
トランジスタ36,37,38の各ベースに印加
された電圧(ホール素子21,22,23の正相
出力)と電気的に180゜の位相差を有している。そ
の結果、第2の選択器34は減速トルクを発生す
るように駆動トランジスタ6,7,8の通電を分
配制御する。 For speed control (and phase control) retraction,
The motor moving part becomes transiently faster than the target rotational speed (overshoot). At this time, the output B of the speed detector 13 changes (from OV to V S ), the switch of the distribution switch 32 is switched, and the current controller 3
1 output i 1 is supplied to a second selector 34 . Transistors 39, 40, 41 of second selector 34
(Hall element 21,
22, 23) is electrically 180 degrees from the voltage applied to the bases of the transistors 36, 37, 38 of the first selector 33 (the positive phase outputs of the Hall elements 21, 22, 23). It has a phase difference of As a result, the second selector 34 distributes and controls the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 so as to generate a deceleration torque.
減速トルクを発生している時のコイルの端子電
圧は、第1図bのようになり、電圧変換器12の
出力電圧VMは小さくなつていく(第2の帰還ル
ープ)。本実施例では、電圧変換器12の出力電
圧VMの最低値が制限されているために、第2の
帰還ループの動作のオーバーシユート(またはア
ンダーシユート)によつてVMが過度に小さくな
ることは防止される。 The terminal voltage of the coil when a deceleration torque is being generated is as shown in FIG. 1b, and the output voltage V M of the voltage converter 12 becomes smaller (second feedback loop). In this embodiment, since the minimum value of the output voltage V M of the voltage converter 12 is limited, V M may be excessively high due to overshoot (or undershoot) of the operation of the second feedback loop. This will prevent it from becoming smaller.
モータ可動部が減速されるにつれてV1が小さ
くなり、V1=0において速度検出器13のデイ
ジタル信号Bが変化(VSからOV)し、分配切換
器32は電流制御器31の出力i1を第1の選択器
33に供給し、加速トルクを発生するように駆動
トランジスタ6,7,8の通電を分配制御する。
モータ可動部の回転速度(および回転位相)が目
的の値となり、速度制御(および位相制御)の整
定状態にいたる。 As the motor moving part is decelerated, V 1 becomes smaller, and when V 1 = 0, the digital signal B of the speed detector 13 changes (from V S to OV), and the distribution switch 32 changes the output i 1 of the current controller 31. is supplied to the first selector 33, and the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 is distributed and controlled so as to generate acceleration torque.
The rotational speed (and rotational phase) of the motor movable part reaches the desired value, and the speed control (and phase control) reaches a stable state.
このように、電圧変換器12の出力電圧VMの
最低値を制限すれば、VMが過度に小さくなるこ
とが防止されるために、コイルに生じる逆起電圧
によつてコイルの端子電圧(駆動トランジスタの
出力端子の電圧)が負電圧になることもなくな
る。 In this way, by limiting the minimum value of the output voltage V M of the voltage converter 12, V M can be prevented from becoming excessively small, so that the terminal voltage of the coil ( The voltage at the output terminal of the drive transistor will no longer become a negative voltage.
従つて、第1図の実施例の駆動トランジスタ
6,7,8および分配器10、動作制御器11、
電圧変換器12の主要部のトランジスタや抵抗を
単一のシリコンチツプ上に集積化して形成して
も、寄生npnトランジスタが活性となることもな
く、安定な動作を得ることができる。 Therefore, the driving transistors 6, 7, 8, distributor 10, operation controller 11,
Even if the main transistors and resistors of the voltage converter 12 are integrated and formed on a single silicon chip, stable operation can be achieved without activation of parasitic npn transistors.
第6図は本発明の他の実施例を表わす電気回路
図を示す。本実施例では、前述の第2図の実施例
の動作制御器11にトランジスタ132と抵抗1
31,133を加え、速度検出器13のデイジタ
ル信号BがVSとなつたときに(分配切換器32
により第2の選択器34を活性化し、減圧トルク
を発生させるときに)、トランジスタ132をオ
ンにして電気変換器12の抵抗71の電圧V4を
大きくし、スイツチングトランジスタ81のオン
時間比率を大きくし(オン状態が続く場合も含
む)、電圧変換器12の出力電圧VMを最大値もし
くは所定の大きな値となしている。このように、
減速トルクの発生時に、駆動トランジスタ6,
7,8の動作電圧に無関係に電圧変換器12の出
力電圧VMを大きくするならば、減速トルクの発
生から再度加速トルクの発生に変化した時に速度
検出器13の出力A(V1)が急激に大きくなつて
も駆動トランジスタ6,7,8は飽和することな
く、V1に対応する電流Iaをコイル3,4,5に供
給することができる。その結果、速度制御(およ
び位相制御)の引込整定が容易になる。 FIG. 6 shows an electrical circuit diagram representing another embodiment of the invention. In this embodiment, a transistor 132 and a resistor 1 are added to the operation controller 11 of the embodiment shown in FIG.
31,133 and when the digital signal B of the speed detector 13 becomes V S (distribution switch 32
(when activating the second selector 34 and generating a pressure reducing torque), the transistor 132 is turned on to increase the voltage V4 of the resistor 71 of the electric converter 12, and the on-time ratio of the switching transistor 81 is increased. (including when the on state continues), and the output voltage V M of the voltage converter 12 is set to the maximum value or a predetermined large value. in this way,
When the deceleration torque is generated, the drive transistor 6,
If the output voltage V M of the voltage converter 12 is increased regardless of the operating voltages 7 and 8, the output A (V 1 ) of the speed detector 13 will be Even if the voltage suddenly increases, the drive transistors 6, 7, and 8 can supply the current Ia corresponding to V1 to the coils 3, 4, and 5 without being saturated. As a result, the pull-in settling of speed control (and phase control) becomes easier.
その他の部分の構成および動作は、第2図の実
施例と同様であり、説明を省略する。 The configuration and operation of other parts are the same as those of the embodiment shown in FIG. 2, and their explanation will be omitted.
なお、本発明は回転運動する回転型電動機に限
らず、界磁部とコイルが直進的に相対移動する、
いわゆる直進電動機の場合も同様に実施できるこ
とはいうまでもない。またコイルの相数も3相に
限らず、一般に、多相のコイルを有する電動機を
構成できる。さらに、コイルに片方向の電流を供
給する場合に限らず、駆動トランジスタによつて
両方向の電流を供給することも可能である(たと
えば、特公昭55−6938号公報に記載の方法)。ま
た、位置検出器の構成はホール素子等の磁電変換
素子に限らず、たとえば高周波結合を利用する方
法を用いても良い。その他、本発明の主旨を変え
ずして種々の変形が可能である。 Note that the present invention is not limited to rotary electric motors that rotate, but also applies to rotary electric motors in which the field part and the coil move linearly relative to each other.
It goes without saying that the same method can be applied to a so-called linear motor. Further, the number of coil phases is not limited to three phases, and in general, an electric motor having multiphase coils can be configured. Furthermore, it is not limited to supplying current to the coil in one direction, but it is also possible to supply current in both directions using a drive transistor (for example, the method described in Japanese Patent Publication No. 55-6938). Further, the configuration of the position detector is not limited to a magnetoelectric transducer such as a Hall element, and a method using high frequency coupling, for example, may be used. In addition, various modifications are possible without changing the gist of the present invention.
発明の効果
以上本発明の電動機によれば、電力効率を著し
く改善できるものであり、さらに、速度制御時に
おける制御の引込・整定を改善できるものであ
る。従つて、本発明に基づき、たとえば音響機器
や映像機器に使用する電子整流子型の直流電動機
を構成するならば、消費電力が極めて小さく、高
性能なものにし得る。Effects of the Invention As described above, according to the electric motor of the present invention, power efficiency can be significantly improved, and control pull-in and settling during speed control can also be improved. Therefore, if an electronic commutator type DC motor used for, for example, audio equipment or video equipment is constructed based on the present invention, it can be made to have extremely low power consumption and high performance.
第1図は動作説明用の波形図、第2図は本発明
の一実施例を表わす電気回路図、第3図は速度検
出器の具体的な構成例を表わす図、第4図は電流
制御器の具体的な構成を表わす図、第5図は分配
切換器の具体的な構成を表わす図、第6図は本発
明の他の実施例を表わす電気回路図である。
1…直流電源、2…界磁用マグネツト、3,
4,5…コイル、6,7,8…駆動トランジス
タ、9…位置検出器、10…分配器、11…動作
制御器、12…電圧変換器、13…速度検出器、
21,22,23…ホール素子、31…電流制御
器、32…分配切換器、33…第1の選択器、3
4…第2の選択器、35…電流検出器、72…発
振器、73…コンパレータ、74…電圧制限器、
81…スイツチングトランジスタ。
Fig. 1 is a waveform diagram for explaining operation, Fig. 2 is an electric circuit diagram representing an embodiment of the present invention, Fig. 3 is a diagram showing a specific configuration example of a speed detector, and Fig. 4 is a current control diagram. FIG. 5 is a diagram showing the specific structure of the distribution switch, and FIG. 6 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the present invention. 1...DC power supply, 2...field magnet, 3,
4, 5... Coil, 6, 7, 8... Drive transistor, 9... Position detector, 10... Distributor, 11... Operation controller, 12... Voltage converter, 13... Speed detector,
21, 22, 23... Hall element, 31... Current controller, 32... Distribution switch, 33... First selector, 3
4... Second selector, 35... Current detector, 72... Oscillator, 73... Comparator, 74... Voltage limiter,
81...Switching transistor.
Claims (1)
部の位置を検出する位置検出手段と、前記モータ
可動部の速度を検出し、速度に応動した電圧信号
とデイジタル信号を出力する速度検出手段と、前
記コイルと直流電源の間に挿入され、オン・オフ
動作するスイツチングトランジスタのオン時間比
率に比例もしくは略比例した出力電圧を得る電圧
変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子から前
記コイルへの電流路を切換える複数個のトランジ
スタからなる駆動トランジスタ群と、前記速度検
出手段の前記電圧信号に応動した電流を、前記位
置検出手段の出力信号に対応した前記駆動トラン
ジスタに電流分配制御する分配手段と、通電時の
前記駆動トランジスタの動作電圧と所定の基準電
圧との比較結果に応動する出力信号を得て、その
出力信号に応じて前記電圧変換手段の前記スイツ
チングトランジスタのオン時間比率を変化させる
動作制御手段と、前記速度検出手段の前記デイジ
タル信号の状態に応じて前記分配手段の動作を切
換え、前記位置検出手段の出力信号に対する前記
駆動トランジスタへの電流分配路を変更する分配
切換手段と、前記速度検出手段の前記デイジタル
信号の状態に応じて前記動作制御手段の出力信号
を変化させる信号変化手段を具備し、前記速度検
出手段の前記デイジタル信号が第1の状態の時に
は、前記分配手段は前記位置検出手段の出力信号
に対応した前記駆動トランジスタへの電流分配路
を形成し、前記動作制御手段と前記電圧変換手段
は通電状態にある前記駆動トランジスタの動作電
圧を前記基準電圧に対応した所定の電圧になるよ
うに前記電圧変換手段の出力電圧を制御し、さら
に、前記速度検出手段の前記デイジタル信号が第
2の状態に変化した場合には、前記分配切換手段
と前記信号変化手段を動作させ、前記分配切換手
段が前記分配手段の動作を切換え、前記位置検出
手段の出力信号に対する前記駆動トランジスタへ
の電流分配路を変更し、かつ、前記信号変化手段
が前記動作制御手段の出力信号を変化させ、前記
電圧変換手段の出力電圧を所定値もしくは最大値
にしたことを特徴とする電動機。1. Field means, multi-phase coils, position detection means for detecting the position of the motor movable part, and speed detection means for detecting the speed of the motor movable part and outputting a voltage signal and a digital signal in response to the speed. a voltage converter that is inserted between the coil and the DC power source and obtains an output voltage that is proportional or approximately proportional to the on-time ratio of a switching transistor that operates on and off; a group of drive transistors made up of a plurality of transistors for switching current paths to the drive transistors; and a distribution control for controlling current distribution of the current responsive to the voltage signal of the speed detection means to the drive transistors corresponding to the output signal of the position detection means. and obtaining an output signal responsive to a comparison result between the operating voltage of the driving transistor and a predetermined reference voltage when energized, and adjusting the on-time ratio of the switching transistor of the voltage converting means in accordance with the output signal. an operation control means for changing the operation, and a distribution switching means for changing the operation of the distribution means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and changing a current distribution path to the drive transistor with respect to the output signal of the position detection means. and signal changing means for changing the output signal of the operation control means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and when the digital signal of the speed detection means is in the first state, the distribution The means forms a current distribution path to the drive transistor corresponding to the output signal of the position detection means, and the operation control means and the voltage conversion means adjust the operating voltage of the drive transistor in the energized state to correspond to the reference voltage. furthermore, when the digital signal of the speed detection means changes to a second state, the output voltage of the voltage conversion means is controlled to a predetermined voltage. , the distribution switching means switches the operation of the distribution means to change the current distribution path to the drive transistor in response to the output signal of the position detection means, and the signal changing means changes the output of the operation control means. An electric motor characterized in that the output voltage of the voltage conversion means is set to a predetermined value or a maximum value by changing a signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57190605A JPS5980180A (en) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | Motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57190605A JPS5980180A (en) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | Motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5980180A JPS5980180A (en) | 1984-05-09 |
JPH0332314B2 true JPH0332314B2 (en) | 1991-05-10 |
Family
ID=16260846
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57190605A Granted JPS5980180A (en) | 1982-10-28 | 1982-10-28 | Motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5980180A (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3065098B2 (en) * | 1990-11-30 | 2000-07-12 | 日本ビクター株式会社 | Brushless DC motor drive circuit |
-
1982
- 1982-10-28 JP JP57190605A patent/JPS5980180A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5980180A (en) | 1984-05-09 |
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