JPH1175396A - 位置センサレス・モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 特性の異なるモータに対しても各相の転流を
常に最適なタイミングで行い安定運転を行う。 【解決手段】 モータの回転子の位置を検出する回転子
位置検出回路と，モータに流れる電流を検出する電流検
出回路と，電流検出回路によって検出された電流値をＡ
／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと，Ａ／Ｄ変換された電
流波形のピーク値を保持するピークホールド回路と，検
出電流ピーク値に応じて最適な転流点まで転流パルスを
遅延させるのに必要な電気角遅延量を決定し，出力する
進角調整回路とを備え，進角調整回路においては，乗算
方式あるいはＲＯＭ方式により，外部から遅延特性を容
易に変更することを可能とし，さらにセレクタによって
乗算方式とＲＯＭ方式を随時切替えることで，特性の異
なる様々なモータに対しても柔軟に対応できる構成とし
た。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 本発明は，ステッピングモ
ータあるいはＤＣブラシレスモータなどを位置センサレ
スで駆動する際，広範な回転域において脱調を防ぎ，安
定的に駆動するための最適な励磁タイミングを生成する
モータ駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年，高効率かつ良好な制御性などの点
から各種の機器に利用されているブラシレスＤＣモータ
において，小型化の必要性からホール素子等の位置検出
器を用いることなしに駆動を行う位置センサレス駆動の
技術が研究，開発されている。一方，開ループで正確な
位置決め制御が可能なステッピングモータにおいても，
脱調を避けるためには，エンコーダなどのセンサを使用
して回転子の位置を検出し，回転状況に応じて最適なタ
イミングで固定子巻線を励磁する閉ループ制御が必要と
なる。また，ステッピングモータの低コスト性を生か
し，従来ブラシレスＤＣモータを使用していた用途に積
極的にステッピングモータを利用することもある。この
ような場合にも上述したようなセンサを使用した閉ルー
プ制御が要求される。ここでも，閉ループ制御のために
外付センサを使用したのでは装置の小型化の妨げになる
とともに，センサを追加したことによるコスト上昇のた
めに，ステッピングモータの低コスト性を生かすことが
できなくなってしまう。従って，上記のような小型，低
コストが要求されるような用途では，ステッピングモー
タの閉ループ制御にも近年は位置センサレス駆動が用い
られている。

【０００３】従来，位置センサレス駆動を行うのに，モ
ータ各相の端子電圧から回転子の位置を検出して固定子
巻線に転流し，駆動するという構成がとられている。以
下図面に基づいて，前記従来の位置センサレス駆動装置
の一例について説明する。図１は前記従来の位置センサ
レス・モータ駆動装置を３相ステッピングモータの位置
センサレス駆動に適用した場合の回路構成図で，前記従
来の位置センサレス・モータ駆動装置は，インバータ
２，回転子位置検出回路３，転流信号生成回路９，駆動
信号生成回路１０から構成されている。１は３相の固定
子巻線がＹ型に結線された３相ステッピングモータ，Ｌ
ａ，Ｌｂ，Ｌｃはそれぞれ前記３相ステッピングモータ
のＡ相，Ｂ相，Ｃ相の固定子巻線，インバータ２は出力
端子Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃを介して前記３相ステッピングモ
ータ１の固定子巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに転流し，回転子
を回転駆動する。インバータ２の出力端子電圧Ｄａ，Ｄ
ｂ，Ｄｃ即ちモータ端子電圧から，回転子位置検出回路
３によってＡ，Ｂ，Ｃ各相に対する回転子の位置関係を
表す回転子位置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′がそれぞれ生成さ
れる。そして前記回転子位置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′に基
づいて，転流信号生成回路９において転流信号ＡＰ〜Ｃ
Ｎが生成され，駆動信号生成回路１０を介してインバー
タ２が制御される。

【０００４】図２は前記回転子位置検出回路３の１相分
の回路図である。回転子位置検出回路はフィルタ２１，
積分器２２，コンパレータ２３，ホトカプラ２４から構
成される。図３は図１の３相ステッピングモータ１の
Ａ，Ｂ，Ｃ各相の端子電圧波形３５，３６，３７と，前
記端子電圧３５，３６，３７を積分した波形３８，３
９，４０，及び前記回転子位置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′の
波形との関係を示す図，図４はモータ端子電圧から前記
回転子位置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′を生成する機構を説明
する図，図５は前記回転子位置信号波形Ｘ′，Ｙ′，
Ｚ′と転流信号波形ＡＰ〜ＣＮとの関係を示す図であ
る。図２，図３，図４及び図５に基づき，Ａ相を例にし
て上記従来の位置センサレス・モータ駆動装置の回転子
位置検出，転流機構について以下に説明する。

【０００５】上記インバータ出力端子Ｄａに現れるモー
タ端子電圧波形３５はフィルタ２１を介して直流成分が
カットされた後，積分器２２によって積分される。積分
後の波形は図３または図４の３８のようになる。コンパ
レータ２３では前記積分波形３８と基準電圧Ｖｒｅｆと
を比較し，積分波形電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大き
ければ正の電圧を，小さければ負の電圧を出力し，積分
波形電圧と基準電圧Ｖｒｅｆが等しくなる点において出
力電圧の正負が切替る。負電圧から正電圧への立上りあ
るいは正電圧から負電圧への立下りは非常に急峻であ
り，コンパレータ２３の出力波形は矩形波となる。前記
矩形波をホトカプラ２４を介して電圧レベル変換を行
い，Ａ相に対する回転子位置信号Ｘ′を出力する。ここ
で，基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを０Ｖとすると，積分波
形３８のゼロクロス点で回転子位置信号の立上りエッジ
もしくは立下りエッジが現れる。前記ゼロクロス点の間
隔は電気角１８０度になるため，前記回転子位置信号
Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′は図３に示すように周期が電気角３６
０度，デューティー比が５０％で各々の位相が１２０度
ずつずれた矩形波となる。

【０００６】図４において，積分波形３８のゼロクロス
点の位置ＣＰ即ちＡ相に対する回転子位置信号Ｘ′の立
下りエッジから，６０度進み方向に位相をシフトした位
置にＡ相の転流点ＣＡが存在する。上記のように，各相
に対する回転子位置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′は，１２０度
ずつ位相がずれたデューティー比５０％でパルス幅が電
気角１８０度の矩形波であるから，図３に示すように，
Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′のパルスエッジはそれぞれ６０度ずつ
位相がずれている。よって，前記Ａ相の転流点ＣＡとＢ
相に対する回転子位置信号Ｙ′の立上りエッジの位相と
が一致することになる。そこで，前記Ｙ′の立上りエッ
ジを検出してＡ相＋側を転流すれば，正しいタイミング
で転流することができることになる。同様にＸ′の立下
りエッジは，図３に示すように，Ａ相を除く他の相（こ
こではＣ相−側にあたる）の転流点と一致する。同様に
Ｂ，Ｃ相についても考えると，ある相の回転子位置信号
のパルスエッジはその相を除く他の相の転流点に一致す
る。従って，図５に示すように，各相に対する回転子位
置信号Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′の立上り，立下りエッジにおい
てそのまま転流することで回転子を回転駆動することが
できる。

【０００７】以上より，上記従来のセンサレス・モータ
駆動装置では，回転子位置検出回路３において，モータ
端子電圧を積分して得られた回転子位置信号Ｘ′，
Ｙ′，Ｚ′のパルスエッジを検出し，そのまま転流する
ことによって回転子を回転駆動する。この手法によれ
ば，特別な位相シフト回路等を必要としないため，回路
構成が簡素になり，当該センサレス・モータ駆動装置を
低コストで提供することが可能である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の手法におい
ては，モータ端子電圧を積分した波形のゼロクロス点が
転流タイミングと一致することを利用して転流を行って
いる。しかし実際には，モータ端子には図７あるいは図
８に示すようなスパイク電圧が発生する。このスパイク
電圧によってモータ端子電圧の積分波形は歪み，図８に
示すように，スパイク電圧が発生しない場合の積分波形
よりも位相が進む。これにより，前記積分波形のゼロク
ロス点も進んでしまう。従って，上記従来の手法によっ
て，前記積分波形のゼロクロス点において転流すると，
転流タイミングも全て進んでしまうことになる。特に負
荷トルクが大きくなる即ちモータに流れる電流値が大き
くなると，スパイク電圧の幅が大きくなるため，積分波
形のゼロクロス点の進み位相量も大きくなる。よって転
流タイミングのずれが大きくなり，回転が不安定になっ
て最悪の場合には脱調を引き起こしてしまうというよう
な課題がある。また，遅延量を決定するために電流値を
検出する際，従来は変圧器やホール効果を利用した電流
検出素子が用いられているが，検出器自体が比較的高価
であることから，装置全体のコストが高くなったり，装
置の小型化も制約されるというような課題がある。

【０００９】そこで本発明は，回転子の位置検出に積分
方式を採用し，スパイク電圧による積分波形のゼロクロ
ス点つまり検出した回転子位置の進み位相ずれの大きさ
に応じて転流タイミングを遅延させることによって，常
に最適なタイミングで転流を行い，脱調を防いで安定的
に駆動させることを目的としている。さらに，外部から
遅延特性を容易に変更できる構成をとることによって，
特性の異なるモータの駆動に際しても柔軟に対応するこ
とを目的としている。また，遅延量を決定するための電
流検出回路に上記のように特別な検出器を用いず，検出
すべき箇所に直列に挿入されたシャント抵抗の両端に発
生する電位差を差動増幅器で増幅することによって，電
流値を検出するという簡素な構成をとることによって，
低コストかつ省スペースを実現することを目的としてい
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本願請求項１の発明に係
る位置センサレス・モータ駆動装置は，モータを回転駆
動するインバータ回路を備え，モータ端子電圧を利用し
て回転子位置を検出し，外付の位置検出器を用いること
なく固定子巻線に転流し駆動する位置センサレス・モー
タ駆動装置であって，モータ端子電圧を積分する積分回
路と，前記積分回路出力から回転子の位置を示す方形波
を生成するコンパレータとから構成される回転子位置検
出回路と，前記回転子位置信号から電気角１度に相当す
る時間を計算する単位電気角計測回路と，モータに流れ
る電流を検出する電流検出回路と，前記電流検出回路に
よって検出された電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバ
ータと，Ａ／Ｄ変換された電流波形のピーク値を保持す
るピークホールド回路と，前記検出電流ピーク値に応じ
て最適な転流点まで転流パルスを遅延させるのに必要な
電気角遅延量を決定し，出力する進角調整回路とを備え
た構成としている。

【００１１】本願請求項２の発明に係る位置センサレス
・モータ駆動装置は，前記進角調整回路を，外部から与
えた乗算定数をもとに検出電流値から遅延量を計算する
乗算器と，各検出電流値に対応する遅延量の関係を予め
記述した読出専用記憶装置と，前記乗算器と読出専用記
憶装置とから出力される遅延量のどちらかを選択するセ
レクタとから構成し，前記乗算定数もしくは前記読出専
用記憶装置の内容を変更することによって遅延特性を容
易に変えることを可能としている。

【００１２】本願請求項３の発明に係る位置センサレス
・モータ駆動装置は，前記電流検出回路を，インバータ
とモータとの間に直列に挿入されたシャント抵抗と，前
記シャント抵抗の両端間の電位差を増幅する差動増幅器
とにより構成し，前記差動増幅器の出力電圧を以て前記
モータに流れる電流を検出するという簡素な回路構成と
している。

【００１３】

【作用】モータを位置センサレスで駆動するため，モー
タ各相の端子電圧を回転子位置検出回路において積分，
比較処理し，前記各相に対する回転子の位置を示す方形
波を生成する。単位電気角計測回路では，前記方形波の
パルス幅を計測し，電気角１度あたりの時間を算出す
る。ここで，回転子の回転に伴って固定子巻線に発生す
る逆起電力により，モータ端子にはスパイク電圧が現れ
る。このスパイク電圧によって前記回転子位置検出回路
におけるモータ端子電圧積分波形に歪みが生じ，結果と
して前記回転子位置信号に進み位相ずれが発生する。

【００１４】上記進み位相ずれをキャンセルするため，
電流検出回路において，回転子の回転に伴い固定子巻線
に流れ込むあるいは固定子巻線から流れ出す電流を電流
値と等価な電圧値として検出する。検出された電流値は
Ａ／Ｄコンバータでディジタル値に変換された後，ピー
クホールド回路で電流波形のピーク値（波高値）が保持
される。上述した電流波形ピークの検出電流値より，進
角調整回路で前記電流値に対応する電気角遅延量を決定
し，上記単位電気角から上記進み位相ずれをキャンセル
すべき実際に転流タイミングに反映する電気角遅延量を
決定し，出力する。

【００１５】その後，転流信号生成回路において，前記
各相の回転子位置信号に対して前記電気角遅延量だけ位
相を遅らせた転流信号を形成する。そして，位相シフト
された各相の転流タイミングに基づいて駆動信号が生成
され，インバータによって固定子巻線が励磁されて回転
子が回転する。これにより，モータ駆動状況に応じて常
に最適なタイミングで固定子巻線を励磁することがで
き，モータの安定駆動が可能となる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下図面に基づき，本発明の一実
施例を説明する。図６は本実施例に係る位置センサレス
・モータ駆動装置を３相ステッピングモータの位置セン
サレス駆動に適用した回路ブロック図である。まず図６
に基づき，本実施例における位置センサレス・モータ駆
動装置の動作概略を説明する。１は３相の固定子巻線が
Ｙ型に結線された３相ステッピングモータ，Ｌａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃはそれぞれ前記３相ステッピングモータのＡ
相，Ｂ相，Ｃ相の固定子巻線，２は固定子巻線Ｌａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃに転流して前記３相ステッピングモータ１を回
転駆動するためのインバータである。インバータ２は，
出力端子Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃを介して前記３相ステッピン
グモータ１の固定子巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃにそれぞれ通
電し，回転子を回転駆動する。

【００１７】本実施例では前記３相ステッピングモータ
１をエンコーダ等の位置センサを別途用いることなく閉
ループ制御を行う。即ち位置センサレスで駆動する。前
記３相ステッピングモータ１の回転子の位置は，前記イ
ンバータ２の出力端子の電圧を回転子位置検出回路３で
処理することで検出することができる。前記回転子位置
検出回路３からは，前記３相ステッピングモータ１の
Ａ，Ｂ，Ｃ各相に対する回転子の位置関係を表す矩形波
信号である回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚがそれぞれ出力さ
れる。前記回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚより，前記固定子
巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに転流するタイミングを生成す
る。

【００１８】ところで，上述したように，回転子の回転
に伴って前記３相ステッピングモータ１の固定子巻線Ｌ
ａ，Ｌｂ，Ｌｃには逆起電力が発生する。この逆起電力
によって，モータ端子又は前記インバータ出力端子Ｄ
ａ，Ｄｂ，Ｄｃの電圧波形には鋭いスパイク電圧が現れ
る。このスパイク電圧のために，回転子の位置を正しく
表しているスパイク電圧が発生しない場合の回転子位置
信号に対して，前記回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚの位相が
進む方向にずれるという現象が発生する。従って，上記
従来の手法により前記回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚからそ
のまま転流を行うと転流タイミングも進んでしまい，最
適なタイミングでの転流ができなくなる。そこで，本発
明では，図１に示した上記従来の位置センサレス・モー
タ駆動装置に，図６に示すように単位電気角計測回路
４，電流検出回路５，Ａ／Ｄコンバータ６，ピークホー
ルド回路７及び進角調整回路８を追加した構成をとり，
以下に述べる手段によって，上記進み位相ずれをキャン
セルする。

【００１９】上記進み位相ずれの大きさは前記固定子巻
線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに流れる電流に比例する。よって，
前記３相ステッピングモータ１の固定子巻線Ｌａ，Ｌ
ｂ，Ｌｃとインバータ出力端子Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃとの間
にそれぞれシャント抵抗Ｒｓを直列に挿入し，前記シャ
ント抵抗Ｒｓに電流が流れた際にＲｓの両端に発生する
電圧から，電流検出回路５において，回転子の回転に伴
って前記固定子巻線Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃに流れる電流値
を，それと等価な電圧値として検出する。検出された電
流値はＡ／Ｄコンバータ６でディジタル値に変換された
後，ピークホールド回路７で電流波形のピーク値（波高
値）を保持する。単位電気角計測回路４では，前記回転
子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚのパルス幅を計測し，電気角１度
あたりの時間を計測する。電流波形ピークの検出電流値
と前記単位電気角計測回路４から出力される電気角１度
の時間とを基に，進角調整回路８で前記進み位相ずれを
キャンセルすべき電気角遅延量ｄを生成する。転流信号
生成回路９では，前記各相に対する回転子位置信号Ｘ，
Ｙ，Ｚに対して位相を前記電気角遅延量ｄだけ遅らせた
転流信号ＡＰ〜ＣＮを生成する。そして位相シフトされ
た前記転流信号ＡＰ〜ＣＮにより，駆動信号生成回路１
０で駆動信号Ａ＋〜Ｃ−を生成し，インバータ２を制御
することで最適なタイミングで固定子巻線Ｌａ，Ｌｂ，
Ｌｃが励磁されて回転子が回転する。

【００２０】次に図６に示す位置センサレス・モータ駆
動装置を構成する各ブロックの詳細について，以下図面
に基づき説明する。図７は図６の３相ステッピングモー
タ１のＡ，Ｂ，Ｃ各相の端子電圧波形４１，４２，４３
と，前記端子電圧４１，４２，４３を積分した波形４
４，４５，４６，及び回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚの波形
との関係を示す図，図８はモータ端子に発生するスパイ
ク電圧によって前記回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚの位相が
進む現象を説明する図，図９は前記回転子位置信号波形
Ｘ，Ｙ，Ｚと転流信号波形ＡＰ〜ＣＮ，及びモータに流
れる電流波形の関係を示す図である。図１０は３相ステ
ッピングモータ１を回転駆動する１２０度通電電圧型イ
ンバータ２の回路構成例である。インバータ２は，Ｐ側
のＭＯＳＦＥＴ，Ｆａ＋，Ｆｂ＋，Ｆｃ＋と，Ｎ側のＭ
ＯＳ ＦＥＴ（以降単にＦＥＴと呼ぶ），Ｆａ−，Ｆｂ
−，Ｆｃ−とから構成される。Ｐ側のＦＥＴとＮ側のＦ
ＥＴとを一組組合せてチョッパ制御を行い，３相の直流
電流を各相の固定子巻線のうち選択的に２つの巻線に順
次通電して磁界を形成することにより回転子を回転駆動
させる。

【００２１】上記インバータ２を制御し，最適なタイミ
ングで固定子巻線に転流するために回転子の位置を検出
する。本発明においては，図２に示した回転子位置検出
回路（１相分）を用い，上述したように，モータ端子電
圧を積分，比較処理することによって回転子の位置を検
出している。本実施例では３相ステッピングモータ１を
駆動しているので，Ａ，Ｂ，Ｃ各相に対する回転子位置
信号Ｘ，Ｙ，Ｚが得られることになる。

【００２２】１２０度通電型のインバータにおいては，
各相毎に電気角３６０度の期間内に６０度×２回の開放
期間（ＦＥＴに駆動信号が印加されない期間）を有す
る。この開放期間にある相を開放相と称する。回転子の
回転に伴い固定子巻線に発生する逆起電力によって，図
７もしくは図８のＡ相端子電圧波形４１に示すように，
開放期間には逆起電圧が発生すると同時にスパイク電圧
が発生する。このスパイク電圧によって，図８に示すよ
うに，スパイク電圧が発生しない場合の端子電圧積分波
形３８に対して，実際の積分波形４４は位相がｄ′進ん
だ歪んだ形状になる。

【００２３】しかし，上述したように，実際にはスパイ
ク電圧によって積分波形のゼロクロス点の位相がｄ′進
んでしまうため，回転子位置信号Ｘにも，前記スパイク
電圧がない場合の回転子位置信号Ｘ′に対して，進み位
相量ｄ′だけずれが生じる。よって，回転子位置信号Ｘ
の立上りもしくは立下りエッジでそのまま転流すると，
転流タイミングが進んでしまうことになるため，回転が
不安定になったり，最悪の場合には脱調を引き起こした
りする。従って，最適なタイミングでの転流を実現する
ためには，前記進み位相量ｄ′を補正する機構が必要と
なる。ここで，前記積分波形４４の歪み即ち進み位相量
ｄ′の大きさは常に一定ではなく，モータの回転状況に
応じて変動する。従って，モータの回転状況に応じて時
々刻々変化する進み位相量ｄ′を常に最適に補正しなく
てはならない。

【００２４】進み位相量ｄ′の大きさは前記スパイク電
圧のパルス幅に依存する。本発明では，スパイク電圧パ
ルス幅が回転負荷の大きさ即ちモータに流れる電流に比
例することに着目し，モータに流れる電流を検出して，
検出された電流値に基づいて進み位相量ｄ′を推測，補
正し，最適なタイミングで転流を行うことを可能とする
構成とした。

【００２５】図１１は位置センサレス・モータ駆動装置
を構成する電流検出回路の１相分の回路図であり，シャ
ント抵抗Ｒｓ，差動増幅器２５，出力レベル調整増幅器
２６，クランプ回路２７から構成される。シャント抵抗
Ｒｓは，例えば０．５Ω程度の非常に小さい抵抗値を持
つものを使用し，図６もしくは図１０に示すように，イ
ンバータ出力端子Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃとモータ固定子巻線
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃとの間にそれぞれ挿入される。インバ
ータ２とモータ１との間に電流が流れると，前記シャン
ト抵抗Ｒｓの両端間に電流値に応じた電位差が発生す
る。この電位差は図１１に示す差動増幅器２５によって
増幅され，出力レベル調整増幅器２６を介して電流値と
等価な電圧値として出力される。モータに流れる電流は
図９の４７に示す電流波形のように−側にも振れるた
め，図１１のクランプ回路２７によって−側成分をカッ
トした後，Ａ／Ｄコンバータ６に入力する。なお，本実
施例では３相とも同様の電流波形となることから，１相
分の検出電流値のみ（本実施例ではＡ相）をＡ／Ｄコン
バータに入力するという構成をとっている。

【００２６】図６に示すＡ／Ｄコンバータ６で８ビット
の２進データに変換された電流値は，ピークホールド回
路７で電流波形のピークの値（波高値）をサーチし，保
持する。ピークの保持期間は電気角３６０度で，その都
度ピーク値はリフレッシュされる構成としたことによ
り，リアルタイムな電流検出が可能となる。

【００２７】検出された電流値を基に，図７及び図８に
示したｄ′進み位相の回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚのパル
スエッジから，前記進み位相量ｄ′をキャンセルする遅
延量ｄだけ転流を遅延させることで正規の転流点まで位
相を戻し，最適なタイミングで転流することができる。
ここで，遅延量ｄは電流値とモータ回転数の両方に依存
する。つまり，電流値が同じでも，モータ回転数が異な
れば遅延量ｄも異なるため，遅延量決定の際には電流値
とモータ回転数の２つのパラメータを考慮しなくてはな
らない。本発明では，遅延量を電気角で与えることによ
って，見かけ上モータ回転数というパラメータを消去
し，電流値に対する遅延量のみを考慮すればよいように
進角調整回路を構成した。さらに，電流値と遅延量との
対応関係を外部から設定，変更できるように構成したこ
とで，特性の異なるモータそれぞれに対して最適な遅延
をかけることを可能とした。

【００２８】図６の単位電気角計測回路４において，電
気角１８０度のパルス幅を有する上記回転子位置信号
Ｘ，Ｙ，Ｚから計測された電気角１度即ち単位電気角の
時間を基に，進角調整回路８において前記ピークホール
ド回路７から出力された検出電流値に対応する電気角遅
延量ｄを決定し，出力する。遅延量ｄの決定には，外部
から与えた乗算定数と検出電流値から遅延量を計算する
乗算方式と，それぞれの検出電流値に対応する遅延量の
関係を予め記述した読出専用記憶装置の内容を参照する
ＲＯＭ方式の二通りが選択可能である。図１２は前記進
角調整回路８の回路構成図である。乗算方式の場合は，
外部から例えばＤＩＰ ＳＷ等で構成される乗算定数設
定器２８において８ビット２進データの乗算定数（検出
電流値との積が遅延量になる値）を設定し，乗算器２９
において検出電流値と乗算定数との積即ち電気角遅延量
ｄが計算され，出力される。なお，前記乗算定数の設定
においては，前記乗算定数設定器２８の代わりに，マイ
コン等から８ビット２進データの乗算定数を生成して入
力することによっても可能である。ＲＯＭ方式の場合
は，読出専用記憶装置３０に８ビット２進表記の電流値
をアドレスとして，前記電流値に対する電気角遅延量ｄ
の値を予め記述しておき，検出電流値をアドレスとして
前記読出専用記憶装置３０に入力すると，それに対応す
る電気角遅延量ｄが前記読出専用記憶装置３０から出力
される。乗算方式とＲＯＭ方式との切替はセレクタ３１
によって行う。遅延量の転流信号生成回路への出力は，
上記ピークホールド回路７のリフレッシュタイミングに
合せて行われる。

【００２９】一例として，乗算方式を用いた際の上記進
角調整回路８の動作を以下に説明する。電流値と電気角
遅延量との関係は図１３に示すような直線であるとす
る。いま，電流値０〜２Ａまでを８ビットで表現すれ
ば，０〜２Ａまでを２５６段階で表すことになる。電流
値が２Ａの時，乗算器２９の入力端子Ｂに入力される信
号は１０進表記で２５６であり，図１３の遅延特性を適
用すると，この時の電気角遅延量は１６０度となる。従
って，ここでは入力された電流値を１６０／２５６倍す
れば，求める電気角遅延量が得られることになり，前記
１６０／２５６がここでの乗算定数となる。１６０／２
５６＝０．６２５で，これは２進表記で０．１０１であ
り，小数点以下８桁までの数値即ち１０１０００００を
乗算定数として乗算定数設定器２８で設定する。

【００３０】例えば，電流値が０．５Ａの時，乗算器２
９の端子Ｂには２進表記で０１００００００というデー
タが入力される。乗算器２９では前記端子Ｂのデータ
と，端子Ａに入力される前記乗算定数設定器２８で設定
された１０１０００００というデータとの各ビットごと
の論理積をとり，それらを加算して００１０１０００と
いうデータで表される電気角遅延量をＡ×Ｂ端子に出力
する。前記出力は１０進数では４０となるから，この結
果は図１３の遅延特性と一致する。ここで，乗算器２９
は端子Ａ，Ｂに入力された値の積（ただし８ビットデー
タ同士の積は１６ビットデータとなるため，そのうち下
位８ビットのデータは切捨てる）を出力するという機能
を果たしている。同様の場合にＲＯＭ方式では，読出専
用記憶装置３０内の０１００００００（電流値を２進表
記したもの）のアドレスに前記電流値０１００００００
（＝０．５Ａ）に対応する電気角遅延量データ００１０
１０００（＝４０度）を予め格納しておき，前記電流値
が端子ＡＤに入力されたら前記電気角遅延量が端子ＤＡ
ＴＡから出力される。

【００３１】以上は，電流値と電気角遅延量との関係を
図１３に示すような直線であるとして述べた。しかし実
際には，電流値と電気角遅延量との間の，モータを安定
駆動するための最適な関係は常に直線であるとは限ら
ず，モータによっては曲線状になることもある。また，
モータに掛かる負荷が小さいときには直線状であって
も，負荷即ち電流が大きくなるにつれて曲線状になるこ
ともある。ＲＯＭ方式においては，電流値と電気角遅延
量との関係を直線に限らず，任意の曲線にすることがで
きるので，広範囲な運転領域において常に最適な遅延を
かけることが可能となる。

【００３２】ＲＯＭ方式では，一度設定した遅延特性を
変更するには，読出専用記憶装置自体を交換する必要が
ある。一方，乗算方式においては，乗算定数設定器にお
いて遅延特性を随時変更することができるため，モータ
の特性が変わっても装置自体を変更する必要がなく，柔
軟に対応することができる。また，乗算方式による進角
調整機構においては，前記進角調整回路を含めて，当該
モータ駆動回路を１チップＩＣ化することができるた
め，当該モータ駆動回路を低コストで提供することが可
能となる。

【００３３】さらに，本発明では，遅延量決定に際し
て，乗算方式とＲＯＭ方式とをセレクタによって切替え
る構成としたことで，前記乗算方式とＲＯＭ方式双方の
利点を生かすことができる。例えば，検出電流値に応じ
て遅延量決定方式を切替えるということも可能となる。
つまり，電流値が０〜１Ａまでは乗算方式を選択し，１
〜２ＡまではＲＯＭ方式を選択するというような形態に
することもできる。従って，従来よりも広範な運転領域
において脱調を抑え，特性の異なる様々なモータに対し
ても柔軟に対応し，常に安定的に駆動することが可能と
なる。

【００３４】本実施例では，転流信号生成回路におい
て，図９のＡＰ〜ＣＮの波形に示すように，Ａ，Ｂ，Ｃ
各相に対して＋側と−側それぞれのＦＥＴを制御する計
６本の転流信号を生成する。前記転流信号ＡＰ〜ＣＮ
は，図９に示すように回転子位置信号Ｘ，Ｙ，Ｚの立上
り，立下りエッジに対して，上記進角調整回路８から出
力される電気角遅延量ｄだけそれぞれ遅延させたタイミ
ングで立上げ，立下げが行われ，パルスＨＩＧＨ期間が
電気角１２０度の矩形波となる。以上のように構成する
ことで最適なタイミングでの転流が行われる。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように，本発明によれば，
回転子の位置を検出するのに高価なエンコーダやホール
素子等を必要としない位置センサレス方式であり，電流
検出回路にも高価な部品を必要としない簡素な構成とし
たことから，省スペースでコストが安くなるという効果
が創出される。

【００３６】さらに，検出した電流値に応じて進み位相
ずれを補正する進角調整回路を備え，前記進角調整回路
における電気角遅延量決定機構を，乗算方式とＲＯＭ方
式を用い，両方式を切替えることで外部から遅延特性を
任意に設定，変更することが可能な構成としたことによ
り，従来よりも広範な運転領域において脱調を抑え，特
性の異なる様々なモータに対しても柔軟に対応し，常に
安定的に駆動することを可能とした。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来の位置センサレス・モータ駆動装置を３
相ステッピングモータの位置センサレス駆動に適用した
回路ブロック図である。

【図２】 回転子位置検出回路の１相分の回路図であ
る。

【図３】 スパイク電圧が発生しない場合の３相ステッ
ピングモータ端子電圧波形と端子電圧積分波形及び回転
子位置信号波形の関係を示す図である。

【図４】 従来の位置センサレス・モータ駆動装置にお
いて，モータ端子電圧から回転子位置信号を生成する機
構を説明する図である。

【図５】 従来の位置センサレス・モータ駆動装置にお
ける回転子位置信号波形と転流信号波形との関係を示す
図である。

【図６】 本発明の一実施例に係る位置センサレス・モ
ータ駆動装置を３相ステッピングモータの位置センサレ
ス駆動に適用した回路ブロック図である。

【図７】 本発明の一実施例に係る３相ステッピングモ
ータの端子電圧波形と端子電圧積分波形及び回転子位置
信号波形の関係を示す図である。

【図８】 モータ端子に発生するスパイク電圧によって
回転子位置信号の位相が進む現象を説明する図である。

【図９】 本発明の一実施例に係る回転子位置信号波形
と転流信号波形及びモータに流れる電流波形の関係を示
す図である。

【図１０】 ３相１２０度通電電圧型インバータの回路
構成例である。

【図１１】 電流検出回路の１相分の回路図である。

【図１２】 進角調整回路の回路構成図である。

【図１３】 検出電流値に対する電気角遅延量の対応関
係を表す遅延特性の一例を示す図である。

【符号の説明】

１ ３相ステッピングモータ ２ １２０度通電電圧型インバータ ３ 回転子位置検出回路 ４ 単位電気角計測回路 ５ 電流検出回路 ６ Ａ／Ｄコンバータ ７ ピークホールド回路 ８ 進角調整回路 ９ 転流信号発生回路 １０ 駆動信号発生回路 ２１ フィルタ ２２ 積分器 ２３ コンパレータ ２４ ホトカプラ ２５ 差動増幅器 ２６ 出力レベル調整回路 ２７ クランプ回路 ２８ 乗算定数設定器 ２９ 乗算器 ３０ 読出専用記憶装置 ３１ セレクタ ３５ スパイク電圧のないＡ相端子電圧波形 ３６ スパイク電圧のないＢ相端子電圧波形 ３７ スパイク電圧のないＣ相端子電圧波形 ３８ スパイク電圧が発生しない場合のＡ相端子電圧積
分波形 ３９ スパイク電圧が発生しない場合のＢ相端子電圧積
分波形 ４０ スパイク電圧が発生しない場合のＣ相端子電圧積
分波形 ４１ Ａ相端子電圧波形 ４２ Ｂ相端子電圧波形 ４３ Ｃ相端子電圧波形 ４４ Ａ相端子電圧積分波形 ４５ Ｂ相端子電圧積分波形 ４６ Ｃ相端子電圧積分波形 ４７ Ｃ相電流波形 Ｘ，Ｙ，Ｚ Ａ，Ｂ，Ｃ相に対する回転子位置信号 Ｘ′，Ｙ′，Ｚ′ スパイク電圧が発生しない場合のＡ
相に対する回転子位置信号 ＡＰ Ａ相＋側転流信号 ＡＮ Ａ相−側転流信号 ＢＰ Ｂ相＋側転流信号 ＢＮ Ｂ相−側転流信号 ＣＰ Ｃ相＋側転流信号 ＣＮ Ｃ相−側転流信号 Ａ＋ Ａ相＋側駆動信号 Ａ− Ａ相−側駆動信号 Ｂ＋ Ｂ相＋側駆動信号 Ｂ− Ｂ相−側駆動信号 Ｃ＋ Ｃ相＋側駆動信号 Ｃ− Ｃ相−側駆動信号 ｄ′ ゼロクロス点進み位相量 ｄ 電気角遅延量

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータを回転駆動するインバータ回路を
   備え，モータ端子電圧を利用して回転子位置を検出し，
   外付の位置検出器を用いることなく固定子巻線に転流し
   駆動する位置センサレス・モータ駆動装置であって，モ
   ータ端子電圧を積分する積分回路と，前記積分回路出力
   から回転子の位置を示す方形波を生成するコンパレータ
   とから構成される回転子位置検出回路と，前記回転子位
   置信号から電気角１度に相当する時間を計算する単位電
   気角計測回路と，モータに流れる電流を検出する電流検
   出回路と，前記電流検出回路によって検出された電流値
   をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータと，Ａ／Ｄ変換され
   た電流波形のピーク値を保持するピークホールド回路
   と，前記検出電流ピーク値に応じて最適な転流点まで転
   流パルスを遅延させるのに必要な電気角遅延量を決定
   し，出力する進角調整回路とを備えたことを特徴とする
   位置センサレス・モータ駆動装置。
2. 【請求項２】 前記進角調整回路を，外部から与えた乗
   算定数と検出電流値から遅延量を計算する乗算器と，各
   検出電流値に対応する遅延量の関係を予め記述した読出
   専用記憶装置と，前記乗算器と読出専用記憶装置とから
   出力される遅延量のどちらかを選択するセレクタとから
   構成したことを特徴とする請求項１記載の位置センサレ
   ス・モータ駆動装置。
3. 【請求項３】 前記電流検出回路を，インバータとモー
   タとの間に直列に挿入されたシャント抵抗と，前記シャ
   ント抵抗の両端間の電位差を増幅する差動増幅器とによ
   り構成したことを特徴とする請求項２記載の位置センサ
   レス・モータ駆動装置。