JPH036750B2

JPH036750B2 -

Info

Publication number: JPH036750B2
Application number: JP57081265A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-05-13
Filing date: 1982-05-13
Publication date: 1991-01-30
Also published as: JPS58198187A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は電子整流子型の電動機に関するもので
あり、特に、電源から供給される電力を効率良く
利用するようにしたものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an electronic commutator type electric motor, and particularly to one that efficiently utilizes electric power supplied from a power source.

従来、電子整流子型の電動機では、出力電圧の
一定な直流電源からトランジスタ等を用いて減圧
制御し、たとえば電動機の速度に対応した駆動電
圧を供給していた。第１図に従来の電子整流子型
電動機の構成例を示す。第１図において、１は直
流電源、２は通電制御器、３，４，５は駆動トラ
ンジスタ、６，７，８は３相のコイル、９はロー
タにとりつけられた界磁用のマグネツトである。 Conventionally, in an electronic commutator type motor, a transistor or the like is used to perform pressure reduction control from a DC power source with a constant output voltage, and supply a driving voltage corresponding to the speed of the motor, for example. FIG. 1 shows an example of the configuration of a conventional electronic commutator type motor. In Fig. 1, 1 is a DC power supply, 2 is an energization controller, 3, 4, and 5 are drive transistors, 6, 7, and 8 are three-phase coils, and 9 is a field magnet attached to the rotor. .

上記通電制御器２はマグネツト９の回転に応じ
て通電状態となる駆動トランジスタを切換えると
ともに、回転速度に応じた電圧をコイル６，７，
８に供給する。従つて、直流電源１の電圧は、駆
動トランジスタ３，４，５とコイル６，７，８に
分割してかかる。その結果、直流電源１の供給電
力はコイルでの有効消費電力と駆動トランジスタ
のコレクタ損失の和となる。 The energization controller 2 switches the driving transistor to be energized according to the rotation of the magnet 9, and also applies a voltage to the coils 6, 7, and 7 according to the rotation speed.
Supply to 8. Therefore, the voltage of the DC power supply 1 is dividedly applied to the drive transistors 3, 4, 5 and the coils 6, 7, 8. As a result, the power supplied by the DC power supply 1 is the sum of the effective power consumption in the coil and the collector loss of the drive transistor.

通常の電動機においては、駆動トランジスタの
コレクタ損失がかなり大きく、電源の供給電力に
対する有効消費電力の比（電力効率）は小さく、
10％〜30％程度であつた。特に、速度可変範囲の
広い、たとえば多段速度切換えができる電動機
や、駆動力の可変範囲の広い、たとえば巻取用の
電動機では、低速度動作時および低駆動力動作時
の効率が著しく悪くなつていた。 In a normal electric motor, the collector loss of the drive transistor is quite large, and the ratio of effective power consumption to power supplied by the power supply (power efficiency) is small.
It was around 10% to 30%. In particular, electric motors with a wide variable speed range, such as multi-speed switching, and electric motors with a wide variable drive force, such as winding motors, tend to have significantly lower efficiency when operating at low speeds and low driving forces. Ta.

また、第１図のごとき構成では、コイル６，
７，８に片方向の電流しか流れないために、コイ
ル利用率が低く、電動機効率はさらに低かつた。 In addition, in the configuration shown in FIG. 1, the coil 6,
Since current flows only in one direction through the coils 7 and 8, the coil utilization rate is low and the motor efficiency is even lower.

本発明は、そのような点を考慮し、コイルに両
方向の電流を供給するようにし、かつ可変出力の
直流電圧を取り出すことのできるスイツチング方
式の電圧変換手段を使用した電力効率の良い電子
整流子型の電動機を提供することを目的とし、特
に、可変速度電動装置や可変駆動力電動装置等に
好適なものであり、低速度動作時および低駆動力
動作時での電力効率のすぐれた電動機を得ようと
するものである。 Taking these points into consideration, the present invention provides a power-efficient electronic commutator that uses switching-type voltage conversion means that can supply current to the coil in both directions and extract a variable output DC voltage. The purpose of the present invention is to provide a type of electric motor that is particularly suitable for variable speed electric devices, variable driving force electric devices, etc., and has excellent power efficiency during low speed operation and low driving force operation. That's what you're trying to get.

すなわち、本発明の構成は、モータ可動部の位
置を検出する位置検出手段と、複数相のコイル
と、直流電源から可変出力の直流電圧を得るスイ
ツチング方式の電圧変換手段と、前記電圧変換手
段の一方の出力端子と前記コイルの各給電端子の
間に接続されたＫ個（Ｋは３以上の整数）の駆動
トランジスタからなる第１の駆動トランジスタ群
と、前記コイルへの電流供給を指令する指令信号
に対応し、かつ、前記位置検出手段の出力に応動
して前記第１の駆動トランジスタ群の通電を分配
制御する第１の分配制御手段と、前記電圧変換手
段の他方の出力端子と前記コイルの前記各給電端
子の間に接続されたＫ個の駆動トランジスタから
なる第２の駆動トランジスタ群と、前記コイルの
前記各給電端子の端子電圧の平均値に対応した電
圧信号を得る電圧検出手段と、前記電圧変換手段
の出力電圧に応動した応動電圧を得る応動電圧検
出手段と、前記電圧検出手段の電圧信号と前記応
動電圧検出手段の応動電圧の差に対応し、かつ、
前記位置検出手段の出力に応動して前記第２の駆
動トランジスタ群の通電を分配制御する第２の分
配制御手段と、前記電圧変換手段の出力電圧を制
御する動作検出制御手段を具備し、前記動作検出
手段は、基準電圧信号を得る基準電圧発生手段
と、前記第１の駆動トランジスタ群の通電状態に
ある前記駆動トランジスタの動作電圧と前記基準
電圧信号を比較する比較手段を含んで構成され、
通電状態にある前記駆動トランジスタの動作電圧
が大きくなると前記電圧変換手段の出力電圧を小
さくし、動作電圧が小さくなると出力電圧を大き
くするように、前記比較手段の出力に応じて前記
電圧変換手段の出力電圧を制御するようになさ
れ、かつ、前記基準電圧発生手段は前記指令信号
に応動して前記基準電圧信号を変化するように構
成され、前記コイルへの供給電流が小さくなると
前記基準電圧信号を小さくするようにしたことを
特徴とするものであり、これにより所期の目的を
達成したものである。 That is, the configuration of the present invention includes a position detection means for detecting the position of a motor movable part, a multi-phase coil, a switching type voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, and a voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply. A first drive transistor group consisting of K drive transistors (K is an integer of 3 or more) connected between one output terminal and each power supply terminal of the coil, and a command to supply current to the coil. a first distribution control means that distributes and controls energization of the first drive transistor group in response to a signal and in response to the output of the position detection means; the other output terminal of the voltage conversion means; and the coil. a second drive transistor group consisting of K drive transistors connected between the respective power supply terminals of the coil; and voltage detection means for obtaining a voltage signal corresponding to an average value of terminal voltages of the respective power supply terminals of the coil. , responsive voltage detecting means for obtaining a responsive voltage in response to the output voltage of the voltage converting means, corresponding to a difference between a voltage signal of the voltage detecting means and a responsive voltage of the responsive voltage detecting means, and
a second distribution control means for distributing and controlling energization of the second drive transistor group in response to the output of the position detection means; and an operation detection control means for controlling the output voltage of the voltage conversion means; The operation detection means includes a reference voltage generation means for obtaining a reference voltage signal, and a comparison means for comparing the operating voltage of the drive transistor in the energized state of the first drive transistor group with the reference voltage signal,
The voltage converting means is configured to reduce the output voltage of the voltage converting means when the operating voltage of the driving transistor in the energized state increases, and to increase the output voltage when the operating voltage decreases. The output voltage is controlled, and the reference voltage generating means is configured to change the reference voltage signal in response to the command signal, and when the current supplied to the coil becomes smaller, the reference voltage signal changes. It is characterized by being made small, thereby achieving the intended purpose.

また、本発明の他の構成は、モータ可動部の位
置を検出する位置検出手段と、複数相のコイル
と、直流電源から可変出力の直流電圧を得るスイ
ツチング方式の電圧変換手段と、前記電圧変換手
段の一方の出力端子と前記コイルの各給電端子の
間に接続されたＫ個（ここに、Ｋは３以上の整
数）の駆動トランジスタからなる第１の駆動トラ
ンジスタ群と、前記コイルへの電流供給を指令す
る指令信号に対応し、かつ、前記位置検出手段の
出力に応動して前記第１の駆動トランジスタ群の
通電を分配制御する第１の分配制御手段と、前記
電圧変換手段の他方の出力端子と前記コイルの前
記各給電端子の間に接続されたＫ個の駆動トラン
ジスタからなる第２の駆動トランジスタ群と、前
記コイルの前記各給電端子の端子電圧の平均値に
対応した電圧信号を得る電圧検出手段と、前記電
圧変換手段の出力電圧に応動した応動電圧を得る
応動電圧検出手段と、前記電圧検出手段の電圧信
号と前記応動電圧検出手段の応動電圧の差に対応
し、かつ、前記位置検出手段の出力に応動して前
記第２の駆動トランジスタ群の通電を分配制御す
る第２の分配制御手段と、前記電圧変換手段の出
力電圧を制御する動作検出制御手段を具備し、前
記動作検出制御手段は、基準電圧信号を得る基準
電圧発生手段と、前記第２の駆動トランジスタ群
の通電状態にある前記駆動トランジスタの動作電
圧と前記基準電圧信号を比較する比較手段を含ん
で構成され、通電状態にある前記駆動トランジス
タの動作電圧が大きくなると前記電圧変換手段の
出力電圧を小さくし、動作電圧が小さくなると出
力電圧を大きくするように、前記比較手段の出力
に応じて前記電圧変換手段の出力電圧を制御する
ようになされ、かつ、前記基準電圧発生手段は前
記指令信号に応動して前記基準電圧信号を変化す
るように構成され、前記コイルへの供給電流が小
さくなると前記基準電圧信号を小さくするように
したことを特徴とするものであり、これにより所
期の目的を達成したものである。 Further, another configuration of the present invention includes a position detection means for detecting the position of a motor movable part, a multi-phase coil, a switching type voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, and a voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power source. a first drive transistor group consisting of K (here, K is an integer of 3 or more) drive transistors connected between one output terminal of the means and each power supply terminal of the coil, and a current to the coil; a first distribution control means that distributes and controls energization of the first drive transistor group in response to a command signal instructing supply and in response to the output of the position detection means; and the other of the voltage conversion means. A second drive transistor group consisting of K drive transistors connected between an output terminal and each of the power supply terminals of the coil, and a voltage signal corresponding to an average value of the terminal voltage of each of the power supply terminals of the coil. responsive voltage detecting means for obtaining a responsive voltage in response to the output voltage of the voltage converting means; corresponding to a difference between a voltage signal of the voltage detecting means and a responsive voltage of the responsive voltage detecting means, and a second distribution control means for distributing and controlling energization of the second drive transistor group in response to the output of the position detection means; and an operation detection control means for controlling the output voltage of the voltage conversion means; The operation detection control means includes a reference voltage generation means for obtaining a reference voltage signal, and a comparison means for comparing the operating voltage of the drive transistor in the energized state of the second drive transistor group with the reference voltage signal. , the voltage converting means is configured to reduce the output voltage of the voltage converting means when the operating voltage of the driving transistor in the energized state increases, and to increase the output voltage when the operating voltage decreases, according to the output of the comparing means. The reference voltage generating means is configured to change the reference voltage signal in response to the command signal, and when the current supplied to the coil becomes smaller, the reference voltage signal changes. This is characterized by the fact that it is made smaller, thereby achieving the intended purpose.

以下に、本発明を図示の実施例に基づいて説明
する。第２図は本発明の一実施例を表わす回路結
線図である。第２図において、１は直流電源、
３，４，５は第１の駆動トランジスタ、６，７，
８は３相のコイル、９はロータにとりつけられた
界磁用のマグネツト、破線で囲まれている部分１
１はマグネツト９の磁束を感知するホール素子４
１，４２，４３，４４，４５，４６からなり、マ
グネツト９（モータ可動部）の回転位置を検出す
る位置検出器、１２は位置検出器１１の出力に応
動して第１の駆動トランジスタ３，４，５の通電
を分配制御する第１の分配制御器、１３，１４，
１５はコイル６，７，８と第１の駆動トランジス
タ群３，４，５とによる電流路に直列に接続され
た（各入力端子を電源側に接続され、各出力端子
を第１の駆動トランジスタ３，４，５の各出力端
子に接続された）第２の駆動トランジスタ、１６
は位置検出器１１の出力に応動して第２の駆動ト
ランジスタ１３，１４，１５の通電を分配制御す
る第２の分配制御器、１７は直流電源１からコイ
ル６，７，８への電流路に直列に挿入され、直流
電源１から可変出力の直流電圧V_Mを得るスイツ
チング方式の電圧変換器、１８は第１の駆動トラ
ンジスタ３，４，５の通電時の動作電圧を検出
し、その検出信号により電圧変換器１７の出力電
圧を制御する動作検出制御器である。また、２
１，２２は直流電圧源、２３は指令信号、２４は
指令信号２３に対応した電流i₁を出力する電流変
換器、１９は電流変換器２４の出力電流i₁に応動
した電流i₂，i₃を発生する相似電流発生器である。 The present invention will be explained below based on illustrated embodiments. FIG. 2 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention. In Fig. 2, 1 is a DC power supply;
3, 4, 5 are first drive transistors; 6, 7,
8 is a three-phase coil, 9 is a field magnet attached to the rotor, and part 1 is surrounded by a broken line.
1 is a Hall element 4 that senses the magnetic flux of the magnet 9
A position detector 1, 42, 43, 44, 45, 46 detects the rotational position of the magnet 9 (motor movable part); a first distribution controller that distributes and controls energization of 4 and 5, 13, 14,
15 is connected in series to the current path formed by the coils 6, 7, 8 and the first drive transistor group 3, 4, 5 (each input terminal is connected to the power supply side, and each output terminal is connected to the first drive transistor group a second drive transistor (16) connected to each output terminal of 3, 4, 5;
17 is a second distribution controller that distributes and controls the energization of the second drive transistors 13, 14, and 15 in response to the output of the position detector 11; A switching type voltage converter 18 is inserted in series with the DC power supply 1 to obtain a variable output DC voltage V _M , and a switching voltage converter 18 detects the operating voltage when the first drive transistors 3, 4, and 5 are energized; This is an operation detection controller that controls the output voltage of the voltage converter 17 based on a signal. Also, 2
1 and 22 are DC voltage sources, 23 is a command signal, 24 is a current converter that outputs a current i ₁ corresponding to the command signal 23, and 19 is a current i ₂ , i that responds to the output current i ₁ of the current converter 24. It is a similar current generator that generates ₃ .

次に、その動作について説明する。指令信号２
３は電流変換器２４に入力され、電圧源２２の電
圧値と比較され、その両者の差に応じた電流i₁に
変換される。指令信号２３は周知の速度検出手段
および速度電圧変換手段によつて得られるもので
あり、マグネツト９の回転速度に対応してその値
を変化する。 Next, its operation will be explained. Command signal 2
3 is input to the current converter 24, compared with the voltage value of the voltage source 22, and converted into a current i ₁ according to the difference between the two. The command signal 23 is obtained by known speed detection means and speed voltage conversion means, and changes its value in accordance with the rotational speed of the magnet 9.

第３図に電流変換器２４の具体的な構成例を示
す。指令信号２３と電圧源２２は差動トランジス
タ１１１，１１２のベースにそれぞれ印加され、
その電圧差に応じて定電流源１１５の電流値が各
コレクタ側に分配される。トランジスタ１１１の
コレクタ電流は、トランジスタ１１６と１１７の
カレントミラーによつて反転され、トランジスタ
１１２のコレクタ電流と比較され、トランジスタ
１１８を介して出力（電流吸込）される。 FIG. 3 shows a specific example of the configuration of the current converter 24. The command signal 23 and the voltage source 22 are applied to the bases of the differential transistors 111 and 112, respectively,
The current value of the constant current source 115 is distributed to each collector side according to the voltage difference. The collector current of transistor 111 is inverted by a current mirror of transistors 116 and 117, compared with the collector current of transistor 112, and output (current sinked) through transistor 118.

電流変換器２４の出力i₁は相似電流発生器１９
に入力される。相似電流発生器１９はトランジス
タ２５，２６，２７，２８、抵抗２９，３０，３
１からなるカレントミラー回路により構成され、
電流変換器２４の出力i₁に相似（比例または略比
例）の電流i₂，i₃を出力する。電流i₂は第１の分
配制御器１２のダイオード５４、抵抗５５により
電圧信号V₁に変換され電流i₃は動作検出制御器１
８の抵抗６１、ダイオード６２，６３により電圧
信号V₂に変換されている。この電圧V₁，V₂は指
令信号２３に応動して変化する（それぞれに連動
変化する）。 The output i ₁ of the current converter 24 is the analog current generator 19
is input. Similar current generator 19 includes transistors 25, 26, 27, 28 and resistors 29, 30, 3.
It is composed of a current mirror circuit consisting of 1,
Currents i ₂ and i ₃ that are similar (proportional or approximately proportional) to the output i ₁ of the current converter 24 are output. The current i ₂ is converted into a voltage signal V 1 by the diode 54 and resistor 55 of the first distribution controller 12, and the current i ₃ is converted to the voltage signal V ₁ by the operation detection controller 1.
It is converted into a voltage signal V ₂ by a resistor 61 and diodes 62 and 63 of 8. These voltages V ₁ and V ₂ change in response to the command signal 23 (change in conjunction with each other).

まず、通常の回転駆動動作について説明する。
ここで、V_Mを一定と考える。第１の分配制御器
１２は、コイル６，７，８への電流路（第１の駆
動トランジスタ３，４，５の通電電流路）に直列
に挿入され、その供給電流を検出する電流検出用
の抵抗４７と、抵抗４７の電圧降下と指令信号２
３に応動する電圧信号V₁が入力され、その両者
に応動した出力電流を得る第１の電流制御器４８
と、トランジスタ５０，５１，５２からなる第１
の選択器５３とにより構成されている。 First, the normal rotation drive operation will be explained.
Here, consider _VM to be constant. The first distribution controller 12 is inserted in series in the current path to the coils 6, 7, and 8 (current path for the first drive transistors 3, 4, and 5), and is used for current detection to detect the supplied current. resistor 47, voltage drop of resistor 47 and command signal 2
A first current controller 48 receives a voltage signal V ₁ responsive to V 3 and obtains an output current responsive to both.
and a first transistor consisting of transistors 50, 51, and 52.
selector 53.

第４図に第１の電流制御器４８の具体的な構成
例を示す。トランジスタ１２１のベース側に電圧
信号V₁を入力し、エミツタ側に抵抗４７の電圧
降下信号を入力し、その両者の差に応動するコル
クタ電流を得て、トランジスタ１２２，１２３の
カレントミラーによつて電流反転して出力され、
第１の選択器５３に供給される。 FIG. 4 shows a specific example of the configuration of the first current controller 48. A voltage signal V ₁ is input to the base side of the transistor 121, a voltage drop signal of the resistor 47 is input to the emitter side, and a corctor current responding to the difference between the two is obtained. The current is inverted and output,
The signal is supplied to the first selector 53.

第１の選択器５３のトランジスタ５０，５１，
５２のエミツタは共通接続され、ベース側に位置
検出器１１のホール素子４１，４２，４３の出力
電圧がそれぞれ印加されている。ホール素子４
１，４２，４３はマグネツト９の磁束を感知し、
その回転位置に応じたアナログ電圧信号を発生す
る。トランジスタ５０，５１，５２は、そのベー
ス電圧の差に応じて共通エミツタ電流を各コレク
タ電流に分配され、ベース電圧の最も低いトラン
ジスタのコレクタ電流が最も大きくなり、他のト
ランジスタのコレクタ電流は零となる。トランジ
スタ５０，５１，５２の各コレクタ電流は第１の
駆動トランジスタ３，４，５の各ベース電流とな
り、電流増幅されてコイル６，７，８へ供給され
る。 Transistors 50, 51 of the first selector 53,
The emitters 52 are commonly connected, and the output voltages of the Hall elements 41, 42, and 43 of the position detector 11 are applied to the base side, respectively. Hall element 4
1, 42, 43 sense the magnetic flux of magnet 9,
An analog voltage signal is generated according to the rotational position. The common emitter current of the transistors 50, 51, and 52 is divided into collector currents according to the difference in their base voltages, and the collector current of the transistor with the lowest base voltage is the largest, and the collector current of the other transistors is zero. Become. The collector currents of the transistors 50, 51, 52 become the base currents of the first drive transistors 3, 4, 5, are amplified and supplied to the coils 6, 7, 8.

コイル６，７，８への供給電流（駆動トランジ
スタ３，４，５の通電電流）は抵抗４７の電圧降
下として検出され、第１の電流制御器４８に入力
される。これにより、第１の電流制御器４８、第
１の選択器５３、第１の駆動トランジスタ３，
４，５および抵抗４７によつて第１の帰還ループ
（電流帰還ループ）が構成され、コイル６，７，
８への供給電流を確実に電圧信号V₁（従つて、指
令信号２３に対応した電流値となしている。その
結果、第１の駆動トランジスタ３，４，５のh_FE
バラツキの影響は著しく小さくなる。また、マグ
ネツト９の回転に伴つてホール素子４１，４２，
４３の出力電圧が変化し、対応するコイルに電流
を供給するように、第１の駆動トランジスタ３，
４，５の通電を制御し、切り換えてゆく。 The current supplied to the coils 6 , 7 , 8 (the current flowing through the drive transistors 3 , 4 , 5 ) is detected as a voltage drop across the resistor 47 and is input to the first current controller 48 . As a result, the first current controller 48, the first selector 53, the first drive transistor 3,
4, 5 and the resistor 47 constitute a first feedback loop (current feedback loop), and the coils 6, 7,
The current supplied to the first drive transistors 3, 4, and 5 is reliably set to a current value corresponding to the voltage signal V ₁ (therefore, the command signal 23 ₎ .
The influence of variations becomes significantly smaller. Further, as the magnet 9 rotates, the Hall elements 41, 42,
the first drive transistor 3, so that the output voltage of 43 changes and supplies current to the corresponding coil
4 and 5 are controlled and switched.

なおコンデンサ４９は上述の帰還ループの位相
補償（発振防止）のためにつけられている。ま
た、コイル６，７，８に並列に接続されたコンデ
ンサ９４，９６，９８と抵抗９５，９７，９９の
直列回路は、通電路の切り換えに伴うスパイク電
圧を低減するものである。 Note that the capacitor 49 is provided for phase compensation (prevention of oscillation) of the feedback loop described above. Further, a series circuit of capacitors 94, 96, 98 and resistors 95, 97, 99 connected in parallel to the coils 6, 7, 8 reduces the spike voltage caused by switching of the energizing path.

第２の分配制御器１６は、コイル６，７，８の
端子の電圧の平均的な値（ここでは星形結線の中
性点の電圧）を検出する検出・比較器７１と、ト
ランジスタ７７，７８，７９からなる第２の選択
器８０によつて構成されている。検出・比較器７
１は、コイル６，７，８の中性点の電圧（側電
源端子からコイル６，７，８の端子をみた電圧の
平均的な値）を抵抗７２を介して入力される第２
の電流制御器７６と、抵抗７３，７４により電圧
変換器１７の出力電圧V_Mの分圧電圧Vrを得る基
準電圧器７５により構成されている。基準電圧器
７５による基準電圧Vrも第２の電流制御器７６
に入力され、検出電圧（中性点の電圧）との差に
応じた電流が第２の電流制御器７６より出力（電
流吸込）される。 The second distribution controller 16 includes a detection/comparator 71 that detects the average value of the voltage at the terminals of the coils 6, 7, and 8 (here, the voltage at the neutral point of the star-shaped connection), a transistor 77, It is constituted by a second selector 80 consisting of 78 and 79. Detector/comparator 7
1 is a second voltage input terminal that inputs the voltage at the neutral point of the coils 6, 7, and 8 (the average value of the voltage seen from the side power supply terminal to the terminals of the coils 6, 7, and 8) through the resistor 72.
The current controller 76 and the reference voltage generator 75 obtain a divided voltage Vr of the output voltage V _M of the voltage converter 17 using resistors 73 and 74. The reference voltage Vr by the reference voltage generator 75 is also controlled by the second current controller 76.
The second current controller 76 outputs (current sinks) a current corresponding to the difference between the detected voltage (voltage at the neutral point) and the detected voltage (voltage at the neutral point).

第５図に第２の電流制御器７６の具体的な構成
例を示す。トランジスタ１３１のベース側に検出
電圧を印加じ、トランジスタ１３２のベース側に
基準電圧Vrを印加すると、その両者の差に応じ
て定電流源３５の電流がトランジスタ１３１，１
３２のコレクタ側に分配される。トランジスタ１
３１，１３２のコレクタ電流はトランジスタ１３
６，１３７のカレントミラーにより反転され、ト
ランジスタ１３２のコレクタ電流と比較され、そ
の差に応じた電流がトランジスタ１４０を介して
出力（電流吸込）され、第２の選択器８０に供給
される。第２の電流制御器７６の出力電流は検出
電圧（中性点の電圧）が小さくなると大きくな
る。 FIG. 5 shows a specific example of the configuration of the second current controller 76. When a detection voltage is applied to the base side of the transistor 131 and a reference voltage Vr is applied to the base side of the transistor 132, the current of the constant current source 35 changes depending on the difference between the two.
It is distributed to 32 collector sides. transistor 1
The collector current of 31 and 132 is the transistor 13
The current mirror 6,137 inverts the current and compares it with the collector current of the transistor 132, and a current corresponding to the difference is output (current sucked) through the transistor 140 and supplied to the second selector 80. The output current of the second current controller 76 increases as the detected voltage (neutral point voltage) decreases.

第２の選択器８０のトランジスタ７７，７８，
７９はエミツタを共通接続され、各ベース端子に
位置検出器１１のホール素子４４，４５，４６の
出力が印加され、そのベース電圧に応じて共通エ
ミツタ電流をコレクタ側に分配する。トランジス
タ７７，７８，７９の各コレクタ電流は第２の駆
動トランジスタ１３，１４，１５の各ベース電流
となり、コイル６，７，８への通電を切換え制御
している。 Transistors 77, 78 of the second selector 80,
The emitters 79 are commonly connected, the outputs of the Hall elements 44, 45, and 46 of the position detector 11 are applied to each base terminal, and the common emitter current is distributed to the collector side according to the base voltage. The collector currents of the transistors 77, 78, and 79 become the base currents of the second drive transistors 13, 14, and 15, and switch and control the energization of the coils 6, 7, and 8.

従つて、検出・比較器７１、第２の選択器８
０、第２の駆動トランジスタ１３，１４，１５、
コイル６，７，８によつて第２の帰還ループが構
成され、検出電圧（中性点の電圧）が所定の電圧
（基準電圧Vrに対応）となるように動作し、第１
の駆動トランジスタ３，４，５の通電電流（指令
信号２３に対応）と等しい電流が第２の駆動トラ
ンジスタ１３，１４，１５にも流れ、コイル６，
７，８には両方向の電流（マグネツト９の回転に
伴つて電流の向きが変る電流）が安定に供給され
る。 Therefore, the detection/comparator 71 and the second selector 8
0, second drive transistor 13, 14, 15,
A second feedback loop is configured by the coils 6, 7, and 8, and operates so that the detected voltage (neutral point voltage) becomes a predetermined voltage (corresponding to the reference voltage Vr).
A current equal to the current flowing through the drive transistors 3, 4, and 5 (corresponding to the command signal 23) also flows through the second drive transistors 13, 14, and 15, and the coils 6,
A bidirectional current (a current whose direction changes as the magnet 9 rotates) is stably supplied to the magnets 7 and 8.

これについて説明すれば、第１の駆動トランジ
スタの通電電流が過渡的に第２の駆動トランジス
タの通電電流よりも大きくなると、コイルの端子
の電圧（側電源電圧を基準）は全体的に小さく
なり、それに伴つて検出・比較器７１の検出電圧
は小さくなる。この検出電圧の減小は第２の電流
制御器７６の出力電流を大きくし、第２の選択器
８０を介して第２の駆動トランジスタのベース電
流、従つてコレクタ電流を大きくする。その結
果、第１の駆動トランジスタの通電電流（コレク
タ電流）と等しい電流が第２の駆動トランジスタ
より出力される。また、検出・比較器７１の検出
電圧は基準電圧器７５の基準電圧Vrに等しい、
もしくは略等しい値に安定に制御される。なお、
コンデンサ８１は第２の帰還ループの位相補償
（発振防止）のためにつけている。 To explain this, when the current flowing through the first drive transistor becomes transiently larger than the current flowing through the second drive transistor, the voltage at the terminals of the coil (based on the side power supply voltage) becomes smaller overall. Correspondingly, the detection voltage of the detection/comparator 71 becomes smaller. This decrease in the detected voltage increases the output current of the second current controller 76, which increases the base current and thus the collector current of the second drive transistor via the second selector 80. As a result, a current equal to the current flowing through the first drive transistor (collector current) is output from the second drive transistor. Further, the detection voltage of the detection/comparator 71 is equal to the reference voltage Vr of the reference voltage generator 75.
Alternatively, it is stably controlled to approximately the same value. In addition,
A capacitor 81 is provided for phase compensation (to prevent oscillation) of the second feedback loop.

このように、第１の帰還ループと第２の帰還ル
ープによつて、位置検出器１１の出力に対応した
コイルに指令信号２３に対応した電流が安定に供
給され、マグネツト９の回転に伴つてコイル６，
７，８への電流路は順次切り換わり、両方向の電
流が供給される。 In this way, the first feedback loop and the second feedback loop stably supply the current corresponding to the command signal 23 to the coil corresponding to the output of the position detector 11, and as the magnet 9 rotates, the current is stably supplied to the coil corresponding to the output of the position detector 11. coil 6,
The current paths to 7 and 8 are switched sequentially, and current is supplied in both directions.

次に、動作検出制御器１８と電圧変換器１７に
よる出力電圧V_Mの制御方法について説明する。
相似電流発生器１９の出力i₃は動作検出制御器１
８に入力され、抵抗６１、ダイオード６２，６３
によつて第１の駆動トランジスタ３，４，５の共
通接続端子（エミツタ側）から所定電圧値の基準
電圧信号V₂を発生する。電圧信号V₂は電圧信号
V₁に連動して変化し（V₁，V₂は共に指令信号２
３に応動して変化する）、コイル６，７，８への
供給電流（すなわち、第１および第２の駆動トラ
ンジスタの通電電流）が大きい時に信号V₂を大
きくし、供給電流の小さい時に信号V₂を小さく
している。検出トランジスタ６４，６５，６６の
各エミツタ側は基準端子として基準電位点（信号
V₂の点）に直流的（直接もしくは抵抗、ダイオ
ード等を介して）に接続され、各ベース側は検出
端子として直流的に第１の駆動トランジスタ３，
４，５の各出力端子に接続されている。その結
果、第１の駆動トランジスタ３，４，５の通電状
態にあるトランジスタの動作電圧（コレクタ・エ
ミツタ間電圧V_CEの絶対値）と基準電圧信号V₂と
が比較され、その動作電圧値が信号V₂よりもエ
ミツタ・ベース間順方向電圧V_D分小さくなると、
対応する検出トランジスタ６４，６５，６６が導
通し、コレクタ側に電流を出力する。 Next, a method of controlling the output voltage V _M by the operation detection controller 18 and the voltage converter 17 will be explained.
The output _i3 of the similar current generator 19 is the operation detection controller 1.
8, resistor 61, diode 62, 63
As a result, a reference voltage signal V ₂ of a predetermined voltage value is generated from the common connection terminal (emitter side) of the first drive transistors 3, 4, and 5. Voltage signal V ₂ is a voltage signal
It changes in conjunction with V ₁ (both V ₁ and V ₂ are command signal 2).
3), when the supply current to the coils 6, 7, and 8 (i.e., the conduction current of the first and second drive transistors) is large, the signal V 2 is made large, and when the supply current is small, the signal V ₂ is made large. V ₂ is made smaller. The emitter side of each of the detection transistors 64, 65, and 66 is connected to a reference potential point (signal) as a reference terminal.
_V2 point) in a direct current manner (directly or via a resistor, diode, etc.), and each base side serves as a detection terminal to connect the first drive transistor 3,
It is connected to each output terminal 4 and 5. As a result, the operating voltage of the first drive transistors 3, 4, and 5 in the energized state (the absolute value of the collector-emitter voltage V _CE ) is compared with the reference voltage signal V ₂ , and the operating voltage value is determined. When the emitter-base forward voltage V _D becomes smaller than the signal V ₂ ,
The corresponding detection transistors 64, 65, and 66 become conductive and output current to the collector side.

たとえば、駆動トランジスタ１３と４が活性と
なつている場合の電流路を第６図に示す。その電
流路は、電圧変換器１７の出力V_M→第２の駆動トラン
ジスタ１３→コイル６，７→第１の駆動トランジ
スタ４→抵抗４７→側電源となつている。従つて、通電状態にある第１の駆
動トランジスタ４の動作電圧が他の駆動トランジ
スタ３，５の電圧よりも小さくなる。検出トラン
ジスタ６４，６５，６６は第１の駆動トランジス
タ３，４，５の動作電圧と基準電圧信号V₂を比
較し、第６図においては、第１の駆動トランジス
タ４の動作電圧が電圧信号V₂よりもV_D分小さく
なると、検出トランジスタ６５が活性となり、コ
レクタ電流を出力する。 For example, FIG. 6 shows the current path when drive transistors 13 and 4 are activated. The current path is as follows: output V _M of voltage converter 17 → second drive transistor 13 → coils 6, 7 → first drive transistor 4 → resistor 47 → side power supply. Therefore, the operating voltage of the first drive transistor 4 in the energized state is lower than the voltages of the other drive transistors 3 and 5. The detection transistors 64, 65, 66 compare the operating voltages of the first drive transistors 3, 4, ₅ with the reference voltage signal V2, and in FIG. ₂ by V _D , the detection transistor 65 becomes active and outputs a collector current.

各検出トランジスタ６４，６５，６６の出力電
流は合成され（コレクタ側を共通接続）、ダイオ
ード６７、トランジスタ６９、抵抗６８，７０か
らなるカレントミラーによつて反転増幅される。
すなわち、通電時の第１の駆動トランジスタの動
作電圧に応じた出力電流が得られ、電圧変換器１
７に供給される。 The output currents of the detection transistors 64, 65, and 66 are combined (collector sides are commonly connected) and inverted and amplified by a current mirror consisting of a diode 67, a transistor 69, and resistors 68 and 70.
In other words, an output current corresponding to the operating voltage of the first drive transistor when energized is obtained, and the voltage converter 1
7.

電圧変換器１７は、直流電源１の正極端子
（Vs＝20V）からコイル６，７，８に至る給電路
に直列して挿入された給電制御用半導体スイツチ
ング素子を構成するところのスイツチングトラン
ジスタ１０１と、上記スイツチングトランジスタ
１０１をオン・オフ制御するスイツチング制御器
１００と、フライホイール・ダイオード１０５
と、インダクタンス素子１０６と、コンデンサ１
０７によつて構成されている。スイツチング制御
器１００は、たとえば50KHzの三角波電圧信号を
作る三角波発生器と、動作検出制御器１８の出力
を電圧信号に変換した後に前記三角波信号と比較
するコンパレータ等の周知の種々の構成を利用で
き、動作検出制御器１８の出力信号に応じたデユ
ーテイのパルス信号を得て、スイツチングトラン
ジスタ１０１をオン・オフ制御する。電圧変換器
１７の出力電圧V_Mは、スイツチングトランジス
タ１０１のオン時間・オフ時間（実質的なデユー
テイ比率）に関係して変化する。このスイツチン
グトランジスタ１０１がオンの時にはViVsと
なり、直流電源１はインダクタンス素子１０６を
通して負荷側に電流を供給する。スイツチングト
ランジスタ１０１がオフになると、フライホイー
ル・ダイオード１０５がオンとなり、インダクタ
ンス素子１０６に蓄えられたエネルギーを負荷側
に供給する。その結果、電圧変換器１７の出力電
圧V_Mはトランジスタ１０１のオン時間のデユー
テイ（オン時間比率）に対応した値となる。 The voltage converter 17 includes a switching transistor 101 that constitutes a semiconductor switching element for power supply control inserted in series in the power supply path from the positive terminal (Vs = 20V) of the DC power supply 1 to the coils 6, 7, and 8. , a switching controller 100 that controls on/off the switching transistor 101, and a flywheel diode 105.
, inductance element 106, and capacitor 1
07. The switching controller 100 can utilize various well-known configurations, such as a triangular wave generator that generates a 50 KHz triangular voltage signal, and a comparator that converts the output of the operation detection controller 18 into a voltage signal and then compares it with the triangular wave signal. , a duty pulse signal corresponding to the output signal of the operation detection controller 18 is obtained, and the switching transistor 101 is controlled on/off. The output voltage V _M of the voltage converter 17 changes in relation to the on time and off time (substantive duty ratio) of the switching transistor 101. When this switching transistor 101 is on, the voltage becomes ViVs, and the DC power supply 1 supplies current to the load side through the inductance element 106. When the switching transistor 101 is turned off, the flywheel diode 105 is turned on, and the energy stored in the inductance element 106 is supplied to the load side. As a result, the output voltage V _M of the voltage converter 17 has a value corresponding to the duty (on time ratio) of the on time of the transistor 101.

動作検出制御器１８の出力電流は電圧変換器１
７に入力され、電流値が大きくなるとスイツチン
グトランジスタ１０１のオン時間比率を大きくし
て出力電圧V_Mを大きくし、電流値が小さくなる
とオン時間比率を小さくして出力電圧V_Mを小さ
くする。従つて、動作検出制御器１８、電圧変換
器１７および第１の駆動トランジスタ３，４，５
によつて第３の帰還ループが構成され、前述の第
１の駆動トランジスタ３，４，５の通電時の動作
電圧を検出し、その動作電圧が基準電圧信号V₂
に対応した所定値（大体V₂−V_D程度）となるよ
うに電圧変換器１７の出力電圧V_Mを制御してい
る。これについて説明すれば、第１の駆動トラン
ジスタ３，４，５の動作電圧が減小すると、動作
検出制御器１８の出力電流が大きくなり、スイツ
チング制御器１００の動作によりスイツチングト
ランジスタ１０１のオン時間比率を大きくし、電
圧変換器１７の出力電圧V_Mを大きくして、第１
の駆動トランジスタの動作電圧を大きくする。逆
の場合も同様である。 The output current of the operation detection controller 18 is the voltage converter 1.
7, when the current value increases, the on-time ratio of the switching transistor 101 is increased to increase the output voltage _VM , and when the current value decreases, the on-time ratio is decreased to decrease the output voltage _VM . Therefore, the operation detection controller 18, the voltage converter 17 and the first drive transistors 3, 4, 5
A third feedback loop is formed by detecting the operating voltage of the first drive transistors 3, 4, and 5 when they are energized, and the operating voltage is the reference voltage signal _V2.
The output voltage _VM of the voltage converter 17 is controlled to a predetermined value (approximately V ₂ −V _D ) corresponding to the voltage. To explain this, when the operating voltage of the first drive transistors 3, 4, and 5 decreases, the output current of the operation detection controller 18 increases, and the on-time of the switching transistor 101 increases due to the operation of the switching controller 100. By increasing the ratio and increasing the output voltage V _M of the voltage converter 17, the first
Increase the operating voltage of the drive transistor. The same applies to the opposite case.

次に、第１、第２および第３の帰還ループの全
体の動作について説明する。いま、帰還ループが
平衡状態にあるものとすれば、抵抗４７の電圧降
下は指令信号２３に対応した値となり、第１の駆
動トランジスタ３，４，５および第２の駆動トラ
ンジスタ１３，１４，１５は位置検出器１１によ
り選択されたコイルに指令信号２３に対応した電
流を供給して（第１および第２の帰還ループ）、
第１の駆動トランジスタ３，４，５の通電状態の
トランジスタの動作電圧は電圧信号V₂（従つて、
指令信号２３）に対応した能動領域内の所定の小
さな値となる（第３の帰還ループ）。また、コイ
ル６，７，８の端子の電圧の平均値（中性点の電
圧）は基準電圧器７５の基準電圧信号Vrに対応
した所定の値となつている（第２の帰還ループ）。
ここで、基準電圧器７５は電圧変換器１７の出力
電圧V_Mを抵抗７３，７４にて分割することによ
り基準電圧Vrを得ており、ここではVrをV_M／２
もしくは略V_M／２となしている。その結果、第
２の駆動トランジスタ１３，１４，１５の通電時
の動作電圧は第１の駆動トランジスタ３，４，５
の通電時の動作電圧に等しくもしくは略等しくな
り、能動領域内の小さな値となる。これにより、
直流電源１の電圧Vsは第７図に示すように回路
の各部分に印加される。 Next, the overall operation of the first, second and third feedback loops will be explained. Now, assuming that the feedback loop is in a balanced state, the voltage drop across the resistor 47 will be a value corresponding to the command signal 23, and the voltage drop across the first drive transistor 3, 4, 5 and the second drive transistor 13, 14, 15 will be a value corresponding to the command signal 23. supplies a current corresponding to the command signal 23 to the coil selected by the position detector 11 (first and second feedback loops),
The operating voltage of the first drive transistors 3, 4, 5 in the energized state is equal to the voltage signal V ₂ (therefore,
This becomes a predetermined small value within the active region corresponding to the command signal 23) (third feedback loop). Further, the average value of the voltages at the terminals of the coils 6, 7, and 8 (voltage at the neutral point) is a predetermined value corresponding to the reference voltage signal Vr of the reference voltage generator 75 (second feedback loop).
Here, the reference voltage generator 75 obtains a reference voltage Vr by dividing the output voltage V _M of the voltage converter 17 by resistors 73 and 74, and here, Vr is divided by V _M /2.
Or it is approximately V _M /2. As a result, the operating voltage of the second drive transistors 13, 14, 15 when energized is the same as that of the first drive transistors 3, 4, 5.
It is equal to or approximately equal to the operating voltage when energized, and is a small value within the active region. This results in
The voltage Vs of the DC power supply 1 is applied to each part of the circuit as shown in FIG.

このような状態から指令信号２３が微小量小さ
くなつた場合を考える。 Let us consider a case where the command signal 23 becomes slightly smaller from such a state.

指令信号２３の減小は電流変換器２４の出力
i₁を大きくし、相似電流発生器１９の出力電流
i₂，ｉのを値を大きくし、電圧信号V₁，V₂を
大きくする。 The decrease in the command signal 23 is the output of the current converter 24.
By increasing i ₁ , the output current of the similar current generator 19
The values of i ₂ and i are increased, and the voltage signals V ₁ and V ₂ are increased.

電圧信号V₁が大きくなると、第１の駆動ト
ランジスタ３，４，５の通電状態のトランジス
タのベース電流、従つてコレクタ電流を大きく
し、電圧信号V₁に対応した電流をコイル６，
７，８に供給する（第１の帰還ループ）。 When the voltage signal V ₁ increases, the base current, and therefore the collector current, of the first drive transistors 3, 4, and 5 in the energized state increases, and the current corresponding to the voltage signal V ₁ is passed through the coil 6,
7 and 8 (first feedback loop).

第１の駆動トランジスタ３，４，５の通電電
流が過渡的に第２の駆動トランジスタ１３，１
４，１５の通電電流よりも大きくなり、コイル
６，７，８の端子の電圧が小さくなる。それに
伴つて、検出・比較器７１の検出電圧信号が基
準電圧信号Vrよりも小さくなり、その出力電
流を大きくし、第２の駆動トランジスタ１３，
１４，１５の通電状態のトランジスタのベース
電流、従つてコレクタ電流が大きくなり（第２
の帰還ループ）、第２の駆動トランジスタの通
電電流が第１の駆動トランジスタの通電電流に
等しくなる。 The current flowing through the first drive transistors 3, 4, 5 transiently flows through the second drive transistors 13, 1.
4 and 15, and the voltage at the terminals of coils 6, 7, and 8 becomes smaller. Along with this, the detection voltage signal of the detection/comparator 71 becomes smaller than the reference voltage signal Vr, increasing its output current, and increasing the output current of the second drive transistor 13,
The base current, and therefore the collector current, of the transistors 14 and 15 in the energized state increase (the second
feedback loop), the current flowing through the second drive transistor becomes equal to the current flowing through the first drive transistor.

第１および第２の帰還ループの動作により、
コイル６，７，８への供給電流が増加し、その
電圧降下が大きくなるために、第１の駆動トラ
ンジスタおよび第２の駆動トランジスタの動作
電圧が小さくなる。 Due to the operation of the first and second feedback loops,
Since the current supplied to the coils 6, 7, and 8 increases and the voltage drop thereof becomes larger, the operating voltages of the first drive transistor and the second drive transistor become smaller.

第１の駆動トランジスタ３，４，５の通電時
のトランジスタの動作電圧の減小および電圧信
号V₂の増加は、動作検出制御器１８にて検出
され、その出力電流を大きくし、電圧変換器１
７のスイツチングトランジスタ１０１のオン時
間比率を大きくして、その出力電圧V_Mを大き
くする（第３の帰還ループ）。 When the first drive transistors 3, 4, and 5 are energized, a decrease in the operating voltage of the transistors and an increase in the voltage signal _V2 are detected by the operation detection controller 18, and the output current is increased, and the voltage converter 1
The on-time ratio of the switching transistor 101 of No. 7 is increased to increase its output voltage V _M (third feedback loop).

V_Mの増加は第２の分配制御器１６の検出・
比較器７１の基準電圧Vrを大きくし、コイル
６，７，８の端子の電圧の平均値を大きくす
る。 The increase in V _M is detected by the second distribution controller 16.
The reference voltage Vr of the comparator 71 is increased, and the average value of the voltages at the terminals of the coils 6, 7, and 8 is increased.

、の動作により（実際には、〜の動
作はほぼ同時に起る）、第１の駆動トランジス
タの通電時の動作電圧を電圧信号V₂に対応し
た所定の値となすような出力電圧V_Mを電圧変
換器１７が発生して安定となる（全体が安定、
平衡状態になる）。 , (actually, the operations of ~ occur almost simultaneously), the output voltage V _M is set such that the operating voltage of the first drive transistor when energized becomes a predetermined value corresponding to the voltage signal V ₂ . Voltage converter 17 is generated and becomes stable (the whole is stable,
equilibrium).

指令信号２３が大幅に変化する場合でも同様に
安定状態におちつく（上述の微小変化が連続的に
生じるものと考えて良い）。 Even when the command signal 23 changes significantly, it similarly settles into a stable state (it can be considered that the above-mentioned minute changes occur continuously).

本実施例の電動機は、次の点で大幅に効率が向
上している。 The electric motor of this embodiment has greatly improved efficiency in the following points.

(1) コイルに両方向の電流を流すため、コイルの
利用率が高い。(1) Since current flows through the coil in both directions, the utilization rate of the coil is high.

(2) 第１の駆動トランジスタおよび第２の駆動ト
ランジスタの動作電圧が能動領域内の小さな値
であり、そのコレクタ損失が小さい（第２の帰
還ループおよび第３の帰還ループの動作によ
る）。(2) The operating voltages of the first drive transistor and the second drive transistor are small values in the active region, and their collector losses are small (due to the operation of the second feedback loop and the third feedback loop).

(3) スイツチング方式の電圧変換器を使用してい
るため、電圧変換器に伴う損失は極めて小さ
い。(3) Since a switching type voltage converter is used, the loss associated with the voltage converter is extremely small.

また、第１の帰還ループの動作によりコイルへ
の供給電流は確実に指令信号に対応した値とな
り、前述の第１の駆動トランジスタの通電時の動
作電圧（および第２の駆動トランジスタの通電時
の動作電圧）の相間のバラツキが小さくなり、そ
の検出が容易かつ安定となる。 In addition, the operation of the first feedback loop ensures that the current supplied to the coil corresponds to the command signal, and the operating voltage when the first drive transistor is energized (and the operating voltage when the second drive transistor is energized) This reduces inter-phase variations in operating voltage (operating voltage), making detection easier and more stable.

さらに、本実施例では、基準端子側を直流的に
（直接または抵抗・ダイオード等を介して）基準
電圧信号V₂の電位点に接続し、検出端子側を直
流的に駆動トランジスタ３，４，５の各出力端子
に接続したPNP形トランジスタからなる検出ト
ランジスタ６４，６５，６６を使用しているため
に、第１の駆動トランジスタ３，４，５の動作電
圧の検出に必要とされる素子は、トランジスタ、
ダイオード、抵抗だけであり、単一のシリコン・
チツプ上に集積回路化することが可能となる。 Furthermore, in this embodiment, the reference terminal side is DC-connected (directly or via a resistor, diode, etc.) to the potential point of the reference voltage signal _V2 , and the detection terminal side is DC-connected to the drive transistors 3, 4, Since detection transistors 64, 65, and 66 consisting of PNP transistors connected to each output terminal of the first drive transistors 3, 4, and 5 are used, the elements required to detect the operating voltage of the first drive transistors 3, 4, and 5 are as follows. , transistor,
Just a diode, a resistor, and a single silicon
It becomes possible to integrate circuits on a chip.

その結果、第２図の電動機の回路部分をモノリ
シツク集積回路にて構成する場合に、外付部品が
少なく製造が容易となる。また、その検出特性も
相間のバラツキも小さく、検出に必要な電流も小
さくて良い。さらに、ラテラル構造のPNP形ト
ランジスタを検出トランジスタに使用すれば、ベ
ース・エミツタ間耐圧およびベース・コレクタ間
耐圧が大きくとれ、信頼性が向上する。 As a result, when the circuit portion of the electric motor shown in FIG. 2 is constructed from a monolithic integrated circuit, the number of external parts is reduced and manufacturing is facilitated. In addition, the detection characteristics have small variations between phases, and the current required for detection can be small. Furthermore, if a PNP transistor with a lateral structure is used as the detection transistor, the base-emitter breakdown voltage and the base-collector breakdown voltage can be increased, improving reliability.

また本実施例では、第１の駆動トランジスタ
３，４，５の動作電圧と比較する基準電圧信号
V₂を指令信号２３に応動して変化させ、コイル
６，７，８への供給電流（すなわち、駆動トラン
ジスタの通電電流）が大きい時に電圧V₂を大き
くし、供給電流の小さい時に電圧V₂を小さくし
ている。これにより、駆動トランジスタの動作電
圧が、その通電電流の大小にかかわらず確実に能
動領域内の小さな電圧値となるように電圧変換器
１７の出力電圧が制御される。このような特性
は、特に駆動トランジスタの飽和を考慮すると、
重要である。 Further, in this embodiment, a reference voltage signal is used for comparison with the operating voltage of the first drive transistors 3, 4, and 5.
V ₂ is changed in response to the command signal 23, and when the supply current to the coils 6, 7, and 8 (that is, the current flowing through the drive transistor) is large, the voltage V ₂ is increased, and when the supply current is small, the voltage V ₂ is increased. is made smaller. As a result, the output voltage of the voltage converter 17 is controlled so that the operating voltage of the drive transistor reliably becomes a small voltage value within the active region, regardless of the magnitude of the current flowing therein. Such characteristics, especially when considering the saturation of the drive transistor,
is important.

これについて説明する。一般に、トランジスタ
の飽和電圧は通電電流（コレクタ電流）に比例し
て大きくなり、逆に、能動領域は狭くなつてゆく
（第８図参照）。 This will be explained. Generally, the saturation voltage of a transistor increases in proportion to the conducting current (collector current), and conversely, the active region becomes narrower (see FIG. 8).

いま、電圧信号V₂を一定（抵抗６１、ダイオ
ード６２，６３の両端電圧が一定）の場合を考え
る。第１の駆動トランジスタが飽和状態となりか
つその通電電流を大きくするように動作するなら
ば、通電電流の増大に伴つて動作電圧（この場合
は飽和電圧）が大きくなる。従つて、基準電圧信
号V₂と動作電圧との差は小さくなり、検出トラ
ンジスタの出力電流が小さくなり、電圧変換器１
７の出力電圧V_Mを小さくする。その結果、電圧
変換器１７の出力範囲にはまだ十分余裕があるに
もかかわらず、動作検出制御器１８の出力電流が
小さいために電圧V_Mが小さな値で安定してしま
う（第３の帰還ループの誤動作）。 Now, consider a case where the voltage signal V ₂ is constant (the voltages across the resistor 61 and diodes 62 and 63 are constant). If the first drive transistor is in a saturated state and operates to increase the current flowing through it, the operating voltage (in this case, the saturation voltage) increases as the current flowing therein increases. Therefore, the difference between the reference voltage signal V ₂ and the operating voltage becomes smaller, the output current of the detection transistor becomes smaller, and the voltage converter 1
7's output voltage V _M is decreased. As a result, even though there is still sufficient margin in the output range of the voltage converter 17, the output current of the operation detection controller 18 is small, so the voltage V _M becomes stable at a small value (third feedback loop malfunction).

一方、本実施例のごとく、電圧信号V₂を通電
電流に応動して連動変化させるならば、通電電流
の増大に伴う駆動トランジスタの飽和電圧の増加
よりも電圧信号V₂の増加を大きくできるために、
検出トランジスタは十分に順方向バイアスされ、
動作検出制御器１８の出力電流は大きくなり、電
圧変換器１７の出力電圧V_Mも出力範囲の最大値
まで大きくなる。すなわち、コイルへの供給電流
にかかわらず、電圧変換器１７の出力の応動範囲
内であれば、第３の帰還ループは確実に動作す
る。さらに、コイルへの供給電流の少ない時の駆
動トランジスタの動作電圧を小さく設定できるた
めに、そのコレクタ損失を著しく小さくできる。 On the other hand, if the voltage signal V ₂ is changed in response to the energizing current as in this embodiment, the increase in the voltage signal V ₂ can be larger than the increase in the saturation voltage of the drive transistor as the energizing current increases. To,
The detection transistor is fully forward biased and
The output current of the motion detection controller 18 increases, and the output voltage V _M of the voltage converter 17 also increases to the maximum value of the output range. That is, regardless of the current supplied to the coil, as long as the output of the voltage converter 17 is within the response range, the third feedback loop operates reliably. Furthermore, since the operating voltage of the drive transistor can be set low when the current supplied to the coil is small, the collector loss can be significantly reduced.

また、動作検出制御器１８は、第２の駆動トラ
ンジスタの動作電圧が所定値（V₂−V_D）以下に
なると、その出力電流が動作電圧に応動して変化
し、動作電圧が所定値（V₂−V_D）以上に大きく
なるとその出力電流は一定（零）となり変化しな
い。第９図にその特性を示す。このような特性に
するならば、第１の駆動トランジスタの動作電圧
が小さくなり飽和すると、その動作電圧（飽和電
圧）と基準電圧V₂との差に応じた電流が出力さ
れるために、その差が大きい程出力電流が大きく
なり、第３の帰還ループの応答動作が安定、確実
となる。また、動作検出制御器１８の応動範囲は
狭くて良く、構成も容易となる。なお、第１の駆
動トランジスタの動作電圧がV₂−V_Dよりも十分
に大きい場合には動作検出制御器１８の出力電流
は過渡的に一定（零）となるが、第３の帰還ルー
プの動作により電圧変換器１７の出力電圧V_Mが
小さくなり、動作検出制御器１８の出力電流が動
作電圧に応動する領域になつて安定する。 Further, the operation detection controller 18 changes its output current in response to the operating voltage when the operating voltage of the second drive transistor becomes less than or equal to a predetermined value (V ₂ −V _D ), so that the operating voltage becomes lower than the predetermined value (V 2 −V D ). V ₂ −V _D ) or higher, the output current becomes constant (zero) and does not change. Figure 9 shows its characteristics. If such a characteristic is adopted, when the operating voltage of the first drive transistor decreases and becomes saturated, a current corresponding to the difference between the operating voltage (saturation voltage) and the reference voltage _V2 will be output, so that The larger the difference, the larger the output current becomes, and the response operation of the third feedback loop becomes more stable and reliable. Further, the response range of the motion detection controller 18 may be narrow, and the configuration can be simplified. Note that when the operating voltage of the first drive transistor is sufficiently larger than V ₂ −V _D , the output current of the operation detection controller 18 is transiently constant (zero), but the output current of the third feedback loop is As a result of the operation, the output voltage V _M of the voltage converter 17 becomes smaller, and the output current of the operation detection controller 18 becomes stable in a region where it responds to the operating voltage.

さらに、第２の分配制御器１６の検出・比較器
７１の基準電圧Vrを電圧変換器１７の出力電圧
V_Mに連動変化（第２図の実施例ではVrV_M／
２）させるならば、コイル６，７，８の平均的な
電圧（電源端子を基準）がV_Mに連動して変化
し、第２の駆動トランジスタの通電時の動作電圧
は第１の駆動トランジスタの通電時の動作電圧と
等しくもしくは略等しくなる。その結果、第２の
駆動トランジスタの動作電圧が能動領域内の小さ
な値となり、そのコレクタ損失も十分に小さくで
きる。 Furthermore, the reference voltage Vr of the detection/comparator 71 of the second distribution controller 16 is set to the output voltage of the voltage converter 17.
Changes linked to V _M (in the example shown in Fig. 2, VrV _M /
2), the average voltage of the coils 6, 7, and 8 (based on the power supply terminal) changes in conjunction with V _M , and the operating voltage when the second drive transistor is energized is the same as that of the first drive transistor. It becomes equal or almost equal to the operating voltage when the current is applied. As a result, the operating voltage of the second drive transistor becomes a small value within the active region, and its collector loss can also be sufficiently reduced.

第１０図に本発明の他の実施例を表わす回路結
線図を示す。本例では、第２の分配制御器１６の
検出・比較器７１においてコイル６，７，８の端
子より抵抗１５１，１５２，１５３を星形結線し
てその共通接続点の電圧を検出するようにしてい
る。また、動作検出制御器１８の抵抗６１、ダイ
オード６２，６３に定電流源１５０の電流を供給
し、基準電圧V₂を一定となしている。他の部分
および動作は第２図の実施例と同様であり、説明
を省略する。 FIG. 10 shows a circuit connection diagram representing another embodiment of the present invention. In this example, in the detection/comparator 71 of the second distribution controller 16, resistors 151, 152, and 153 are connected in a star shape from the terminals of the coils 6, 7, and 8, and the voltage at their common connection point is detected. ing. Further, the current from the constant current source 150 is supplied to the resistor 61 and diodes 62, 63 of the operation detection controller 18, so that the reference voltage _V2 is kept constant. Other parts and operations are the same as those in the embodiment shown in FIG. 2, and their explanations will be omitted.

第１１図に本発明のさらに他の実施例を表わす
回路結線図を示す。本例においては、動作検出制
御器１８が第２の駆動トランジスタ１３，１４，
１５の通電時の動作電圧を検出するようにしてい
る。それに伴つて、相似電流発生器１９にダイオ
ード２０１、トランジスタ２０２、抵抗２０３，
２０４からなるカレントミラーを追加し、電流変
換器２４の出力電流i₁に応動（比例または略比
例）する電流i₃を得て動作検出制御器１８に供給
している。他の構成および動作は第２図の実施例
と同様である。 FIG. 11 shows a circuit connection diagram representing still another embodiment of the present invention. In this example, the operation detection controller 18 connects the second drive transistors 13, 14,
The operating voltage at the time of energization of 15 is detected. Along with this, the similar current generator 19 includes a diode 201, a transistor 202, a resistor 203,
A current mirror 204 is added to obtain a current i ₃ that responds (proportional or approximately proportional) to the output current i ₁ of the current converter 24 and supplies it to the motion detection controller 18 . Other configurations and operations are similar to the embodiment shown in FIG.

次に動作検出制御器１８の構成と動作について
説明する。相似電流発生器１９の電流i₃は抵抗２
０５、ダイオード２０６，２０７により第２の駆
動トランジスタ１３，１４，１５の共通接続端子
より所定電圧値の基準電圧信号V₂を発生してい
る。電圧信号V₂は信号V₁と連動変化し（V₁，V₂
は共に指令信号２３に応動する）、第２の駆動ト
ランジスタ１３，１４，１５の通電電流が大きく
なるとV₂は大きくなり、通電電流が小さくなる
とV₂も小さくなる。 Next, the configuration and operation of the motion detection controller 18 will be explained. Current i ₃ of similar current generator 19 is resistor 2
05, a reference voltage signal V ₂ of a predetermined voltage value is generated from the common connection terminal of the second drive transistors 13, 14, and 15 by the diodes 206 and 207. The voltage signal V ₂ changes in conjunction with the signal V ₁ (V ₁ , V ₂
(both respond to the command signal 23), when the current flowing through the second drive transistors 13, 14, 15 increases, V ₂ increases, and when the current flowing through the second drive transistors 13, 14, 15 decreases, V ₂ also decreases.

検出トランジスタ２０８，２０９，２１０の各
ベース端子は基準端子として基準の電位点（V₂
の点）に接続され、各エミツタ端子は検出端子と
してそれぞれ抵抗２１１，２１２，２１３を介し
て第２の駆動トランジスタ１３，１４，１５の各
出力端子に接続され、コレクタ端子は共通接続さ
れ、ダイオード６７、トランジスタ６９、抵抗６
８，７０からなるカレントミラーに電流を供給す
るようにしている。 Each base terminal of the detection transistors 208, 209, and 210 is connected to a reference potential point (V ₂
The emitter terminals are connected as detection terminals to the respective output terminals of the second drive transistors 13, 14, 15 via resistors 211, 212, 213, respectively, and the collector terminals are commonly connected and connected to the diodes. 67, transistor 69, resistor 6
Current is supplied to a current mirror consisting of 8 and 70.

第１２図に駆動トランジスタ１３，４が活性と
なつている場合の電流路を示す。このとき、第２
の駆動トランジスタ１３の動作電圧が他の駆動ト
ランジスタ１４，１５の電圧よりも小さくなり、
その値が所定値（V₂−V_D）以下になると検出ト
ランジスタ２０８が導通し、コレクタ側に電流を
供給する。従つて、動作検出制御器１８は第２の
駆動トランジスタ１３，１４，１５の通電時の動
作電圧を検出し、その値に応じた出力電流（吸込
電流）を電圧変換器１７に供給する。 FIG. 12 shows the current path when the drive transistors 13 and 4 are activated. At this time, the second
The operating voltage of the drive transistor 13 becomes lower than the voltage of the other drive transistors 14 and 15,
When the value becomes less than a predetermined value (V ₂ −V _D ), the detection transistor 208 becomes conductive and supplies current to the collector side. Therefore, the operation detection controller 18 detects the operating voltage of the second drive transistors 13, 14, and 15 when they are energized, and supplies the voltage converter 17 with an output current (sinking current) according to the detected operating voltage.

第１１図の実施例の全体の動作は次のようにな
る。平衡状態から指令信号２３が微小量小さくな
つた場合の応答を考えると、指令信号２３の減少は電流変換器２４の出力
i₁を大きくし、相似電流発生器１９の出力電流
i₂，i₃を大きくし、電圧信号V₁，V₂を大きくす
る。 The overall operation of the embodiment of FIG. 11 is as follows. Considering the response when the command signal 23 decreases by a minute amount from the equilibrium state, the decrease in the command signal 23 is caused by the output of the current converter 24.
By increasing i ₁ , the output current of the similar current generator 19
Increase i ₂ and i ₃ and increase voltage signals V ₁ and V ₂ .

第１の駆動トランジスタの通電電流が過渡的
に第２の駆動トランジスタの通電電流よりも大
きくなり、コイル６，７，８の端子の電圧が小
さくなる。従つて、第２の分配制御器１６の検
出電圧が基準電圧信号Vrよりも小さくなり、
検出・比較器71の出力電流を大きくし、第２の
駆動トランジスタ１３，１４，１５の通電状態
のトランジスタのベース電流、従つてコレクタ
電流が大きくなり（第２の帰還ループ）、第２
の駆動トランジスタの通電電流が第１の駆動ト
ランジスタの通電電流に等しくなる。 The current flowing through the first drive transistor transiently becomes larger than the current flowing through the second drive transistor, and the voltages at the terminals of the coils 6, 7, and 8 become smaller. Therefore, the detection voltage of the second distribution controller 16 becomes smaller than the reference voltage signal Vr,
The output current of the detection/comparator 71 is increased, and the base current and therefore the collector current of the second drive transistors 13, 14, and 15 in the energized state increases (second feedback loop), and the second
The current flowing through the first driving transistor becomes equal to the current flowing through the first driving transistor.

第１および第２の帰還ループの動作により、
コイル６，７，８への供給電流が増加しその電
圧降下が大きくなるために、第１の駆動トラン
ジスタおよび第２の駆動トランジスタの動作電
圧が小さくなる（中性点の電圧がVrに等しく
なつている）。 Due to the operation of the first and second feedback loops,
Since the current supplied to the coils 6, 7, and 8 increases and the voltage drop increases, the operating voltage of the first drive transistor and the second drive transistor becomes smaller (the voltage at the neutral point becomes equal to Vr). ing).

第２の駆動トランジスタ１３，１４，１５の
通電時のトランジスタの動作電圧の減少および
電圧信号V₂の増加は、動作検出制御器１８に
て検出されその出力電流を大きくし、電圧変換
器１７のスイツチングトランジスタ１０１のオ
ン時間比率を大きくして、その出力電圧V_Mを
大きくする（第３の帰還ループ）。 The decrease in the operating voltage of the second drive transistors 13, 14, 15 and the increase in the voltage signal _V2 when the second drive transistors 13, 14, 15 are energized are detected by the operation detection controller 18, and the output current thereof is increased. The on-time ratio of the switching transistor 101 is increased to increase its output voltage V _M (third feedback loop).

、の動作（実際には、〜の動作はほ
とんど同時に起る）、第２の駆動トランジスタ
の通電時の動作電圧を電圧信号V₂に対応した
所定の値となすような出力電圧V_Mを電圧変換
器１７が発生して安定となる（全体が安定、平
衡状態になる）。 , (actually, the operations of ~ occur almost simultaneously), the output voltage V _M is set such that the operating voltage of the second drive transistor when energized is a predetermined value corresponding to the voltage signal V ₂ . The converter 17 is generated and becomes stable (the whole becomes stable and in an equilibrium state).

以上の実施例のように、第１の駆動トランジス
タおよび第２の駆動トランジスタによつてコイル
に両方向の電流を供給し、コイルへの供給電流を
指令信号に応じた値になすとともに、動作検出制
御器の基準電圧信号を指冷信号に応じて変化させ
るならば、次のような効果が得ることができる。 As in the above embodiments, current is supplied to the coil in both directions by the first drive transistor and the second drive transistor, the current supplied to the coil is adjusted to a value according to the command signal, and the operation detection control is performed. If the reference voltage signal of the device is changed according to the finger cooling signal, the following effects can be obtained.

(a) コイルへの供給電流が小さい時の第１の駆動
トランジスタおよび第２の駆動トランジスタの
動作電圧を大幅に小さくできるので、小電流供
給時の第１の駆動トランジスタおよび第２の駆
動トランジスタにおける電力損失を大幅に小さ
くでき、従つて、電力効率が改善される。特
に、定常的な速度制御状態の時には供給電流が
かなり小さくなつているので、大幅な効率改善
の効果が得られる。(a) Since the operating voltage of the first drive transistor and the second drive transistor when the current supplied to the coil is small can be significantly reduced, the operating voltage of the first drive transistor and the second drive transistor when the current is supplied to the coil is small. Power losses can be significantly reduced, thus improving power efficiency. In particular, since the supplied current is considerably small during steady speed control, a significant efficiency improvement can be achieved.

(b) コイルへの供給電流が大きい時の第１の駆動
トランジスタおよび第２の駆動トランジスタの
動作電圧を大きくできるので、大電流供給時で
も第１の駆動トランジスタおよび第２の駆動ト
ランジスタは安定に能動領域で動作する。従つ
て、駆動トランジスタの動作電圧の制御は、コ
イル電流の値および変動にかかわらず安定に行
なわれる。(b) Since the operating voltage of the first drive transistor and the second drive transistor can be increased when the current supplied to the coil is large, the first drive transistor and the second drive transistor are stable even when a large current is supplied. Operates in the active region. Therefore, the operating voltage of the drive transistor is stably controlled regardless of the value and fluctuation of the coil current.

なお、本発明は回転運動する回転電動機に限ら
ず、モータ可動部が直進的に相対移動する、いわ
ゆる直進電動機の場合も同様に実施できることは
いうまでもない。 It goes without saying that the present invention is not limited to a rotary electric motor that rotates, but can be similarly applied to a so-called linear electric motor in which a movable part of the motor moves relative to each other in a straight line.

また、位置検出手段は前述の実施例に示したご
ときホール素子等の磁電変換素子に限らず、たと
えば高周波結合を利用する方法など周知の各種の
方法が利用可能である。また、駆動トランジスタ
３，４，５，１３，１４，１５にはバイポーラ形
のトランジスタに限らず、電界効果形のトランジ
スタを使用しても良いし、スイツチングトランジ
スタ１０１もバイポーラ形に限らず電界効果形ト
ランジスタやサイポーラ形に限らず電界効果形ト
ランジスタやサイリスタなどの半導体素子を使用
できる。 Further, the position detecting means is not limited to the magneto-electric transducer such as the Hall element shown in the above-mentioned embodiments, and various known methods such as a method using high frequency coupling can be used. In addition, the drive transistors 3, 4, 5, 13, 14, and 15 are not limited to bipolar transistors, and field effect transistors may be used, and the switching transistor 101 is not limited to bipolar transistors, but may also be field effect transistors. Semiconductor elements such as field effect transistors and thyristors can be used in addition to type transistors and cypolar type transistors.

また、前述の実施例では、電圧変換器の出力電
圧は直流電源より低くしたが、本発明はそのよう
な場合に限らず、たとえば乾電池等の低電圧電源
から高い出力電圧に変換し、コイルに供給するよ
うにしても良い。また、電圧変換器の構成は前述
の実施例に限定されず、インバータ方式、周波数
変調型チツパ方式、パルス幅変調型チツパ方式等
の各種の方法、構成を採用し得る。その他、本発
明の主旨にもとづいて種々の変形が可能である。 Furthermore, in the above-mentioned embodiment, the output voltage of the voltage converter was lower than the DC power supply, but the present invention is not limited to such a case. It may be supplied. Further, the configuration of the voltage converter is not limited to the above-described embodiment, and various methods and configurations such as an inverter type, a frequency modulation type chipper type, and a pulse width modulation type chipper type can be adopted. In addition, various modifications are possible based on the gist of the present invention.

以上の説明から明らかなように、本発明の電動
機は電力効率が著しく改善される利点を有する。
従つて、本発明にもとづいて、たとえば音響・映
像機器に使用する電子整流子型の電動機を構成す
るならば、消費電力の極めて小さい省電力機器と
なすことかできる。 As is clear from the above description, the electric motor of the present invention has the advantage of significantly improved power efficiency.
Therefore, if an electronic commutator type motor for use in, for example, audio/visual equipment is configured based on the present invention, it can be made into a power-saving device with extremely low power consumption.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来の電動機の構成図、第２図は本発
明の一実施例を表わす回路結線図、第３図は電流
交換器の具体的な構成例図、第４図は第１の電流
制御器の具体的な構成例図、第５図は第２の電流
制御器の具体的な構成例図、第６図は第２図の回
路動作を説明するための図、第７図は回路各部に
おける電圧配分を示す図、第８図はトランジスタ
の動作領域を表わす図、第９図は動作検出制御器
の検出特性を表わす図、第１０図は本発明の他の
実施例を表わす回路結線図、第１１図も本発明の
さらに他の実施例を表わす回路結線図、第１２図
は第１１図の回路動作を説明するための図であ
る。１……直流電源、３，４，５……第１の駆動ト
ランジスタ、６，７，８……コイル、９……マグ
ネツト、１１……位置検出器、１２……第１の分
配制御器、１３，１４，１５……第２の駆動トラ
ンジスタ、１６……第２の分配制御器、１７……
電圧変換器、１８……動作検出制御器、１９……
相似電流発生器、２３……指令信号、２４……電
流変換器、４１，４２，４３，４４，４５，４６
……ホール素子、４８……第１の電流制御器、５
３……第１の選択器、６４，６５，６６，２０
８，２０９，２１０……検出トランジスタ、７１
……検出・比較器、７５……基準電圧器、７６…
…第２の電流制御器、８０……第２の選択器、１
００……スイツチング制御器、１０１……スイツ
チングトランジスタ。 Fig. 1 is a configuration diagram of a conventional electric motor, Fig. 2 is a circuit connection diagram representing an embodiment of the present invention, Fig. 3 is a specific configuration example of a current exchanger, and Fig. 4 is a diagram of the first current A diagram showing a specific configuration example of the controller, FIG. 5 is a diagram showing a specific configuration example of the second current controller, FIG. 6 is a diagram for explaining the circuit operation of FIG. 2, and FIG. 7 is a circuit diagram. FIG. 8 is a diagram showing the voltage distribution in each part, FIG. 8 is a diagram showing the operating region of the transistor, FIG. 9 is a diagram showing the detection characteristics of the operation detection controller, and FIG. 10 is a circuit connection showing another embodiment of the present invention. FIG. 11 is also a circuit connection diagram showing still another embodiment of the present invention, and FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the circuit shown in FIG. 11. 1... DC power supply, 3, 4, 5... First drive transistor, 6, 7, 8... Coil, 9... Magnet, 11... Position detector, 12... First distribution controller, 13, 14, 15... second drive transistor, 16... second distribution controller, 17...
Voltage converter, 18... Operation detection controller, 19...
Similar current generator, 23... Command signal, 24... Current converter, 41, 42, 43, 44, 45, 46
... Hall element, 48 ... First current controller, 5
3...first selector, 64, 65, 66, 20
8,209,210...detection transistor, 71
...Detection/comparator, 75...Reference voltage device, 76...
...Second current controller, 80...Second selector, 1
00... Switching controller, 101... Switching transistor.

Claims

【特許請求の範囲】１モータ可動部の位置を検出する位置検出手段
と、複数相のコイルと、直流電源から可変出力の
直流電圧を得るスイツチング方式の電圧変換手段
と、前記電圧変換手段の一方の出力端子と前記コ
イルの各給電端子の間に接続されたＫ個（Ｋは３
以上の整数）の駆動トランジスタからなる第１の
駆動トランジスタ群と、前記コイルへの電流供給
を指令する指令信号に対応し、かつ、前記位置検
出手段の出力に応動して前記第１の駆動トランジ
スタ群の通電を分配制御する第１の分配制御手段
と、前記電圧変換手段の他方の出力端子と前記コ
イルの前記各給電端子の間に接続されたＫ個の駆
動トランジスタからなる第２の駆動トランジスタ
群と、前記コイルの前記各給電端子の端子電圧の
平均値に対応した電圧信号を得る電圧検出手段
と、前記電圧変換手段の出力電圧に応動した応動
電圧を得る応動電圧検出手段と、前記電圧検出手
段の電圧信号と前記応動電圧検出手段の応動電圧
の差に対応し、かつ、前記位置検出手段の出力に
応動して前記第２の駆動トランジスタ群の通電を
分配制御する第２の分配制御手段と、前記電圧変
換手段の出力電圧を制御する動作検出制御手段を
具備し、前記動作検出制御手段は、基準電圧信号
を得る基準電圧発生手段と、前記第１の駆動トラ
ンジスタ群の通電状態にある前記駆動トランジス
タの動作電圧と前記基準電圧信号を比較する比較
手段を含んで構成され、通電状態にある前記駆動
トランジスタの動作電圧が大きくなると前記電圧
変換手段の出力電圧を小さくし、動作電圧が小さ
くなると出力電圧を大きくするように、前記比較
手段の出力に応じて前記電圧変換手段の出力電圧
を制御するようになされ、かつ、前記基準電圧発
生手段は前記指令信号に応動して前記基準電圧信
号を変化するように構成され、前記コイルへの供
給電流が小さくなると前記基準電圧信号を小さく
するようにした電動機。２モータ可動部の位置を検出する位置検出手段
と、複数相のコイルと、直流電源から可変出力の
直流電圧を得るスイツチング方式の電圧変換手段
と、前記電圧変換手段の一方の出力端子と前記コ
イルの各給電端子の間に接続されたＫ個（Ｋは３
以上の整数）の駆動トランジスタからなる第１の
駆動トランジスタ群と、前記コイルへの電流供給
を指令する指令信号に対応し、かつ、前記位置検
出手段の出力に応動して前記第１の駆動トランジ
スタ群の通電を分配制御する第１の分配制御手段
と、前記電圧変換手段の他方の出力端子と前記コ
イルの前記各給電端子の間に接続されたＫ個の駆
動トランジスタからなる第２の駆動トランジスタ
群と、前記コイルの前記各給電端子の端子電圧の
平均値に対応した電圧信号を得る電圧検出手段
と、前記電圧変換手段の出力電圧に応動した応動
電圧を得る応動電圧検出手段と、前記電圧検出手
段の電圧信号と前記応動電圧検出手段の応動電圧
の差に対応し、かつ、前記位置検出手段の出力に
応動して前記第２の駆動トランジスタ群の通電を
分配制御する第２の分配制御手段と、前記電圧変
換手段の出力電圧を制御する動作検出制御手段を
具備し、前記動作検出制御手段は、基準電圧信号
を得る基準電圧発生手段と、前記第２の駆動トラ
ンジスタ群の通電状態にある前記駆動トランジス
タの動作電圧と前記基準電圧信号を比較する比較
手段を含んで構成され、通電状態にある前記駆動
トランジスタの動作電圧が大きくなると前記電圧
変換手段の出力電圧を小さくし、動作電圧が小さ
くなると出力電圧を大きくするように、前記比較
手段の出力に応じて前記電圧変換手段の出力電圧
を制御するようになされ、かつ、前記基準電圧発
生手段は前記指令信号に応動して前記基準電圧信
号を変化するように構成され、前記コイルへの供
給電流が小さくなると前記基準電圧信号を小さく
するようにした電動機。[Scope of Claims] 1. A position detection means for detecting the position of a movable part of a motor, a multi-phase coil, a switching type voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, and one of the voltage conversion means. K (K is 3) connected between the output terminal of the coil and each power supply terminal of the coil.
a first drive transistor group consisting of drive transistors (an integer greater than or equal to); and a first drive transistor group corresponding to a command signal instructing current supply to the coil and in response to an output of the position detection means. a first distribution control means for distributing and controlling energization of the group; and a second drive transistor consisting of K drive transistors connected between the other output terminal of the voltage conversion means and each of the power supply terminals of the coil. a voltage detecting means for obtaining a voltage signal corresponding to an average value of the terminal voltage of each of the power supply terminals of the coil, a responsive voltage detecting means for obtaining a responsive voltage responsive to the output voltage of the voltage converting means, and a voltage detecting means for obtaining a responsive voltage responsive to the output voltage of the voltage converting means; second distribution control that distributes and controls energization of the second drive transistor group in response to the difference between the voltage signal of the detection means and the response voltage of the response voltage detection means and in response to the output of the position detection means; and an operation detection control means for controlling the output voltage of the voltage conversion means, and the operation detection control means includes a reference voltage generation means for obtaining a reference voltage signal, and an energization state of the first drive transistor group. It is configured to include comparison means for comparing the operating voltage of a certain drive transistor and the reference voltage signal, and when the operating voltage of the drive transistor in the energized state increases, the output voltage of the voltage converting means is reduced, so that the operating voltage increases. The output voltage of the voltage conversion means is controlled according to the output of the comparison means so that the output voltage is increased when the output voltage becomes smaller, and the reference voltage generation means is configured to increase the output voltage of the reference voltage in response to the command signal. An electric motor configured to change a signal so that the reference voltage signal decreases when a current supplied to the coil decreases. 2. A position detection means for detecting the position of a motor movable part, a multi-phase coil, a switching type voltage conversion means for obtaining a variable output DC voltage from a DC power supply, one output terminal of the voltage conversion means and the coil. K (K is 3) connected between each power supply terminal of
a first drive transistor group consisting of drive transistors (an integer greater than or equal to); and a first drive transistor group corresponding to a command signal instructing current supply to the coil and in response to an output of the position detection means. a first distribution control means for distributing and controlling energization of the group; and a second drive transistor consisting of K drive transistors connected between the other output terminal of the voltage conversion means and each of the power supply terminals of the coil. a voltage detecting means for obtaining a voltage signal corresponding to an average value of the terminal voltage of each of the power supply terminals of the coil, a responsive voltage detecting means for obtaining a responsive voltage responsive to the output voltage of the voltage converting means, and a voltage detecting means for obtaining a responsive voltage responsive to the output voltage of the voltage converting means; second distribution control that distributes and controls energization of the second drive transistor group in response to the difference between the voltage signal of the detection means and the response voltage of the response voltage detection means and in response to the output of the position detection means; and an operation detection control means for controlling the output voltage of the voltage conversion means, and the operation detection control means includes a reference voltage generation means for obtaining a reference voltage signal, and an energization state of the second drive transistor group. It is configured to include comparison means for comparing the operating voltage of a certain drive transistor and the reference voltage signal, and when the operating voltage of the drive transistor in the energized state increases, the output voltage of the voltage converting means is reduced, so that the operating voltage increases. The output voltage of the voltage conversion means is controlled according to the output of the comparison means so that the output voltage is increased when the output voltage becomes smaller, and the reference voltage generation means is configured to increase the output voltage of the reference voltage in response to the command signal. An electric motor configured to change a signal so that the reference voltage signal decreases when a current supplied to the coil decreases.