JPH02280691A

JPH02280691A - パルス幅変調方式の駆動方法及び駆動装置

Info

Publication number: JPH02280691A
Application number: JP1103076A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Goto; 泰宏後藤; Koichi Yamada; 耕一山田; Shigeyoshi Hayashi; 林　成嘉; Koji Nakagiri; 康二中桐
Original assignee: Rohm Co Ltd; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-04-21
Filing date: 1989-04-21
Publication date: 1990-11-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野］この発明は、駆動電流をパルス幅制御を用いて制御する
駆動方法及び駆動装置であって、例えば、光学式記録・
再生装置のアクチュエータ等の駆動装置として用いられ
るパルス幅変調方式の駆動方法及び駆動装置に関する。

〔従来の技術〕

例えば、光学式記録・再生装置においては、情報の記録
媒体であるディスクに対して微小径に絞った光スポット
のトラッキング制御及びフォーカス制御が行われている
。

従来、この光学式記録・再生装置では、その小型化とと
もに省電力化が要請され、電力効率の高い制御方式とし
て、特願昭６３−１８４３８６号［パルス幅変調方式の
駆動方法ｊ等、パルス幅変調方式を用いた駆動装置が提
案されている。

このパルス幅変調方式の駆動装置を用いたサーボ装置で
は、例えば、第６図に示すように、アクチュエータ２に
端子４ａ、４ｂを通してパルス幅変ｊＪｌ（ＰＷＭ）駆
動装置６が接続され、このＰＷＭ駆動装置６の前段にサ
ーボ増幅器８が設置されている。したがって、サーボ増
幅器８で増幅されたサーボ出力信号■、は、ＰＷＭ駆動
装置６に加えられ、ＰＷＭ駆動装置６では、サーボ出力
信号■、と基阜波形信号としての三角波信号とを比較し
、変位信号に応じて目標位置にアクチュエータ２を移動
し又は安定化させるため、方向及び大きさが制御された
駆動電流としてアクチュエータ電流１．がアクチュエー
タ２に供給される。

〔発明が解決しようとする課題］ところで、このようなパルス幅変調方式の駆動装置では
、アクチュエータの機械的な変位に対応した電気信号か
ら所望の制御出力を形成することによって高精度にアク
チュエータを制御するので、パルス幅制御のパルス処理
途上で誤差やハザード等が発生し、これが精度を低下さ
せる原因になる。

また、このパルス幅制御方式の駆動装置においては、三
角波信号を形成し、この三角波信号とサーボ出力信号と
を比較した場合には三角波信号の半波側での制御となる
ことから、三角波信号の周波数を高めることが要求され
、基本信号としてのクロ・ンクバルスの周波数をより高
く設定することが必要となり、消費電力が増加する。

そこで、この発明は、小型化、省電力化及び高精度化を
実現したパルス幅変調方式の駆動方法の提供を第１の目
的とする。

また、この発明は、小型化、省電力化及び高精度化を実
現したパルス幅変調方式の駆動装置の提供を第２の目的
とする。

さらに、この発明は、より高効率化を実現したパルス幅
変調方式の駆動装置の提供を第３の目的とする。

［課題を解決するための手段］即ち、この発明のパルス幅変調方式の駆動方法は、第１
の目的を達成するため、負荷に流れる駆動電流の方向を
切り換える第１のスイッチング素子対とともに前記駆動
電流の大きさをパルス幅変調信号に応じて可変する第２
のスイッチング素子対を接続したスイッチ回路を備え、
駆動すべき負荷に流れる駆動電流の絶対値によって入力
信号を補正し、補正された前記入力信号と基準電圧とを
比較して前記負荷に流す駆動電流の方向を表す極性判別
信号を形成し、補正された前記入力信号と三角波信号と
を比較し、かつ、前記三角波信号と前記基準電圧とを比
較して前記入力信号に応じたパルス幅を持つパルス幅変
調信号を形成し、前記極性判別信号に応じて前記負荷に
対する駆動電流の方向を切り換えるとともに、前記パル
ス幅変調信号に応じた前記駆動電流を前記負荷に供給す
ることを特徴とするものである。

また、この発明のパルス幅変調方式の駆動装置は、第２
の目的を達成するため、極性判別信号に応じて選択的に
導通して負荷に対する駆動電流の方向を切り換える第１
のスイッチング素子対を接続するとともに、パルス幅変
調信号に応じて選択的に導通し、かつ、パルス幅変調信
号に応した前記駆動電流を前記負荷に流す第２のスイッ
チング素子対を接続したスイッチ回路と、このスイ・ノ
チ回路から前記駆動電流の絶対値によって補正された入
力信号を発生する入力補正手段と、前記入力信号と基準
電圧とを比較する第１の電圧比較手段を備えて極性判別
信号を発生する極性判別手段と、三角波信号を発生する
三角波発生手段とともに、前記三角波信号と前記入力信
号とを比較する第２の電圧比較手段、並びに、前記三角
波信号と前記基準電圧とを比較する第３の電圧比較手段
を備えて各電圧比較手段が発生した比較出力及び前記極
性判別手段側の比較出力に応じて前記パルス幅変調信号
を発生するパルス幅変調手段とから構成したものである
。

さらに、この発明のパルス幅変調方式の駆動装置は、第
３の目的を達成するため、極性判別信号に応じて選択的
に導通して負荷に対する駆動電流の方向を切り換える第
１のスイッチング素子対を接続するとともに、パルス幅
変調信号に応じて選択的に導通し、かつ、パルス幅変調
信号に応じた前記駆動電流を前記負荷に流す第２のスイ
ッチング素子対を接続したスイッチ回路と、入力信号と
基準電圧とを比較する第１の電圧比較手段を備えて極性
判別信号を発生する極性判別手段と、三角波信号及び反
転三角波信号を発生する三角波発生手段とともに、前記
三角波信号と前記入力信号とを比較する第２の電圧比較
手段、前記三角波信号と前記基準電圧とを比較する第３
の電圧比較手段、前記反転三角波信号と前記入力信号と
を比較する第４の電圧比較手段、並びに、前記反転三角
波信号と前記基準電圧とを比較する第５の電圧比較手段
を備え、各電圧比較手段の比較出力に応じて前記第１の
スイッチング素子対に対する前記パルス幅変調信号を得
るパルス幅変調手段とから構成したものである。

〔作　　　用〕

この発明のパルス幅変調方式の駆動方法では、駆動すべ
き負荷に流れる駆動電流の絶対値によって入力信号が補
正され、補正された前記入力信号と基準電圧との比較に
よって駆動電流の方向を表す極性判別信号が形成される
。また、補正された前記入力信号と三角波信号との比較
、前記三角波信号と前記基準電圧との比較によって前記
入力信号に応じたパルス幅を持つパルス幅変調信号が形
成される。したがって、前記極性判別信号に応じて前記
負荷に対する駆動電流の方向が第１のスイッチング素子
対によって切り換えられるとともに、前記パルス幅変調
信号に応じた前記駆動電流が第２のスイッチング素子対
を通して前記負荷に供給されることにより、入力信号に
応じてパルス幅変調された駆動電流で負荷が駆動される
。

また、この発明のパルス幅変調方式の駆動装置では、サ
ーボ出力等の入力信号が入力補正手段でスイッチ回路に
流れる駆動電流に応じて補正され、補正された入力信号
と基準電圧とが第１の電圧比較手段で比較されて入力信
号の極性が判別される。

また、パルス幅変調手段では、三角波発生手段で発生さ
せた三角波信号と入力信号とが第２の電圧比較手段で比
較されるとともに、三角波信号と基準電圧とが第３の電
圧比較手段で比較され、各比較出力に応じたパルス幅を
持つパルス幅変調信号が得られる。そして、スイッチ回
路では、極性判別手段で得られた極性判別信号によって
第１のスイッチング素子対を選択的に導通させることに
より、負荷に対する駆動電流の方向が決定され、また、
パルス幅変調信号によって第２のスイッチング素子対を
選択的に導通させるとともに、その導通状態を制御する
ことにより、負荷に対する駆動電流が制御される。した
がって、負荷は、入力信号に応じた高精度なパルス幅変
調信号による駆動電流によって駆動される。

さらに、この発明のパルス幅変調方式の駆動装置では、
三角波信号及び反転三角波信号を発生する三角波発生手
段が設置されるとともに、前記三角波信号と前記入力信
号とを比較する第２の電圧比較手段、前記三角波信号と
前記基単電圧とを比較する第３の電圧比較手段、前記反
転三角波信号と前記入力信号とを比較する第４の電圧比
較手段、並びに、前記反転三角波信号と前記基準電圧と
を比較する第５の電圧比較手段が設置されたパルス幅変
調手段によってパルス幅変調駆動装置を構成すれば、三
角波発生手段が発生した三角波信号及び反転三角波信号
によって三角波信号の半周期毎のパルス幅変調制御が行
われ、制御効率が高められる。

（実　施　例〕以下、この発明を図面に示した実施例を参照して詳細に
説明する。

第１図は、この発明のパルス幅変調方式の駆動方法及び
駆動装置の第１実施例を示す。

端子１０ａ、１０ｂ間には、パルス幅変調駆動出力によ
って駆動すべき負荷としてアクチュエータ１２が設置さ
れ、このアクチュエータ１２に駆動電流としてアクチュ
エータ電流１．を流すためのスイッチ回路１４が設置さ
れている。このスイッチ回路１４には、アクチュエータ
１２に流すアクチュエータ電流１．の方向を決定する第
１のスイッチング素子対を成すトランジスタ１４１．１
４２が設置されているとともに、アクチュエータ１２に
制御された駆動電流としてアクチュエータ電流１つを流
す第２のスイッチング素子対を成すトランジスタ１４３
．１４４が設置されている。

そして、エミフタが共通に接続されて差動対を成すトラ
ンジスタ１４１．１４２のエミッタ側には、アクチュエ
ータ電［＋□を電圧に変換して検出する電流検出手段と
して抵抗１４５が接続されている。また、各トランジス
タ１４１．１４２のコレクタと接地との間には、フライ
ホイールダイオード１４６．１４７が並列に接続されて
いる。したがって、トランジスタ１４１．１４２の何れ
か一方が選択的に導通状態に制御されることにより、ア
クチュエータ電流１１の方向が決定され、また、トラン
ジスタ１４３．１４４が選択的に導通状態に制御される
とともに、そのベースに流れるスイッチング電流によっ
てアクチュエータ電流１．の値が制御される。そして、
フライホイールダイオード１４６．１４７は、アクチュ
エータ１２に生じる逆誘導起電力の吸収手段を成す。

そして、入力端子１６には図示しないサーボ増幅器から
サーボ出力が入力信号■、とじて加えられる。この入力
信号■、は、アクチュエータ電流Ｉ、によってレベルを
補正する入力補正回路１８に加えられ、入力補正回路１
８には、抵抗１４５を通して検出されたアクチュエータ
電？！？Ｌｔ、の絶対値を表す電圧を極性に応じて切り
換える絶対値変換回路１８１が設置されている。この絶
対値変換回路１８１は、スイッチ回路１４の抵抗１４５
を通じてアクチュエータ電流！、の絶対値を表す電圧に
極性判別部１９からの極性を表すパルスに対応した極性
を持たせて補正電圧■、を発生する。

この補正電圧■、は、加算器１８２に減算要素として加
えられ、入力信号■、のレベルがこの補正電圧■、によ
って補正される。

そして、この入力補正回路１８によって補正された入力
信号■、は、入力信号■、の増減方向を表す極性を判別
する極性判別部１９とともに、入力信号Ｖ、に応じてパ
ルス幅を持つパルス幅変調信号を形成するためのパルス
幅変調部２０に加えられる。

極性判別部１９には、第１の電圧比較手段としてコンパ
レータ２１が設置され、コンパレータ２１では、入力信
号■５と基準電圧Ｖ　ＲＥＦとの比較によって入力信号
■５の振れの方向である極性が判定される。このコンパ
レータ２１の出力側には、コンパレータ２１の出力パル
スから極性を表す極性判別信号である第１及び第２のパ
ルスＰＰ２を得るための論理回路としてインパーク２０
１．２０２．２０３が直列に接続されているとともに、
インバータ２０４が設置されている。

したがって、コンパレータ２１の正相入力（＋）側に加
えられた入力信号■、は、その逆相入力（＝）側に加え
られた基準電圧Ｖ　ＲＥＦと比較され、その比較結果か
らインバータ２０１〜２０３を通してコンパレータ２１
の出力パルスの反転パルスであるパルスＰ８、インバー
タ２０１及びインバータ２０４を通してコンパレータ２
１の出力パルスと同一のパルスＰ２が得られる。

また、パルス幅変調部２０には、第２及び第３の電圧比
較手段としてコンパレータ２２．２３が設置されている
とともに、基準波形信号としての三角波信号ＶＴを発生
する三角波発生回路２１１が設置されている。三角波発
生回路２１１には、入力端子３０に加えられたクロック
パルスＣＬ　Ｋを積分して三角波信号■１に変換する積
分回路２１２が用いられている。即ち、演算増幅器２１
３の逆相入力（−）側には抵抗２１４を通してクロック
パルスＣＬＫが加えられるとともに、演算増幅器２１３
の出力が抵抗２１５及びキャパシタ２１６を介して帰還
され、また、その正相入力（＋）側には基準電圧ＶＭＥ
Ｆが加えられている。

入力信号Ｖｓは、コンパレータ２１の正相人力（＋）側
とともにコンパレータ２２の逆相人力（−）側に加えら
れ、コンパレータ２２側では、三角波発生回路２１１か
らその正相入力（＋）側に加えられた三角波信号Ｖ、と
比較され、その比較結果により、両者に応じたパルス幅
を持つパルス幅変調信号としてのパルスが得られる。ま
た、コンパレータ２３では、その正相入力（＋）側に三
角波信号■７が加えられ、その逆相入力（−）側に加え
られた基＄電圧■ＲＥＦとの比較により、三角波信号■
。の極性を表すパルスが得られる。

そして、コンパレータ２２．２３の出力側には、各出力
パルス及びコンパレータ２１の出力パルスを組み合せて
パルス幅変調信号としての第３及び第４のパルスＰ：ｌ
、Ｐ４を得るための論理回路が設置されており、即ち、
コンパレータ２２の出力側には、インバータ２０５．２
０６及びＮＯＲゲート２０７、また、コンパレータ２３
の出力側には、インバータ２０Ｂ、２０９及びＮＯＲゲ
ート２１０が設置されている。したがって、ＮＯＲゲー
ト２０７には、インバータ２０１を通して得られたコン
パレータ２１側の反転出力パルス、インバータ２０５．
２０６を通して得られたコンパレータ２２　側の出力パ
ルス、インバータ２０８を通して得られたコンパレータ
２３例の反転出力パルスによってパルスＰ３が得られ、
また、ＮＯＲゲー）２１０には、インバータ２０１．２
０２を通して得られたコンパレータ２１例の出力パルス
、インバータ２０５を通して得られたコンパレータ２２
例の反転出力パルス、インバータ２０８．２０９を通し
て得られたコンパレータ２３例の出力パルスにより、パ
ルスＰ４が得られる。

また、極性判別部１９及びパルス幅変調部２０の出力側
には、各パルスＰ１〜Ｐ、に対応する駆動出力としてス
イッチング電流８１〜Ｓ４を発生するドライブ回路４０
が設置されており、このドライブ回路４０の一例を第２
図に示す。

ドライブ回路４０には、第２図に示すように、入力端子
４１１．４１２に加えられるパルスＰ１、Ｐ２によって
選択的に導通状態になるトランジスタ４０１．４０２の
エミンタ側を共通に接続した第１の差動回路４１が設置
されているとともに、入力端子４１３．４１４に加えら
れるパルスＰ１、Ｐ４によって選択的に導通状態になる
第２及び第３の差動回路４２．４３が設置されている。

差動回路４１のトランジスタ４０１．４０２のエミンタ
側番こは、定電流源４０３が接続され、また、差動回路
４２はトランジスタ４０４．４０５、差動回路４３はト
ランジスタ４０６．４０７で構成されている。各差動回
路４２．４３に対応じてトランジスタ４０８．４０９が
設置され、そのエミッタの共通化によって差動回路４４
が構成され、そのエミッタ側には定電流Ｊ！Ａ４１Ｏが
接続されている。各差動回路４２．４３のトランジスタ
４０５．４０７のベースには、基準電圧Ｖ８が加えられ
ている。そこで、パルスＰ＋　の高（Ｈ）レベル区間で
トランジスタ４０２が導通すれば、出力端子４２１には
パルスＰ１に応じたスイッチング電流Ｓ、が得られ、ま
た、パルスＰ２のＩ（レベル区間でトランジスタ４０１
が導通すれば、出力端子４２２にはパルスＰ２に応じた
スイッチング電流Ｓ２が発生する。そして、パルスＰ３
のＨレベル区間でトランジスタ４０４が導通すれば、出
力端子４２３側からスイッチング電流３３が吸い込まれ
、パルスＰ４のＨレベル区間でトランジスタ４０６が導
通すれば、出力端子４２４側からスイッチング電流Ｓ４
が吸い込まれる。

以上の構成において、パルス幅変調方式の駆動方法を説
明する。

例えば、第３図のＡに示すように、一定周期でデユーテ
ィ比が５０％のクロックパルスＣＬ　Ｋが入力端子３０
に加えられると、三角波発生回路２１１には、第３回の
Ｂに示すように、クロックパルスＣＬＫの低レベル（Ｌ
）区間で立ら上り、また、Ｈレベル区間で降下する基準
波形信号としての三角波信号■、が得られる。

また、入力端子１６には、時間の経過とともにレベルが
変化する入力信号■、が加えられ、入力補正回路１Ｂに
よって補正電圧■１により補正され、第３図のＣに補正
された入力信号■、を示す。

この入力信号■、は、コンパレータ２１．２２に加えら
れ、コンパレータ２１側では、第３図のＣに示すように
、基準電圧■Ｒア、と比較され、コンパレータ２２側で
は三角波信号■、と比較される。

したがって、極性判別部１９のインバータ２０３の出力
側には掘性判別信号として第３図のＤに示すパルスＰ、
が得られるとともに、インバータ２０４の出力側には極
性判別信号として第３図の已に示すパルスＰ２が得られ
る。また、パルス幅変調部２０のインバータ２０６の出
力側には第３回のＦに示すパルスＰ、が得られるととも
に、コンパレータ２３では三角波信号■アと基準電圧■
２１．とが比較されることから、インパーク２０９の出
力側には第３図のＧに示すパルスＰ６が発生する。

そして、ＮＯＲゲート２０７の出力側には入力信号■、
のレベルに応じたパルス幅に制御された第３図のＫに示
すパルスＰ、　、ＮＯＲゲート２１０の出力側には入力
信号■、のレベルに応したパルス幅に制御された第３図
のＪに示すパルスＰ４が得られる。

そこで、第２図に示すドライブ回路４０を参照すれば、
各パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４がドライブ回路４０に
加えられると、パルスＰ＋に対応じてスイッチング電流
Ｓｌ、パルスＰ２に対応じてスイッチング電流Ｓ２が選
択的に発生するとともに、パルスＰ３に対応じてスイッ
チング電流Ｓ３、パルスＰ４に対応じてスイッチング電
流Ｓ４が選択的に発生する。即ら、スイッチング電流Ｓ
＋、Ｓｚは、極性制御出力であり、また、スイッチング
電流Ｓｉ、Ｓａは、入力信号■、に応じた電流値を持つ
制御電流である。

そして、スイッチング電流Ｓ、はトランジスタ１４１の
ベース、スイッチング電流Ｓ２はトランジスタ１４２の
ベースに加えられているので、スイッチング電流ＳＬに
よってトランジスタ１４１、スイッチング電流Ｓ２によ
ってトランジスタ１４２が選択的に導通する。

また、スイッチング電流Ｓ３はトランジスタ１４３のベ
ースからドライブ回路４０に吸い込まれ、スイッチング
電流Ｓ４はトランジスタ１４４のベースからドライブ回
路４０に吸い込まれるので、スイッチング電流Ｓ３によ
ってトランジスタ１４３、°スイッチング電流Ｓ４によ
ってトランジスタ１４４が選択的に導通ずる。

したがって、トランジスタ１４１がスイッチング電流Ｓ
Ｉによって導通すると、このとき、スイッチング電流Ｓ
、によってトランジスタ１４４が導通し、かつ、制御さ
れるので、端子１０ｂから端子１０ａに向かってアクチ
ュエータ１２にアクチュエータ電流■、が流れ、そのア
クチュエータ電流１．の値はスイッチング電流Ｓ４に応
じたものとなる。また、トランジスタ１４２がスイッチ
ング電流Ｓ２によって導通すると、このとき、スイッチ
ング電流Ｓ３によってトランジスタ１４３が導通し、か
つ、制御されるので、端子１０ａから端子１０ｂに向か
ってアクチュエータ１２にアクチュエータ電流１．が流
れ、そのアクチュエータ電流１１の値がスイッチング電
流Ｓ、に応じたものとなる。この結果、入力信号■ｓに
応じてアクチュエータ１２はパルス幅変調制御により安
定した制御動作が得られるとともに、高精度に制御され
る。

次に、第４図は、この発明のパルス幅変調方式の駆動方
法及び駆動装置の第２実施例を示す。

ところで、第１実施例のパルス幅変調方式の駆動方法及
び駆動装置では、クロックパルスＣＬＫの１周期中の半
サイクル分を直流オフセットの消去のために使っており
、その分だけ効率の低下は否めない。

また、このようなパルス幅変調方式の駆動方法及び駆動
装置では、入力信号■、に高周波成分が含まれている場
合には、それに対応じてクロックパルスＣＬＫの周波数
を箭く設定しなければならず、半サイクル分を直流オフ
セットの消去に用いた場合、その高周波化をより進めな
ければならないので、高周波化に伴って電力効率が低下
するおそれがある。

そこで、この第２実施例のパルス幅変調方式の駆動方法
及び駆動装置では、クロックパルスＣＬＫの全サイクル
分をパルス幅変調側ｉｆｆ［Ｉに用いることにより、全
波型パルス幅変調制御を実現したものである。

即ち、端子１０ａ、１０ｂ間には、パルス幅変調駆動出
力によって駆動すべき負荷としてアクチュエータ１２が
設置され、このアクチュエータ１２に駆動電流としてア
クチュエータ電流■、を流すスイッチ回路１４が設置さ
れ、その回路構成は第１実施例と同様である。

そして、入力端子１６には図示しないサーボ増幅器から
サーボ出力が入力信号■、として加えられ、入力補正回
路１８によってそのレベルが補正される。入力補正回路
１８の入力部には、電圧・電流変換回路１８３が設置さ
れ、電圧で与えられた入力信号Ｖ、は電流１．に変換さ
れる。また、入力補正回路１８には、入力信号■、のレ
ベルに対応じてアクチュエータ電流１１の絶対値を表す
電流を極性に応じて切り換える補正電流■、を発生する
絶対値変換回路１８１が設置されている。

補正電流Ｉ、は、加算器１Ｂ２に減算要素として加えら
れ、電流１．のレベルがその補正電流Ｉ。

によって補正される。

この加算器１８２によって補正された電流Ｉ。

は、電流・電圧変換回路１８４に加えられ、補正された
入力信号■、に変換される。この入力信号■、は抵抗１
８５及びキャパシタ１８６からなる積分回路１８７によ
って積分され、その積分出力がコンパレータ１８８に加
えられて基準電圧Ｖ　ＲＥＦと比較され、その比較結果
に基づいて絶対値変換回路１８１が制御される。

そして、補正された入力信号■、は、第１実施例と同様
に、その増減方向である極性を判別する極性判別部１９
とともに、入力信号■、に応じてパルス幅を持つパルス
幅変調信号を形成するためのパルス幅変調部２０に加え
られる。

極性判別部１９には、第１の電圧比較手段としてコンパ
レータ２１が設置され、入力信号Ｖ、はその正相入力（
＋）側に加えられ、その逆相入力（−）側に加えられた
基準電圧Ｖ　ＲＥＦ　と比較される。入力信号■、と基
準電圧Ｖ　ＲＥＦとの比較によって入力信号■、の振れ
の方向である極性が判別され、極性判別信号が得られる
。このコンパレータ２１の出力側には、インバータ２２
０が設置され、コンパレータ２１の反転出力パルスによ
って第１のパルスＰ、が得られ、コンパレータ２１の出
力パルスによって第２のパルスＰ２が得られている。

また、パルス幅変調部２０には、第２、第３、第４及び
第５の電圧比較手段としてコンパレータ２２．２３．２
４．２５が設置されている。入力信号■、は、コンパレ
ータ２２．２４の逆相入力（＋）側に加えられ、コンパ
レータ２２側ではその正相入力（＋）側に加えられた三
角波発生回路２１１からの三角波信号Ｖ。と比較され、
また、コンパレータ２４側ではその正相入力（＋）側に
加えられた三角波発生回路２１１からの反転三角波信号
■、と比較される。三角波発生回路２１１は、入力端子
３０に加えられたクロックパルスＣＬＫに基づいて三角
波信号ＶＴとともに、位相が１８０度変位している反転
三角波信号■「を発生する。

また、コンパレーク２３には、三角波発生回路２１１が
発生した三角波信号■、と基準電圧Ｖ　ＲＥＦとが加え
られ、三角波信号■アの極性を表すパルスが得られる。

そして、コンパレータ２５には、反転三角波信号■７と
基準電圧■□、とが加えられ、三角波信号■アの極性を
表すパルスが得られる。

そして、コンパレータ２２〜２５の出力側には、各出力
パルス及びコンパレータ２１の出力パルスを組み合せて
パルス幅変調信号としての第３及び第４のパルスＰ３、
Ｐ４を得るための論理回路が設置されている。即ち、コ
ンパレータ２２．２４の出力側には、ＮＡＮＤゲート２
３１．２３２、ＯＲゲート２３３及びＡＮＤゲート２３
４、また、コンパレータ２３．２５の出力側には、ＮＡ
ＮＤゲート２４１．２４２、ＯＲゲート２４３、ＡＮＤ
ゲート２４４及びインバータ２４５が設置されている。

そこで、ＮＡＮＤゲート２３１には、コンパレータ２２
．２３の出力パルスがコンパレータ２２例の出力パルス
を反転入力側にして加えられ、また、ＮＡＮＤゲート２
３２には、コンパレータ２４．２５の出力パルスがコン
パレータ２４例の出力パルスを反転入力側にして加えら
れて各否定論理積を表す各出力パルスが得られ、各出力
パルスがＯＲゲート２３３を通してＡＮＤゲート２３４
に加えられている。したがって、ＡＮＤゲート２３４で
は、コンパレータ２１の出力パルスとの論理積によって
パルスＰ４が得られる。

また、ＮＡＮＤゲート２４１には、コンパレータ２２．
２３の出力パルスがコンパレータ２３側の出力パルスを
反転入力側にして加えられ、また、ＮＡＮＤゲート２４
２には、コンパレータ２４．２５の出力パルスがコンパ
レータ２５側の出力パルスを反転入力側にして加えられ
て各否定論理積を表す各出力パルスが得られ、各出力パ
ルスがＯＲゲート２４３を通してＡＮＤゲート２４４に
加えられている。したがって、ＡＮＤゲート２４４では
、インバータ２４５を通して加えられるコンパレータ２
１側の反転出力パルスとの論理積によってパルスＰ３が
得られる。

そして、極性判別部１９及びパルス幅変調部２０の出力
側には、前記実施例と同ｔｉに、各パルスＰ、〜Ｐ、に
対応する駆動出力としてスイッチング電流Ｓ、〜Ｓ４を
発生するドライブ回路４０が設置されている。このドラ
イブ回路４０には、例えば、第２図に示すドライブ回路
を用いることができる。

例えば、第５図のＡに示すように、一定周期でデユーテ
ィ比が５０％のクロックパルスＣＬＫが入力端子３０に
加えられると、三角波発生回路２１１には、第５図のＣ
に示すように、クロックパルスＣＬＫのＬ区間で立ち上
り、そのＨ区間で降下する三角波信号■、が得られると
ともに、第５図のＤに示すように、クロックパルスＣＬ
ＫのＨ区間で立ち上り、そのＬ区間で降下する反転三角
波信号■アが得られる。

また、入力端子１６には、時間の経過とともにレベルが
変化する入力信号Ｖ、が加えられ、入力補正回路１８に
よって補正電流ＩＡにより補正され、第５図のＢに補正
された入力信号■、を示す。

この入力信号■、は、各コンパレータ２１．２２．２４
に加えられ、コンパレータ２１側では、第５図のＢに示
すように、基準電圧Ｖ　ＲＥＦと比較され、コンパレー
タ２２側では三角波信号■ア、コンパレータ２４側では
反転三角波信号Ｖ「と比較される。したがって、極性判
別部１９のインバータ２２０の出力側には極性判別信号
として第５図のＥに示すパルスＰ１が得られるとともに
、コンパレータ２１の出力側には極性判別信号として第
５図のＦに示すパルスＰ２が得られる。また、コンパレ
ータ２２には第５図のＪに示すパルスＰ５、コンパレー
タ２４には第５図のＧに示すパルスＰ６が得られる。

そして、コンパレータ２３には三角波信号■１及び基準
電圧■１．が加えられ、また、コンパレータ２５には反
転三角波信号Ｖ「及び基準電圧Ｖ　ＲＥＦが加えられる
ので、コンパレータ２３には第５図のＫに示すパルスＰ
、が得られ、コンパレータ２５には第５図のＫに示すパ
ルスＰ、を反転させたパルスＰ８が得られる。

このような各パルスＰ５、Ｐ８、Ｐ７、Ｐｌｌに基づい
て、パルスＰ、　、Ｐ、の組合せでＮＡＮＤゲート２３
１には第５図の０に示すパルスＰ１、パルスｐｈ、Ｐ、
の組合せでＮＡＮＤゲート２３２には第５図のＭに示す
パルスＰ　Ｉ＋１％パルスＰ５、Ｐ、の組合せでＮＡＮ
Ｄゲート２４１には第５図のＰに示すパルスｐＨ、パル
スＰｉ、、Ｐｓの組合せでＮＡＮＤゲート２４２には第
５図のＮに示すパルスＰ１□が得られる。

そして、各パルスＰ　９　、Ｐ　Ｉｌ＋は、ＯＲゲート
２３３を介してＡＮＤゲート２３４に加えられ、また、
各パルスＰ　ＩＩ、Ｐ１□は、ＯＲゲート２４３を介し
てＡＮＤゲート２４４に加えられるので、パルスＰ２と
パルスＰ、又はパルスＰ　＋ｏトの論理積によってＡＮ
Ｄゲート２３４には、第５図のＱに示すように、パルス
幅変調信号であるパルスＰ４が得られ、また、パルスＰ
１とパルスＰ　１１又はパルスＰ１２との論理積によっ
てＡＮＤゲート２４４には、第５図のＲに示すように、
パルス幅変調信号であるパルスＰ３が得られる。

各パルスＰｔ、ｐ２、Ｐ３、Ｐａがドライブ回路４０に
加えられると、第１実施例で述べたように、第２図に示
すドライブ回路４０を参照すれば、パルスＰ、に対応じ
てスイッチング電流Ｓｌ、パルスＰ２に対応じてスイッ
チング電流Ｓ２が選択的に発生するとともに、パルスＰ
３に対応じてスイッチング電流Ｓ３、パルスＰ４に対応
じてスイッチング電流Ｓ４が選択的に発生する。そして
、トランジスタ１４１がスイッチング電流Ｓ、によって
導通ずると、スイッチング電流Ｓ３によってトランジス
タ１４３が導通し、かつ、制御されることにより、端子
１０ｂから端子１０ａに向かってアクチュエータ１２に
スイッチング電流Ｓ、に応じたアクチュエータ電流１１
が流れる。また、トランジスタ１４２がスイッチング電
流Ｓ２によって導通ずると、スイッチング電流Ｓ４によ
ってトランジスタ１４４が導通し、かつ、制御されるこ
とにより、端子１０ａから端子ｔａｂに向かってアクチ
ュエータ１２にスイッチング電流Ｓ、に応したアクチュ
エータ電流１１が流れる。このようなアクチュエータ電
流１１によってアクチュエータ１２が駆動される。

以上のように、三角波発生回路２１１から三角波信号■
７とともに反転三角波信号■７を発生させ、これら三角
波信号■、及び反転三角波信号■、を用いてパルス幅変
調制御を実現したので、入力信号■、に応じてアクチュ
エータ１２はパルス幅変調制御により安定した制御動作
が得られるとともに、高精度に制御される上、第１実施
例との比較から明らかなように、半サイクル区間で直流
オフセットの消去のために費やす無駄時間要素が解消さ
れ、効率の良いパルス幅変調（Ｐ　Ｗ　Ｍ　）変換及び
制御が実現されるのである。特に、クロックパルスＣＬ
Ｋの半サイクル区間でパルス幅変調制御が行われている
ので、第１実施例との比較では、同一のクロンク周波数
で２倍のパルス幅変調制御が行われることになり、クロ
ンク周波数を１／２に低下させることができる。

なお、第２実施例では、人力補正回路１８を設置してい
るが、入力補正回路１８を設置しない場合にも、高効率
のパルス幅変調制御が実現できるものである。

〔発明の効果］以上説明したように、この発明によれば、次のような効
果が得られる。

（ａ）　　小型化及び省電力化とともに、高精度化を実
現することができる。

（ｂ）　　三角波信号及び反転三角波信号の双方を用い
てパルス幅変調制御■を行うので、高効率化を図ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のパルス幅変調方式の駆動方法及び駆
動装置の第１実施例を示す回路図、第２図は第１図に示
したパルス幅変調方式の駆動方決及び駆動装置における
ドライブ回路の具体的な回路構成例を示す回路図、第３図は第１図に示したパルス幅変調方式の駆動方法及
び駆動装置の動作を示すタイミングチャート、第４図はこの発明のパルス幅変調方式の駆動方法及び駆
動装置の第２実施例を示す回路図、第５図は第４図に示
したパルス幅変調方式の駆動方法及び駆動装置の動作を
示すタイミングチャト、第６図はパルス幅変調方式の駆動装置を用いた従来のサ
ーボ装置の概要を示すブロック図である。１２・・・アクチュエータ（負荷）１４・・・スイッチ回路１４１．１４２・・・トランジスタ（第１のスイッチン
グ素子対）１４３．１４４・・・トランジスタ（第２のスイッチン
グ素子対）１８・・・入力補正回路（入力補正手段）１９・・・極
性判別部（極性判別手段）２０・・・パルス幅変調部（
パルス幅変調手段）２１・・・コンパレータ（第１の電
圧比較手段）２２・・・コンパレーク（第２の電圧比較
手段）２３・・・コンパレータ（第３の電圧比較手段）
２４・・・コンパレータ（第４の電圧比較手段）２５・
・・コンパレータ（第５の電圧比較手段）２１１・・・
三角波発生回路（三角波発生手段）特許出願人　松下電
器産業株式会社４゜第２図ドライブ回路の回路構成例 −−−］第６図従来技術

Claims

【特許請求の範囲】１、負荷に流れる駆動電流の方向を切り換える第１のス
イッチング素子対とともに前記駆動電流の大きさをパル
ス幅変調信号に応じて可変する第２のスイッチング素子
対を接続したスイッチ回路を備え、駆動すべき負荷に流
れる駆動電流の絶対値によって入力信号を補正し、補正
された前記入力信号と基準電圧とを比較して前記負荷に
流す駆動電流の方向を表す極性判別信号を形成し、補正
された前記入力信号と三角波信号とを比較し、かつ、前
記三角波信号と前記基準電圧とを比較して前記入力信号
に応じたパルス幅を持つパルス幅変調信号を形成し、前
記極性判別信号に応じて前記負荷に対する駆動電流の方
向を切り換えるとともに、前記パルス幅変調信号に応じ
た前記駆動電流を前記負荷に供給することを特徴とする
パルス幅変調方式の駆動方法。２、極性判別信号に応じて選択的に導通して負荷に対す
る駆動電流の方向を切り換える第１のスイッチング素子
対を接続するとともに、パルス幅変調信号に応じて選択
的に導通し、かつ、パルス幅変調信号に応じた前記駆動
電流を前記負荷に流す第２のスイッチング素子対を接続
したスイッチ回路と、このスイッチ回路から前記駆動電流の絶対値によって補
正された入力信号を発生する入力補正手段と、前記入力信号と基準電圧とを比較する第１の電圧比較手
段を備えて極性判別信号を発生する極性判別手段と、三角波信号を発生する三角波発生手段とともに、前記三
角波信号と前記入力信号とを比較する第２の電圧比較手
段、並びに、前記三角波信号と前記基準電圧とを比較す
る第３の電圧比較手段を備えて各電圧比較手段が発生し
た比較出力及び前記極性判別手段側の比較出力に応じて
前記パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調手段とか
ら構成したことを特徴とするパルス幅変調方式の駆動装
置。３、極性判別信号に応じて選択的に導通して負荷に対す
る駆動電流の方向を切り換える第１のスイッチング素子
対を接続するとともに、パルス幅変調信号に応じて選択
的に導通し、かつ、パルス幅変調信号に応じた前記駆動
電流を前記負荷に流す第２のスイッチング素子対を接続
したスイッチ回路と、入力信号と基準電圧とを比較する第１の電圧比較手段を
備えて極性判別信号を発生する極性判別手段と、三角波信号及び反転三角波信号を発生する三角波発生手
段とともに、前記三角波信号と前記入力信号とを比較す
る第２の電圧比較手段、前記三角波信号と前記基準電圧
とを比較する第３の電圧比較手段、前記反転三角波信号
と前記入力信号とを比較する第４の電圧比較手段、並び
に、前記反転三角波信号と前記基準電圧とを比較する第
５の電圧比較手段を備え、各電圧比較手段の比較出力に
応じて前記第１のスイッチング素子対に対する前記パル
ス幅変調信号を得るパルス幅変調手段とから構成したこ
とを特徴とするパルス幅変調方式の駆動装置。