JPH0332314B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は電子整流子型の電動機（モータ）に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to an electronic commutator type electric motor.

従来例の構成とその問題点 従来、電子整流子型の電動機では、出力電圧の
一定な直流電源からトランジスタ等を用いて減
圧・制御し、たとえば電動機の速度に対応した駆
動電圧を供給していた。しかし、この様な構成で
は、駆動トランジスタにおけるコレクタ損失がか
なり大きく、電源の供給電力に対する有効消費電
力の比（電力効率）は小さく、10〜30％程度であ
つた。Conventional configuration and its problems Conventionally, in electronic commutator type motors, the voltage was reduced and controlled using transistors, etc. from a DC power supply with a constant output voltage, and for example, a drive voltage corresponding to the speed of the motor was supplied. . However, in such a configuration, the collector loss in the drive transistor is quite large, and the ratio of effective power consumption to power supplied by the power supply (power efficiency) is small, about 10 to 30%.

本出願人は、特願昭57−34564号において、オ
ン・オフ動作するスイツチングトランジスタを含
んで構成されをスイツチング方式の電圧変換器を
使用し、駆動トランジスタの動作電圧が所定の値
となるように電圧変換器の出力電圧を制御する電
子整流子型の電動機を提案している。このような
構成の電動機では、駆動トランジスタのコレクタ
損失が小さく、かつ電圧変換器での変換効率も良
いために、その電力効率は著しく改善されてい
る。ところで、この電動機では、駆動トランジス
タの動作電圧を検出し、その検出信号に応じて電
圧変換器の出力電圧を制御しているために、電動
機の停止動作時においてその出力電圧が零となつ
ており、起動・加速指令入力時点より過渡的に電
圧変換器の出力電圧を零から最大値または所定の
値に大きくしなければならない。そのため、起動
時間が少し大きくなつていた。 In Japanese Patent Application No. 57-34564, the present applicant uses a switching type voltage converter that includes a switching transistor that operates on and off, so that the operating voltage of the drive transistor becomes a predetermined value. proposed an electronic commutator type motor that controls the output voltage of a voltage converter. In a motor having such a configuration, the collector loss of the drive transistor is small and the conversion efficiency of the voltage converter is also good, so that the power efficiency is significantly improved. By the way, in this motor, the operating voltage of the drive transistor is detected and the output voltage of the voltage converter is controlled according to the detection signal, so the output voltage is zero when the motor is stopped. , the output voltage of the voltage converter must be transiently increased from zero to the maximum value or a predetermined value from the time when the start-up/acceleration command is input. As a result, the startup time was a little longer.

また、特願昭57−34564号に記載された電動機
を速度制御する場合には、加速トルクによりモー
タ可動部を所定の速度まで加速すると共に、その
速度が大きくなりすぎると（オーバーシユート
時）減速トルクを発生させ、速度制御への引込み
時間を短かくするようになす方法が使用される。
しかし、この様な方法を用いると、減速トルクの
発生時に電圧変換器の出力電圧が小さくなりす
ぎ、加速トルク側に切り換つた時に一時的に駆動
トランジスタが飽和してしまい、すみやかな起
動・整定特性を得ることができなくなつていた。 In addition, when controlling the speed of the electric motor described in Japanese Patent Application No. 57-34564, the movable part of the motor is accelerated to a predetermined speed by acceleration torque, and if the speed becomes too large (at the time of overshoot) A method is used that generates a deceleration torque and shortens the pull-in time to speed control.
However, if such a method is used, the output voltage of the voltage converter becomes too small when deceleration torque is generated, and the drive transistor becomes temporarily saturated when switching to the acceleration torque side, making it difficult to start up and settle quickly. It was becoming impossible to obtain the characteristics.

これについて、第１図の動作説明図の波形図を
用いて説明する。第１図ａは正常な速度制御時の
１相のコイルの端子電圧波形を表わしており、
V_Mは電圧変換器の出力電圧、縦線部分は電流に
よる電圧降下部分を示している。駆動トランジス
タは少しの動作電圧で能動的に動作している。第
１図ｂにモータ可動部の回転速度が所定値より大
きくなり、減速トルクを発生している場合のコイ
ルの端子電圧波形を示す。減速トルク発生時に
は、コイルへの電流が流れるタイミングが電気的
に180゜ずらされ、その値は回路的に制限されてい
る。従つて、電圧変換器の出力電圧V_Mはコイル
の逆起電圧に対応する値まで小さくなる。このよ
うな状態から、モータ可動部の回転速度が所定値
より小さくなると（アンダーシユート）、駆動ト
ランジスタは指令信号に応じた電流を流すように
動作するが、V_Mが小さくなつているために十分
な電流が供給しきれなくなる。 This will be explained using the waveform diagram of the operation explanatory diagram in FIG. Figure 1a shows the terminal voltage waveform of the one-phase coil during normal speed control.
V _M is the output voltage of the voltage converter, and the vertical line indicates the voltage drop due to current. The drive transistor is actively operated with a small operating voltage. FIG. 1b shows the coil terminal voltage waveform when the rotational speed of the motor movable part becomes higher than a predetermined value and a deceleration torque is generated. When deceleration torque is generated, the timing at which current flows to the coil is electrically shifted by 180 degrees, and its value is limited by the circuit. Therefore, the output voltage V _M of the voltage converter decreases to a value corresponding to the back electromotive force of the coil. In this state, when the rotational speed of the motor's movable part becomes smaller than a predetermined value (undershoot), the drive transistor operates to flow a current according to the command signal, but since V _M has become small, Sufficient current cannot be supplied.

さらに、駆動トランジスタの動作電圧を検出し
て電圧変換器の出力電圧V_Mを制御する帰還ルー
プの動作がオーバーシユートやアンダーシユート
を有する場合には、減速トルクの発生時にV_Mが
一時的に小さくなりすぎ（アンダーシユート）、
コイルの端子電圧が負になる瞬間が生じていた
（逆起電圧が大きい場合であり、第１図ｄに示
す）。このような負電圧になる瞬間の存在は、駆
動トランジスタとその周辺回路のトランジスタや
抵抗を単一のシリコンチツプ上に集積化した時
に、駆動トランジスタのコレクタ（ｎ形）とシリ
コンチツプ基板（ｐ形）および他のトランジスタ
のコレクタ（ｎ形）による寄生npnトランジスタ
を活性化し、その回路動作を大幅に乱し、動作不
安定や速度制御の引込特性の悪化を招き、大きな
問題となつていた。 Furthermore, if the operation of the feedback loop that detects the operating voltage of the drive transistor and controls the output voltage V _M of the voltage converter has overshoot or undershoot, V _M may temporarily decrease when deceleration torque occurs. becomes too small (undershoot),
There was a moment when the terminal voltage of the coil became negative (this is the case when the back electromotive force is large, as shown in FIG. 1d). The existence of such a moment when a negative voltage occurs is due to the fact that when the drive transistor and its peripheral circuitry transistors and resistors are integrated on a single silicon chip, the collector of the drive transistor (n-type) and the silicon chip substrate (p-type) ) and the collectors (n-type) of other transistors, activating parasitic npn transistors, greatly disturbing their circuit operations, leading to unstable operation and deterioration of speed control pull-in characteristics, which has become a major problem.

発明の目的 本発明はそのような点を考慮し、可変出力の直
流電圧を取り出すことのできるスイツチング方式
の電圧変換手段を使用した電力効率の良い、起
動・加速、速度制御の引込特性の改善された電子
整流子型の電動機を提供することを目的とするも
のである。Purpose of the Invention The present invention takes these points into consideration and provides an improved power efficient starting/acceleration/speed control pull-in characteristic using a switching type voltage conversion means capable of extracting a variable output DC voltage. The object of the present invention is to provide an electronic commutator type electric motor.

発明の構成 本発明は、界磁手段と、複数相のコイルと、モ
ータ可動部の位置を検出する位置検出手段と、前
記モータ可動部の速度を検出し、速度に応動した
電圧信号とデイジタル信号を出力する速度検出手
段と、前記コイルと直流電源の間に挿入され、オ
ン・オフ動作するスイツチングトランジスタのオ
ン時間比率に比例もしくは略比例した出力電圧を
得る電圧変換手段と、前記電圧変換手段の出力端
子から前記コイルへの電流路を切換える複数個の
トランジスタからなる駆動トランジスタ群と、前
記速度検出手段の前記電圧信号に応動した電流
を、前記位置検出手段の出力信号に対応した前記
駆動トランジスタに電流分配制御する分配手段
と、通電時に前記駆動トランジスタの動作電圧と
所定の基準電圧との比較結果に応動する出力信号
を得て、その出力信号に応じて前記電圧変換手段
の前記スイツチングトランジスタのオン時間比率
を変化させる動作制御手段と、前記速度検出手段
の前記デイジタル信号の状態に応じて前記分配手
段の動作を切換え、前記位置検出手段の出力信号
に対する前記駆動トランジスタへの電流分配路を
変更する分配切換手段と、前記速度検出手段の前
記デイジタル信号の状態に応じて前記動作制御手
段の出力信号を変化させる信号変化手段を具備
し、前記速度検出手段の前記デイジタル信号が第
１の状態の時には、前記分配手段は前記位置検出
手段の出力信号に対応した前記駆動トランジスタ
への電流分配路を形成し、前記動作制御手段と前
記電圧変換手段は通電状態にある前記駆動トラン
ジスタの動作電圧を前記基準電圧に対応した所定
の電圧になるように前記電圧変換手段の出力電圧
を制御し、さらに、前記速度検出手段の前記デイ
ジタル信号が第２の状態に変化した場合には、前
記分配切換手段と前記信号変化手段を動作させ、
前記分配切換手段が前記分配手段の動作を切換
え、前記位置検出手段の出力信号の対する前記駆
動トランジスタへの電流分配路を変更し、かつ、
前記信号変化手段が前記動作制御手段の出力信号
を変化させ、前記電圧変換手段の出力電圧を所定
値もしくは最大値にするようにしたことを特徴と
するものであり、これにより所期の目的を達成し
たものである。Structure of the Invention The present invention includes a field means, a multi-phase coil, a position detection means for detecting the position of a motor movable part, a voltage signal and a digital signal that detect the speed of the motor movable part and respond to the speed. a speed detecting means for outputting a voltage, a voltage converting means for obtaining an output voltage proportional to or substantially proportional to an on-time ratio of a switching transistor inserted between the coil and a DC power supply and operating on and off; and the voltage converting means a drive transistor group consisting of a plurality of transistors that switches a current path from an output terminal to the coil; distribution means for controlling current distribution to the voltage converting means; and obtaining an output signal responsive to a comparison result between the operating voltage of the drive transistor and a predetermined reference voltage when energized, and controlling the switching transistor of the voltage conversion means in accordance with the output signal. an operation control means for changing the on-time ratio of the on-time ratio; and an operation control means for switching the operation of the distribution means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and a current distribution path to the drive transistor for the output signal of the position detection means. distribution switching means for changing the output signal of the operation control means in accordance with the state of the digital signal of the speed detection means, the digital signal of the speed detection means being in a first state; When , the distribution means forms a current distribution path to the drive transistor corresponding to the output signal of the position detection means, and the operation control means and the voltage conversion means adjust the operating voltage of the drive transistor in the energized state. The output voltage of the voltage conversion means is controlled to a predetermined voltage corresponding to the reference voltage, and further, when the digital signal of the speed detection means changes to a second state, the distribution switching means and operating the signal changing means,
The distribution switching means switches the operation of the distribution means to change the current distribution path to the drive transistor for the output signal of the position detection means, and
The signal changing means changes the output signal of the operation control means to make the output voltage of the voltage converting means a predetermined value or a maximum value, thereby achieving the intended purpose. This has been achieved.

実施例の説明 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図は本発明の一実施例を表わす電気回路
図である。第２図において、１は直流電源、２は
複数個の磁極を有する界磁用のマグネツト（界磁
手段）、３，４，５は３相のコイル、６，７，８
は駆動トランジスタ、９はモータ可動部（マグネ
ツト２）の位置を検出する位置検出器、１０は位
置検出器９の出力に応動して駆動トランジスタ
６，７，８の通電を分配制御する分配器、１１は
駆動トランジスタ６，７，８のうち最低の動作電
圧の値を検出する動作制御器、１２は動作制御器
１１の出力に応じて出力電圧V_Mを変化させるス
イツチング方式の電圧変換器である。また、１３
はモータ可動部（マグネツト２）の回転速度を検
出する速度検出器である。DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described based on the drawings. FIG. 2 is an electrical circuit diagram representing one embodiment of the present invention. In Fig. 2, 1 is a DC power supply, 2 is a field magnet (field means) having a plurality of magnetic poles, 3, 4, 5 are three-phase coils, 6, 7, 8
9 is a drive transistor; 9 is a position detector that detects the position of the motor movable part (magnet 2); 10 is a distributor that distributes and controls the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 in response to the output of the position detector 9; 11 is an operation controller that detects the lowest operating voltage value among the drive transistors 6, 7, and 8, and 12 is a switching type voltage converter that changes the output voltage V _M in accordance with the output of the operation controller 11. . Also, 13
is a speed detector that detects the rotational speed of the motor movable part (magnet 2).

速度検出器１３の具体的な構成例を第３図に示
す。モータ可動部の回転速度に比例する周波数の
交流信号を周波数発生部９１にて得て、周期検出
部９２によりその交流信号の周期に対応した電圧
信号を得る。周波数発生部９１の交流信号（また
はその分周信号）は、基準周波数発生部９３の基
準周波数信号と共に位相差検出部９４に入力さ
れ、その両者の位相差に対応した電圧信号を得て
いる。周期検出部９２の出力と位相差検出部９４
の出力は合成部９５にて加算合成される。合成部
９５の出力は基準電圧部９６の基準電圧信号と共
に絶対値検出部９７およびコンパレータ部９８に
入力され、絶対値検出部９７では両入力信号の差
電圧の絶対値に比例した電圧を出力し、コンパレ
ータ部９８ではその差電圧の符号に応じたデイジ
タル的な信号Ｂを得ている。絶対値検出部９７の
出力はレベルシフト部９９によつて直流レベルを
シフトされ、零ボルトを基準とする電圧信号Ａを
出力する。 A specific example of the configuration of the speed detector 13 is shown in FIG. A frequency generator 91 obtains an alternating current signal with a frequency proportional to the rotational speed of the motor movable part, and a period detecting section 92 obtains a voltage signal corresponding to the period of the alternating current signal. The alternating current signal (or its frequency divided signal) from the frequency generator 91 is input to the phase difference detector 94 together with the reference frequency signal from the reference frequency generator 93, and a voltage signal corresponding to the phase difference between the two is obtained. Output of period detection section 92 and phase difference detection section 94
The outputs of are added and synthesized in a synthesizing section 95. The output of the combining section 95 is input to the absolute value detecting section 97 and the comparator section 98 together with the reference voltage signal of the reference voltage section 96, and the absolute value detecting section 97 outputs a voltage proportional to the absolute value of the difference voltage between both input signals. , a comparator section 98 obtains a digital signal B corresponding to the sign of the differential voltage. The DC level of the output of the absolute value detector 97 is shifted by the level shifter 99, and a voltage signal A with zero volts as a reference is output.

速度検出器１３の電圧信号Ａは指令信号V₁と
して分配器１０の電流制御器３１に入力され、電
流検出器３５の出力V₂と比較され、その両者の
差に応じた電流i₁を出力する。第４図に電流制御
器３１の具体的な構成例を示す。差動トランジス
タ１０２，１０３，１０４，１０５のベース側に
入力された電圧V₁とV₂の差に応じて電流源１０
１の電流はコレクタ側に分配され、そのコレクタ
電流はトランジスタ１０６，１０７のカレントミ
ラーによつて比較され、差電流はトランジスタ１
０８にて増幅され、トランジスタ１０９，１１０
のカレントミラーを介して出力される。 The voltage signal A of the speed detector 13 is input as a command signal V ₁ to the current controller 31 of the distributor 10, and is compared with the output V ₂ of the current detector 35, and outputs a current i ₁ according to the difference between the two. do. FIG. 4 shows a specific example of the configuration of the current controller 31. The current source 10 responds to the difference between the voltages V ₁ and V ₂ input to the base sides of the differential transistors 102, 103, 104, and 105.
The current of transistor 1 is distributed to the collector side, and the collector currents are compared by the current mirror of transistors 106 and 107, and the difference current is distributed to the collector side of transistor 1.
08, and transistors 109 and 110
output via the current mirror.

電流制御器３１の出力i₁は、電子的なスイツチ
回路にて構成される分配切換器３２に入力され
る。分配切換器３２の具体的な構成例を第５図に
示す。速度検出器１３のデイジタル信号Ｂが低電
位（零ボルト）のときには、差動トランジスタ１
２７のベース電圧がトランジスタ１２６のベース
電圧よりも十分に低くなり、ａ端子に入力された
電流はｂ端子に出力される。また、デイジタル信
号Ｂが高電位（電源電圧Vs）になるとトランジ
スタ１２８がオンとなり、差動トランジスタ１２
６のベース電圧がトランジスタ１２７のベース電
圧よりも十分に低くなり、入力電流はｃ端子に出
力される。 The output i ₁ of the current controller 31 is input to a distribution switch 32 constituted by an electronic switch circuit. A specific example of the configuration of the distribution switch 32 is shown in FIG. When the digital signal B of the speed detector 13 is at a low potential (zero volts), the differential transistor 1
The base voltage of transistor 27 becomes sufficiently lower than the base voltage of transistor 126, and the current input to the a terminal is output to the b terminal. Further, when the digital signal B becomes a high potential (power supply voltage Vs), the transistor 128 is turned on, and the differential transistor 12
The base voltage of transistor 6 becomes sufficiently lower than the base voltage of transistor 127, and the input current is output to the c terminal.

分配切換器３２のｂ端子側の出力は第１の選択
器３３のトランジスタ３６，３７，３８の共通エ
ミツタ電流となり、また、ｃ端子側の出力は第２
の選択器３４のトランジスタ３９，４０，４１の
共通エミツタ電流となつている。すなわち、速度
検出器１３のデイジタル信号Ｂに応じて、電流制
御器３１の出力i₁の通路を切換えて、第１の選択
器３３と第２の選択器３４を相補的に動作させて
いる。 The output on the b terminal side of the distribution switch 32 becomes the common emitter current of the transistors 36, 37, and 38 of the first selector 33, and the output on the c terminal side becomes the common emitter current of the transistors 36, 37, and 38 of the first selector 33.
This is a common emitter current of the transistors 39, 40, and 41 of the selector 34. That is, the path of the output _i1 of the current controller 31 is switched in accordance with the digital signal B of the speed detector 13, and the first selector 33 and the second selector 34 are operated in a complementary manner.

第１の選択器３３のトランジスタ３６，３７，
３８の各ベース端子には位置検出器９のホール素
子２１，２２，２３の一方（正相出力側）の出力
電圧がそれぞれ印加されている。ホール素子２
１，２２，２３はマグネツト２の磁束を感知し、
その回転位置に応じたアナログ電圧信号を発生す
る。トランジスタ３６，３７，３８はそのベース
電圧の差に応じて共通エミツタ電流を各コレクタ
電流に分配し、ベース電圧の最も低いトランジス
タのコレクタ電流が最も大きくなり、他のトラン
ジスタのコレクタ電流は零となる。 Transistors 36, 37 of the first selector 33,
The output voltage of one of the Hall elements 21, 22, and 23 (positive phase output side) of the position detector 9 is applied to each base terminal 38, respectively. Hall element 2
1, 22, 23 sense the magnetic flux of magnet 2,
An analog voltage signal is generated according to the rotational position. The transistors 36, 37, and 38 distribute the common emitter current to each collector current according to the difference in their base voltages, and the collector current of the transistor with the lowest base voltage becomes the largest, and the collector current of the other transistors becomes zero. .

同様に、第２の選択器３４のトランジスタ３
９，４０，４１の各ベース端子には位置検出器９
のホール素子２１，２２，２３の他方（逆相出力
側）の出力電圧がそれぞれ印加されている。従つ
て、トランジスタ３９，４０，４１はそのベース
電圧の差に応じて共通エミツタ電流を各コレクタ
電流に分配し、ベース電圧の最も低いトランジス
タのコレクタ電流が最も大きくなり、他のトラン
ジスタのコレクタ電流は零となる。 Similarly, transistor 3 of second selector 34
Position detector 9 is installed at each base terminal 9, 40, 41.
The output voltages of the other (reverse phase output side) of the Hall elements 21, 22, and 23 are respectively applied. Therefore, the transistors 39, 40, and 41 distribute the common emitter current to each collector current according to the difference in their base voltages, and the collector current of the transistor with the lowest base voltage is the largest, and the collector current of the other transistors is It becomes zero.

第１の選択器３３のトランジスタ３６，３７，
３８の各コレクタ電流または第２の選択器３４の
トランジスタ３９，４０，４１の各コレクタ電流
は、駆動トランジスタ６，７，８の各ベース電流
となり、電流増幅されてコイル３，４，５に供給
される（第１の選択器３３と第２の選択器３４の
いずれが活性となるかは、分配切換器３２によつ
て切換えられている）。コイル３，４，５への供
給電流は抵抗４２の電圧降下V₂として検出され、
電流制御器３１に入力される。 Transistors 36, 37 of the first selector 33,
38 or the collector currents of the transistors 39, 40, 41 of the second selector 34 become the base currents of the drive transistors 6, 7, 8, are amplified and supplied to the coils 3, 4, 5. (Which of the first selector 33 and second selector 34 is activated is switched by the distribution switch 32). The current supplied to the coils 3, 4, 5 is detected as a voltage drop V ₂ across the resistor 42,
It is input to the current controller 31.

これにより、電流制御器３１、分配切換器３
２、第１の選択器３３または第２の選択器３４、
駆動トランジスタ６，７，８および電流検出器３
５によつて第１の帰還ループが構成され、コイル
３，４，５への供給電流は確実に速度検出器１３
の出力Ａの値V₁に対応した電流値となしている。
その結果、トランジスタ６，７，８のh_FEバラツ
キ等の影響は著しく小さくなる。また、マグネツ
ト２の回転に伴つてホール素子２１，２２，２３
の出力電圧が変化し、対応するコイルに電流を供
給するように、駆動トランジスタ６，７，８の通
電を制御し、切換えてゆく。 As a result, the current controller 31, the distribution switch 3
2. first selector 33 or second selector 34;
Drive transistors 6, 7, 8 and current detector 3
5 constitutes a first feedback loop, and the current supplied to the coils 3, 4, and 5 is reliably connected to the speed detector 13.
The current value corresponds to the value _V1 of the output A.
As a result, the influence of h _FE variations in transistors 6, 7, and 8 is significantly reduced. Further, as the magnet 2 rotates, the Hall elements 21, 22, 23
energization of the drive transistors 6, 7, and 8 is controlled and switched so that the output voltage of the transistor changes and current is supplied to the corresponding coil.

なお、コンデンサ４３は上述の帰還ループの位
相補償（発振防止）のためにつけている。また、
コイル３，４，５に並列に接続されている抵抗５
１，５３，５５とコンデンサ５２，５４，５６の
直列回路は通電路の切換えに伴うスパイク電圧を
低減するものである。 Note that the capacitor 43 is provided for phase compensation (to prevent oscillation) of the feedback loop described above. Also,
Resistor 5 connected in parallel to coils 3, 4, 5
The series circuit of capacitors 1, 53, and 55 and capacitors 52, 54, and 56 reduces the spike voltage caused by switching of the energizing path.

次に、動作制御器１１および電圧変換器１２の
動作について説明する。電圧変換器１２は、直流
電源１の正極端子（V_S＝12V）からコイル３，
４，５の共通接続端子へ至る給電回路中にエミツ
タ・コレクタ路を直列にして挿入された給電制御
用半導体スイツチング素子を構成するところのス
イツチングトランジスタ８１と、フライホイール
ダイオード８２とインダクタンス素子８３とコレ
デンサ８４からなる平滑器と、動作制御器１１の
出力電流を電圧に変換する抵抗７１と、所定周波
数（94.4KHz程度）の三角波信号を発生する発振
器７２と、コンパレータ７３と、抵抗７５，７６
とトランジスタ７７からなる電圧制限器７４と、
コンデンサ７８によつて構成されている。 Next, the operations of the operation controller 11 and voltage converter 12 will be explained. The voltage converter 12 connects the positive terminal (V _S =12V) of the DC power supply 1 to the coil 3,
A switching transistor 81, a flywheel diode 82, and an inductance element 83, which constitute a semiconductor switching element for power supply control, are inserted in a power supply circuit leading to the common connection terminals 4 and 5 with their emitter-collector paths connected in series. A smoother consisting of a correductor 84, a resistor 71 that converts the output current of the operation controller 11 into voltage, an oscillator 72 that generates a triangular wave signal of a predetermined frequency (approximately 94.4 KHz), a comparator 73, and resistors 75 and 76.
and a voltage limiter 74 consisting of a transistor 77;
It is constituted by a capacitor 78.

動作制御器１１は、基準となる電圧信号をつく
る定電流源５７、抵抗５８、ダイオード５９，６
０，６１と、駆動トランジスタ６，７，８の動作
電圧の最低値を取り出す検出トランジスタ６３，
６４，６５と、比較トランジスタ６２と、比較ト
ランジスタ６２の出力電流を反転増幅するダイオ
ード６６、トランジスタ６８、抵抗６７，６９か
らなるカレントミラー回路により構成されてい
る。 The operation controller 11 includes a constant current source 57, a resistor 58, and diodes 59 and 6 that generate a reference voltage signal.
0, 61, and a detection transistor 63 for extracting the lowest value of the operating voltage of the drive transistors 6, 7, 8.
64 and 65, a comparison transistor 62, a diode 66 for inverting and amplifying the output current of the comparison transistor 62, a transistor 68, and resistors 67 and 69.

電圧変換器１２の出力電圧V_Mはスイツチング
トランジスタ８１のオン時間とオフ時間の比率
（実質的なデユテイ比率）に関係して変化する。
このスイツチングトランジスタ８１がオンの時に
はV_iV_sとなり、直流電源１はインダクタンス
素子８３を通して負荷側に電流を供給する。スイ
ツチングトランジスタ８１がオフの時には、フラ
イホイールダイオード８２がオンとなり、インダ
クタンス素子８３に蓄えられたエネルギーを負荷
側に供給する。その結果、電圧変換器１２の出力
電圧V_Mはトランジスタ８１のオン時間のデユテ
イに対応した値となる。 The output voltage V _M of the voltage converter 12 changes in relation to the ratio of the on time to the off time (substantive duty ratio) of the switching transistor 81.
When the switching transistor 81 is on, the voltage becomes V _i V _s , and the DC power supply 1 supplies current to the load side through the inductance element 83. When the switching transistor 81 is off, the flywheel diode 82 is on, and the energy stored in the inductance element 83 is supplied to the load side. As a result, the output voltage V _M of the voltage converter 12 has a value corresponding to the duty of the on time of the transistor 81.

電圧変換器１２の出力電圧V_Mは３相のコイル
３，４，５および駆動トランジスタ６，７，８に
供給され、前述の分配器１０の動作に従つて順次
活性となる駆動トランジスタが切り換つてゆく。 The output voltage V _M of the voltage converter 12 is supplied to the three-phase coils 3, 4, 5 and drive transistors 6, 7, 8, and the drive transistors are sequentially activated according to the operation of the distributor 10 described above. It goes on.

動作制御器１１は駆動トランジスタ６，７，８
の動作電圧（ここではコレクタ・エミツタ間電圧
V_CE）を検出しており、このことについて更に説
明する。電流源５７の電流I₂は抵抗５８およびダ
イオード５９，６０，６１に入力され（比較トラ
ンジスタ６２の出力電流i₃が零の場合）、駆動ト
ランジスタ６，７，８の共通接続端子（本実施例
ではエミツタ端子）から所定電圧値 V_3r＝R₅₈・I₂＋3V_D ……(1) の基準電圧信号を発生する。ここに、R₅₈は抵抗
５８の値、V_Dはダイオードの順方向電圧降下
（約0.7V）である。検出トランジスタ６３，６
４，６５の各ベース端子は駆動トランジスタ６，
７，８の各出力端子に接続され、各エミツタ端子
は比較トランジスタ６２のベース端子に接続さ
れ、各コレクタ端子は最低電位点（アース電位）
に接続されている。さらに、比較トランジスタ６
２のエミツタ端子は上述の基準電位点（信号V₃
の点）に接続されている。その結果、駆動トラン
ジスタ６，７，８の動作電圧が上述の基準電圧
V_3rよりもエミツタ・ベース間順方向電圧の２ケ
分（2V_D）小さくなると、比較トランジスタ６２
が活性となり、コレクタ側に電流i₃を出力する。
比較トランジスタ６２の出力電流i₃は、ダイオー
ド６６、トランジスタ６８、抵抗６７，６９のカ
レントミラーによつて反転増幅され、動作検出信
号i₄として出力される。 The operation controller 11 includes drive transistors 6, 7, 8.
operating voltage (collector-emitter voltage here)
V _CE ) has been detected, and this will be further explained. The current I ₂ of the current source 57 is input to the resistor 58 and the diodes 59, 60, 61 (when the output current i ₃ of the comparison transistor 62 is zero), and the common connection terminal of the drive transistors 6, 7, 8 (this embodiment Then, a reference voltage signal of a predetermined voltage value V _3r = R ₅₈ · I ₂ + 3V _D (1) is generated from the emitter terminal. Here, R ₅₈ is the value of the resistor 58, and V _D is the forward voltage drop of the diode (approximately 0.7V). Detection transistor 63, 6
Each base terminal of 4 and 65 is connected to a drive transistor 6,
7 and 8, each emitter terminal is connected to the base terminal of the comparison transistor 62, and each collector terminal is connected to the lowest potential point (earth potential).
It is connected to the. Furthermore, comparison transistor 6
The emitter terminal of No. 2 is connected to the reference potential point (signal V ₃
point). As a result, the operating voltages of the drive transistors 6, 7, 8 are set to the above-mentioned reference voltage.
When the emitter-base forward voltage (2V _D ) becomes smaller than V _3r , the comparison transistor 62
becomes active and outputs current _i3 to the collector side.
The output current i ₃ of the comparison transistor 62 is inverted and amplified by a current mirror including a diode 66, a transistor 68, and resistors 67 and 69, and outputted as an operation detection signal i ₄ .

動作制御器１１の出力電流i₄は電圧変換器１２
の抵抗７１によつて電圧V₄に変換される。電圧
V₄と発振器７２の三角波信号とはコレパレータ
７３にて比較され、電圧V₄に応じたデユテイの
パルス信号を得ている。そのパルス信号によつ
て、スイツチングトランジスタ８１をオン・オフ
動作させ、電圧変換器１２の出力電圧V_Mを可変
制御している。 The output current i ₄ of the operation controller 11 is supplied to the voltage converter 12
is converted into voltage V ₄ by resistor 71 . Voltage
V ₄ and the triangular wave signal from the oscillator 72 are compared by a comparator 73 to obtain a pulse signal with a duty corresponding to the voltage V ₄ . The switching transistor 81 is turned on and off by the pulse signal, and the output voltage _VM of the voltage converter 12 is variably controlled.

これにより、動作制御器１１、電圧変換器１
２、およびコイル３，４，５によつて第２の帰還
ループが構成され、前述の駆動トランジスタの動
作電圧を検出し、その動作電圧が所定値に等しく
もしくはほぼ等しくなるようにしている。 As a result, the operation controller 11, voltage converter 1
2 and coils 3, 4, and 5 constitute a second feedback loop, which detects the operating voltage of the drive transistor described above and makes the operating voltage equal to or approximately equal to a predetermined value.

これについて更に説明する。速度検出器１３の
出力Ａ（V₁）が大きくなると、第１の帰還ループ
の動作によりコイルへの供給電流I_aが大きくな
り、駆動トランジスタの動作電圧が小さくなり、
比較トランジスタ６２の出力電流i₃、従つて動作
検出信号i₄が大きくなり、電圧V₄が大きくなり、
従つて、スイツチングトランジスタ８１のオン時
間比率が大きくなつて、電圧変換器１２の出力電
圧V_Mが大きくなり、駆動トランジスタの動作電
圧が大きくなる。逆の場合も同様である。 This will be further explained. When the output A (V ₁ ) of the speed detector 13 increases, the current I _a supplied to the coil increases due to the operation of the first feedback loop, and the operating voltage of the drive transistor decreases.
The output current i ₃ of the comparison transistor 62 and therefore the operation detection signal i ₄ increases, and the voltage V ₄ increases,
Therefore, the on-time ratio of the switching transistor 81 increases, the output voltage V _M of the voltage converter 12 increases, and the operating voltage of the drive transistor increases. The same applies to the opposite case.

なお、電圧変換器１２のコンデンサ７８は、第
２の帰還ループの位相補償（発振止め）のために
つけられている。 Note that the capacitor 78 of the voltage converter 12 is provided for phase compensation (stopping oscillation) of the second feedback loop.

このように、駆動トランジスタの動作電圧を検
出して、その値が所定の小さな値となるように電
圧変換器１２の出力電圧V_Mを可変制御するなら
ば、駆動トランジスタにおけるコレクタ損失は著
しく小さくなる。また、スイツチングトランジス
タ８１をオン・オフ動作させて、そのオン時間比
率を変化させることによつて所要の出力電圧V_M
を得ているために、電圧変換器１２の電圧変換に
伴う損失は極めて小さい。その結果、電力効率は
大幅に改善される。 In this way, if the operating voltage of the drive transistor is detected and the output voltage V _M of the voltage converter 12 is variably controlled so that its value becomes a predetermined small value, the collector loss in the drive transistor will be significantly reduced. . In addition, by turning on/off the switching transistor 81 and changing its on-time ratio, the required output voltage V _M
Therefore, the loss associated with voltage conversion by the voltage converter 12 is extremely small. As a result, power efficiency is significantly improved.

次に、本実施例の電動機の速度制御における過
渡的な動作について説明する。電圧変換器１２の
電圧制限器７４は、電圧信号V₄の最低値を制限
し（抵抗７５と７６の分割電位とトランジスタ７
７のベース・エミツタ電圧V_Dによつて決まる）、
発振器７２とコンパレータ７３によるパルス信号
のデユテイ、従つて、スイツチングトランジスタ
８１のオン時間比率の最低値を制限することによ
り、電圧変換器１２の出力電圧V_Mの最低値を制
限している。通常、オン時間比率の最低値は25％
になされ、V_Mの最低値をV_S／４となしている。 Next, a transient operation in speed control of the electric motor of this embodiment will be explained. Voltage limiter 74 of voltage converter 12 limits the minimum value of voltage signal V ₄ (divided potential of resistors 75 and 76 and transistor 7
(determined by the base-emitter voltage V _D of 7),
By limiting the duty of the pulse signal from the oscillator 72 and the comparator 73, and therefore the minimum value of the on-time ratio of the switching transistor 81, the minimum value of the output voltage V _M of the voltage converter 12 is limited. Typically, the minimum on-time ratio is 25%
The lowest value of V _M is V _S /4.

このような状態から電動機が起動・加速される
場合には、速度検出器１３の出力Ａ（V₁）が大き
くなり、第１の帰還ループの動作によつてコイル
への供給電流I_aが大きくなる。I_aの増加は駆動ト
ランジスタの動作電圧を小さくするため、動作制
御器１１の出力i₄が大きくなり、電圧変換器１２
の抵抗７１の電圧降下V₄が大きくなり、スイツ
チングトランジスタ８１のオン時間比率を大きく
し、出力電圧V_Mを大きくする（第２の帰還ルー
プの動作）。 When the motor is started and accelerated from such a state, the output A (V ₁ ) of the speed detector 13 increases, and the current I _a supplied to the coil increases due to the operation of the first feedback loop. Become. An increase in I _a reduces the operating voltage of the drive transistor, so the output i ₄ of the operation controller 11 increases, and the voltage converter 12
The voltage drop V ₄ across the resistor 71 increases, increasing the on-time ratio of the switching transistor 81 and increasing the output voltage V _M (operation of the second feedback loop).

モータ可動部（マグネツト２）が加速され、そ
の回転速度が所定値にいたると、速度検出器１３
の出力Ａが減少し、コイルへの電流I_aが小さくな
り、また、電圧変換器１２の出力電圧V_Mも小さ
くなる。 When the motor movable part (magnet 2) is accelerated and its rotational speed reaches a predetermined value, the speed detector 13
The output A of the voltage converter 12 decreases, the current I _a to the coil decreases, and the output voltage V _M of the voltage converter 12 also decreases.

速度制御（および位相制御）の引込のために、
モータ可動部は目的の回転速度よりも過渡的に速
くなる（オーバーシユート）。このとき、速度検
出器１３の出力Ｂが変化し（OVからV_S）、分配
切換器３２のスイツチが切換わり、電流制御器３
１の出力i₁は第２の選択器３４に供給される。第
２の選択器３４のトランジスタ３９，４０，４１
の各ベースに印加された電圧（ホール素子２１，
２２，２３の逆相出力）は、第１の選択器３３の
トランジスタ３６，３７，３８の各ベースに印加
された電圧（ホール素子２１，２２，２３の正相
出力）と電気的に180゜の位相差を有している。そ
の結果、第２の選択器３４は減速トルクを発生す
るように駆動トランジスタ６，７，８の通電を分
配制御する。 For speed control (and phase control) retraction,
The motor moving part becomes transiently faster than the target rotational speed (overshoot). At this time, the output B of the speed detector 13 changes (from OV to V _S ), the switch of the distribution switch 32 is switched, and the current controller 3
1 output i ₁ is supplied to a second selector 34 . Transistors 39, 40, 41 of second selector 34
(Hall element 21,
22, 23) is electrically 180 degrees from the voltage applied to the bases of the transistors 36, 37, 38 of the first selector 33 (the positive phase outputs of the Hall elements 21, 22, 23). It has a phase difference of As a result, the second selector 34 distributes and controls the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 so as to generate a deceleration torque.

減速トルクを発生している時のコイルの端子電
圧は、第１図ｂのようになり、電圧変換器１２の
出力電圧V_Mは小さくなつていく（第２の帰還ル
ープ）。本実施例では、電圧変換器１２の出力電
圧V_Mの最低値が制限されているために、第２の
帰還ループの動作のオーバーシユート（またはア
ンダーシユート）によつてV_Mが過度に小さくな
ることは防止される。 The terminal voltage of the coil when a deceleration torque is being generated is as shown in FIG. 1b, and the output voltage V _M of the voltage converter 12 becomes smaller (second feedback loop). In this embodiment, since the minimum value of the output voltage V _M of the voltage converter 12 is limited, V _M may be excessively high due to overshoot (or undershoot) of the operation of the second feedback loop. This will prevent it from becoming smaller.

モータ可動部が減速されるにつれてV₁が小さ
くなり、V₁＝０において速度検出器１３のデイ
ジタル信号Ｂが変化（V_SからOV）し、分配切換
器３２は電流制御器３１の出力i₁を第１の選択器
３３に供給し、加速トルクを発生するように駆動
トランジスタ６，７，８の通電を分配制御する。
モータ可動部の回転速度（および回転位相）が目
的の値となり、速度制御（および位相制御）の整
定状態にいたる。 As the motor moving part is decelerated, V ₁ becomes smaller, and when V ₁ = 0, the digital signal B of the speed detector 13 changes (from V _S to OV), and the distribution switch 32 changes the output i ₁ of the current controller 31. is supplied to the first selector 33, and the energization of the drive transistors 6, 7, and 8 is distributed and controlled so as to generate acceleration torque.
The rotational speed (and rotational phase) of the motor movable part reaches the desired value, and the speed control (and phase control) reaches a stable state.

このように、電圧変換器１２の出力電圧V_Mの
最低値を制限すれば、V_Mが過度に小さくなるこ
とが防止されるために、コイルに生じる逆起電圧
によつてコイルの端子電圧（駆動トランジスタの
出力端子の電圧）が負電圧になることもなくな
る。 In this way, by limiting the minimum value of the output voltage V _M of the voltage converter 12, V _M can be prevented from becoming excessively small, so that the terminal voltage of the coil ( The voltage at the output terminal of the drive transistor will no longer become a negative voltage.

従つて、第１図の実施例の駆動トランジスタ
６，７，８および分配器１０、動作制御器１１、
電圧変換器１２の主要部のトランジスタや抵抗を
単一のシリコンチツプ上に集積化して形成して
も、寄生npnトランジスタが活性となることもな
く、安定な動作を得ることができる。 Therefore, the driving transistors 6, 7, 8, distributor 10, operation controller 11,
Even if the main transistors and resistors of the voltage converter 12 are integrated and formed on a single silicon chip, stable operation can be achieved without activation of parasitic npn transistors.

第６図は本発明の他の実施例を表わす電気回路
図を示す。本実施例では、前述の第２図の実施例
の動作制御器１１にトランジスタ１３２と抵抗１
３１，１３３を加え、速度検出器１３のデイジタ
ル信号ＢがV_Sとなつたときに（分配切換器３２
により第２の選択器３４を活性化し、減圧トルク
を発生させるときに）、トランジスタ１３２をオ
ンにして電気変換器１２の抵抗７１の電圧V₄を
大きくし、スイツチングトランジスタ８１のオン
時間比率を大きくし（オン状態が続く場合も含
む）、電圧変換器１２の出力電圧V_Mを最大値もし
くは所定の大きな値となしている。このように、
減速トルクの発生時に、駆動トランジスタ６，
７，８の動作電圧に無関係に電圧変換器１２の出
力電圧V_Mを大きくするならば、減速トルクの発
生から再度加速トルクの発生に変化した時に速度
検出器１３の出力Ａ（V₁）が急激に大きくなつて
も駆動トランジスタ６，７，８は飽和することな
く、V₁に対応する電流I_aをコイル３，４，５に供
給することができる。その結果、速度制御（およ
び位相制御）の引込整定が容易になる。 FIG. 6 shows an electrical circuit diagram representing another embodiment of the invention. In this embodiment, a transistor 132 and a resistor 1 are added to the operation controller 11 of the embodiment shown in FIG.
31,133 and when the digital signal B of the speed detector 13 becomes V _S (distribution switch 32
(when activating the second selector 34 and generating a pressure reducing torque), the transistor 132 is turned on to increase the voltage _V4 of the resistor 71 of the electric converter 12, and the on-time ratio of the switching transistor 81 is increased. (including when the on state continues), and the output voltage V _M of the voltage converter 12 is set to the maximum value or a predetermined large value. in this way,
When the deceleration torque is generated, the drive transistor 6,
If the output voltage V _M of the voltage converter 12 is increased regardless of the operating voltages 7 and 8, the output A (V ₁ ) of the speed detector 13 will be Even if the voltage suddenly increases, the drive transistors 6, 7, and 8 can supply the current _Ia corresponding to _V1 to the coils 3, 4, and 5 without being saturated. As a result, the pull-in settling of speed control (and phase control) becomes easier.

その他の部分の構成および動作は、第２図の実
施例と同様であり、説明を省略する。 The configuration and operation of other parts are the same as those of the embodiment shown in FIG. 2, and their explanation will be omitted.

なお、本発明は回転運動する回転型電動機に限
らず、界磁部とコイルが直進的に相対移動する、
いわゆる直進電動機の場合も同様に実施できるこ
とはいうまでもない。またコイルの相数も３相に
限らず、一般に、多相のコイルを有する電動機を
構成できる。さらに、コイルに片方向の電流を供
給する場合に限らず、駆動トランジスタによつて
両方向の電流を供給することも可能である（たと
えば、特公昭55−6938号公報に記載の方法）。ま
た、位置検出器の構成はホール素子等の磁電変換
素子に限らず、たとえば高周波結合を利用する方
法を用いても良い。その他、本発明の主旨を変え
ずして種々の変形が可能である。 Note that the present invention is not limited to rotary electric motors that rotate, but also applies to rotary electric motors in which the field part and the coil move linearly relative to each other.
It goes without saying that the same method can be applied to a so-called linear motor. Further, the number of coil phases is not limited to three phases, and in general, an electric motor having multiphase coils can be configured. Furthermore, it is not limited to supplying current to the coil in one direction, but it is also possible to supply current in both directions using a drive transistor (for example, the method described in Japanese Patent Publication No. 55-6938). Further, the configuration of the position detector is not limited to a magnetoelectric transducer such as a Hall element, and a method using high frequency coupling, for example, may be used. In addition, various modifications are possible without changing the gist of the present invention.

発明の効果 以上本発明の電動機によれば、電力効率を著し
く改善できるものであり、さらに、速度制御時に
おける制御の引込・整定を改善できるものであ
る。従つて、本発明に基づき、たとえば音響機器
や映像機器に使用する電子整流子型の直流電動機
を構成するならば、消費電力が極めて小さく、高
性能なものにし得る。Effects of the Invention As described above, according to the electric motor of the present invention, power efficiency can be significantly improved, and control pull-in and settling during speed control can also be improved. Therefore, if an electronic commutator type DC motor used for, for example, audio equipment or video equipment is constructed based on the present invention, it can be made to have extremely low power consumption and high performance.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は動作説明用の波形図、第２図は本発明
の一実施例を表わす電気回路図、第３図は速度検
出器の具体的な構成例を表わす図、第４図は電流
制御器の具体的な構成を表わす図、第５図は分配
切換器の具体的な構成を表わす図、第６図は本発
明の他の実施例を表わす電気回路図である。 １…直流電源、２…界磁用マグネツト、３，
４，５…コイル、６，７，８…駆動トランジス
タ、９…位置検出器、１０…分配器、１１…動作
制御器、１２…電圧変換器、１３…速度検出器、
２１，２２，２３…ホール素子、３１…電流制御
器、３２…分配切換器、３３…第１の選択器、３
４…第２の選択器、３５…電流検出器、７２…発
振器、７３…コンパレータ、７４…電圧制限器、
８１…スイツチングトランジスタ。 Fig. 1 is a waveform diagram for explaining operation, Fig. 2 is an electric circuit diagram representing an embodiment of the present invention, Fig. 3 is a diagram showing a specific configuration example of a speed detector, and Fig. 4 is a current control diagram. FIG. 5 is a diagram showing the specific structure of the distribution switch, and FIG. 6 is an electric circuit diagram showing another embodiment of the present invention. 1...DC power supply, 2...field magnet, 3,
4, 5... Coil, 6, 7, 8... Drive transistor, 9... Position detector, 10... Distributor, 11... Operation controller, 12... Voltage converter, 13... Speed detector,
21, 22, 23... Hall element, 31... Current controller, 32... Distribution switch, 33... First selector, 3
4... Second selector, 35... Current detector, 72... Oscillator, 73... Comparator, 74... Voltage limiter,
81...Switching transistor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 界磁手段と、複数相のコイルと、モータ可動
部の位置を検出する位置検出手段と、前記モータ
可動部の速度を検出し、速度に応動した電圧信号
とデイジタル信号を出力する速度検出手段と、前
記コイルと直流電源の間に挿入され、オン・オフ
動作するスイツチングトランジスタのオン時間比
率に比例もしくは略比例した出力電圧を得る電圧
変換手段と、前記電圧変換手段の出力端子から前
記コイルへの電流路を切換える複数個のトランジ
スタからなる駆動トランジスタ群と、前記速度検
出手段の前記電圧信号に応動した電流を、前記位
置検出手段の出力信号に対応した前記駆動トラン
ジスタに電流分配制御する分配手段と、通電時の
前記駆動トランジスタの動作電圧と所定の基準電
圧との比較結果に応動する出力信号を得て、その
出力信号に応じて前記電圧変換手段の前記スイツ
チングトランジスタのオン時間比率を変化させる
動作制御手段と、前記速度検出手段の前記デイジ
タル信号の状態に応じて前記分配手段の動作を切
換え、前記位置検出手段の出力信号に対する前記
駆動トランジスタへの電流分配路を変更する分配
切換手段と、前記速度検出手段の前記デイジタル
信号の状態に応じて前記動作制御手段の出力信号
を変化させる信号変化手段を具備し、前記速度検
出手段の前記デイジタル信号が第１の状態の時に
は、前記分配手段は前記位置検出手段の出力信号
に対応した前記駆動トランジスタへの電流分配路
を形成し、前記動作制御手段と前記電圧変換手段
は通電状態にある前記駆動トランジスタの動作電
圧を前記基準電圧に対応した所定の電圧になるよ
うに前記電圧変換手段の出力電圧を制御し、さら
に、前記速度検出手段の前記デイジタル信号が第
２の状態に変化した場合には、前記分配切換手段
と前記信号変化手段を動作させ、前記分配切換手
段が前記分配手段の動作を切換え、前記位置検出
手段の出力信号に対する前記駆動トランジスタへ
の電流分配路を変更し、かつ、前記信号変化手段
が前記動作制御手段の出力信号を変化させ、前記
電圧変換手段の出力電圧を所定値もしくは最大値
にしたことを特徴とする電動機。1. Field means, multi-phase coils, position detection means for detecting the position of the motor movable part, and speed detection means for detecting the speed of the motor movable part and outputting a voltage signal and a digital signal in response to the speed. a voltage converter that is inserted between the coil and the DC power source and obtains an output voltage that is proportional or approximately proportional to the on-time ratio of a switching transistor that operates on and off; a group of drive transistors made up of a plurality of transistors for switching current paths to the drive transistors; and a distribution control for controlling current distribution of the current responsive to the voltage signal of the speed detection means to the drive transistors corresponding to the output signal of the position detection means. and obtaining an output signal responsive to a comparison result between the operating voltage of the driving transistor and a predetermined reference voltage when energized, and adjusting the on-time ratio of the switching transistor of the voltage converting means in accordance with the output signal. an operation control means for changing the operation, and a distribution switching means for changing the operation of the distribution means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and changing a current distribution path to the drive transistor with respect to the output signal of the position detection means. and signal changing means for changing the output signal of the operation control means according to the state of the digital signal of the speed detection means, and when the digital signal of the speed detection means is in the first state, the distribution The means forms a current distribution path to the drive transistor corresponding to the output signal of the position detection means, and the operation control means and the voltage conversion means adjust the operating voltage of the drive transistor in the energized state to correspond to the reference voltage. furthermore, when the digital signal of the speed detection means changes to a second state, the output voltage of the voltage conversion means is controlled to a predetermined voltage. , the distribution switching means switches the operation of the distribution means to change the current distribution path to the drive transistor in response to the output signal of the position detection means, and the signal changing means changes the output of the operation control means. An electric motor characterized in that the output voltage of the voltage conversion means is set to a predetermined value or a maximum value by changing a signal.