JP2914667B2 - Ｈ−ブリッジ段を通る電流の大きさと方向を検出する電流検出回路 - Google Patents
Ｈ−ブリッジ段を通る電流の大きさと方向を検出する電流検出回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、負荷を駆動するスイッチングモードのため
の回路、特に負荷に導かれる電流をコントロールするた
めの回路アレンジメントに関する。
の回路、特に負荷に導かれる電流をコントロールするた
めの回路アレンジメントに関する。
電気モータをコントロールする装置、より一般的には
誘導負荷へ電流を導くための装置はいわゆるパルス幅変
調（PWM）技術を利用する。この技術は、周波数とデュ
ーティサイクルをコントロールした矩形波の駆動信号と
その反転信号（反転駆動信号）を使用するＨ−ブリッジ
段により実行される。その駆動信号及び反転駆動信号
は、サプライノード（電源電圧）とグランドノード（接
地）又はＨ−ブリッジ段の仮想グランドノードとの間に
ブリッジコンフィギュレーションに配置された２対のス
イッチに加えられ、このスイッチ対間に接続した負荷の
電流を切り換える。
誘導負荷へ電流を導くための装置はいわゆるパルス幅変
調（PWM）技術を利用する。この技術は、周波数とデュ
ーティサイクルをコントロールした矩形波の駆動信号と
その反転信号（反転駆動信号）を使用するＨ−ブリッジ
段により実行される。その駆動信号及び反転駆動信号
は、サプライノード（電源電圧）とグランドノード（接
地）又はＨ−ブリッジ段の仮想グランドノードとの間に
ブリッジコンフィギュレーションに配置された２対のス
イッチに加えられ、このスイッチ対間に接続した負荷の
電流を切り換える。
負荷に導かれる電流の追跡と制御のためのシステムを
形成するためには、Ｈ−ブリッジ段の２個のブランチの
仮想グランドノードと回路の真のグランドノードとの間
にそれぞれ接続された検出抵抗が使用される。これらの
検出抵抗は、負荷を流れる電流に耐えることが必要とさ
れるパワー素子であることが必須であり、この理由のた
め殆どの場合、集積化した駆動回路に外付けする個別部
品である。これらは、最適に決定された正確性と温度係
数特性を有しなければならず、かつ検出可能なインダク
タンスを有しないものでなければならないため、一般に
装置のコスト高に通じる。
形成するためには、Ｈ−ブリッジ段の２個のブランチの
仮想グランドノードと回路の真のグランドノードとの間
にそれぞれ接続された検出抵抗が使用される。これらの
検出抵抗は、負荷を流れる電流に耐えることが必要とさ
れるパワー素子であることが必須であり、この理由のた
め殆どの場合、集積化した駆動回路に外付けする個別部
品である。これらは、最適に決定された正確性と温度係
数特性を有しなければならず、かつ検出可能なインダク
タンスを有しないものでなければならないため、一般に
装置のコスト高に通じる。
本発明の対象である電流の大きさと方向を検出するた
めの電流検出回路は、Ｈ−ブリッジ回路の両ブランチ共
通とした仮想グランドノードと真のグランドノードとの
間に設けた単一の検出抵抗を使用することにより、Ｈ−
ブリッジ段の負荷に導かれる電流の大きさと方向に関す
る完全な情報を形成することを可能とする。
めの電流検出回路は、Ｈ−ブリッジ回路の両ブランチ共
通とした仮想グランドノードと真のグランドノードとの
間に設けた単一の検出抵抗を使用することにより、Ｈ−
ブリッジ段の負荷に導かれる電流の大きさと方向に関す
る完全な情報を形成することを可能とする。
本発明の特徴及び利点は一連の図面を参照した以下の
説明により、より容易に理解されるであろう。
説明により、より容易に理解されるであろう。
第１図は、負荷を流れる電流の大きさと方向を検出す
るための電流検出回路が設置されたＨ−ブリッジ段の従
来例を示す回路ダイアグラム、第２図及び第３図は、第
１図の回路の２種類の典型的な信号タイミングチャー
ト、第４図は、本発明の一態様である負荷を通る電流の
大きさと方向を検出するための電流検出回路を利用した
Ｈ−ブリッジ段の回路ダイアグラム、第５図は、第４図
の回路の代表的な信号タイミングチャート、第６図は、
MOSトランジスタによるアナログスイッチを利用した第
４図の回路の具体的態様の回路ダイアグラムである。
るための電流検出回路が設置されたＨ−ブリッジ段の従
来例を示す回路ダイアグラム、第２図及び第３図は、第
１図の回路の２種類の典型的な信号タイミングチャー
ト、第４図は、本発明の一態様である負荷を通る電流の
大きさと方向を検出するための電流検出回路を利用した
Ｈ−ブリッジ段の回路ダイアグラム、第５図は、第４図
の回路の代表的な信号タイミングチャート、第６図は、
MOSトランジスタによるアナログスイッチを利用した第
４図の回路の具体的態様の回路ダイアグラムである。
第１図に示す従来例の誘導負荷Ｌを駆動するためのＨ
−ブリッジ段は、それぞれ駆動信号IN1及び反転駆動信
号▲▼により駆動される４個２対のスイッチSW1
−SW4,SW2−SW3により形成される。反転駆動信号▲
▼は、インバータＩによる駆動信号IN1の否定で得ら
れる。なお第１図中には、よく知られた再循環ダイオー
ドD1−D4,D2−D3も示されている。
−ブリッジ段は、それぞれ駆動信号IN1及び反転駆動信
号▲▼により駆動される４個２対のスイッチSW1
−SW4,SW2−SW3により形成される。反転駆動信号▲
▼は、インバータＩによる駆動信号IN1の否定で得ら
れる。なお第１図中には、よく知られた再循環ダイオー
ドD1−D4,D2−D3も示されている。
ブリッジコンフィギュレーションに配置された２対の
スイッチSW1−SW4,SW2−SW3は、駆動信号IN1及び反転駆
動信号▲▼の持続時間（パルス幅）により決定さ
れる「デューティサイクル」を関数として、サプライノ
ードVsと仮想グランドノード（V1,V2）との間で負荷Ｌ
をパルス幅変調技術に従ってスイッチング駆動する。
スイッチSW1−SW4,SW2−SW3は、駆動信号IN1及び反転駆
動信号▲▼の持続時間（パルス幅）により決定さ
れる「デューティサイクル」を関数として、サプライノ
ードVsと仮想グランドノード（V1,V2）との間で負荷Ｌ
をパルス幅変調技術に従ってスイッチング駆動する。
負荷Ｌの駆動制御は、負荷Ｌを通って流れる電流の大
きさ（モデュラス）と方向（センス）を検出して行う。
第１図の回路中に具体化されている広く使用された技術
によると、その電流検出回路は、Ｈ−ブリッジ段の２個
の仮想グランドノードV1,V2と該回路の真のグランドノ
ードとの間にそれぞれ接続された２個の別個の検出抵抗
R1,R2を使用している。これら２個の検出抵抗R1,R2の各
両端における電圧信号（V1,V2）は差動増幅器Asの入力
となる。
きさ（モデュラス）と方向（センス）を検出して行う。
第１図の回路中に具体化されている広く使用された技術
によると、その電流検出回路は、Ｈ−ブリッジ段の２個
の仮想グランドノードV1,V2と該回路の真のグランドノ
ードとの間にそれぞれ接続された２個の別個の検出抵抗
R1,R2を使用している。これら２個の検出抵抗R1,R2の各
両端における電圧信号（V1,V2）は差動増幅器Asの入力
となる。
この回路の代表的な信号波形が第２図及び第３図に示
されている。50％から外したデューティサイクルの駆動
信号IN1,▲▼で動作させる。したがって負荷Ｌ
（誘導負荷）を通る電流を動作条件により異なる平均値
に調整する場合、駆動信号IN1、２個の仮想グランドノ
ードの電圧V1,V2、差動増幅器Asの出力信号は、第２図
の信号波形のようになる。この場合は、差動増幅器Asの
出力信号は正の極性を有し、この信号Voutの大きさが負
荷Ｌを流れる電流の大きさに比例する。
されている。50％から外したデューティサイクルの駆動
信号IN1,▲▼で動作させる。したがって負荷Ｌ
（誘導負荷）を通る電流を動作条件により異なる平均値
に調整する場合、駆動信号IN1、２個の仮想グランドノ
ードの電圧V1,V2、差動増幅器Asの出力信号は、第２図
の信号波形のようになる。この場合は、差動増幅器Asの
出力信号は正の極性を有し、この信号Voutの大きさが負
荷Ｌを流れる電流の大きさに比例する。
逆に、第２図におけるデューティーサイクルとは逆位
相にした駆動信号IN1＊を加えた場合は、第３図に示し
たような波形となる。差動増幅器Asの出力信号は基本的
には同じ大きさであるが、逆（負）の極性を有してい
る。
相にした駆動信号IN1＊を加えた場合は、第３図に示し
たような波形となる。差動増幅器Asの出力信号は基本的
には同じ大きさであるが、逆（負）の極性を有してい
る。
容易に理解できるように、このような従来技術の電流
検出回路では、２個の検出抵抗を１個にしてしまうと負
荷Ｌを流れる電流の方向を検出することができなくな
る。これを、第４図に概略的に示した本発明の一態様を
示す電流検出回路により解決することができる。なお、
図中の共通要素には同じ符号を使用している。
検出回路では、２個の検出抵抗を１個にしてしまうと負
荷Ｌを流れる電流の方向を検出することができなくな
る。これを、第４図に概略的に示した本発明の一態様を
示す電流検出回路により解決することができる。なお、
図中の共通要素には同じ符号を使用している。
図示のように該回路は、単一で共通の仮想グランドノ
ードV1と真のグランドノードとの間に設けた単一の検出
抵抗Ｒを使用する。そして、ブリッジ段の負荷Ｌに導か
れた電流の完全情報（大きさ、方向）は、２個のスイッ
チSWA,SWBにより形成される２入力のアナログマルチプ
レクサMPXにより得られることになる。
ードV1と真のグランドノードとの間に設けた単一の検出
抵抗Ｒを使用する。そして、ブリッジ段の負荷Ｌに導か
れた電流の完全情報（大きさ、方向）は、２個のスイッ
チSWA,SWBにより形成される２入力のアナログマルチプ
レクサMPXにより得られることになる。
スイッチSWAは駆動信号IN1により、スイッチSWBは反
転駆動信号▲▼に駆動するようにうにしてある。
そしてスイッチSWAの入力は共通の仮想グランドノード
の電圧信号（第１の相の間のV1）、スイッチSWBの入力
は反転アナログバッファBINにより得られるV1の反転信
号（第２の相の間のV2）とされる。マルチプレクサMPX
の出力信号MPX OUTはコンパレータＣの非反転入力
（＋）に加えられ、該コンパレータＣの反転入力（−）
には、基準電圧Vrefが加えられる。
転駆動信号▲▼に駆動するようにうにしてある。
そしてスイッチSWAの入力は共通の仮想グランドノード
の電圧信号（第１の相の間のV1）、スイッチSWBの入力
は反転アナログバッファBINにより得られるV1の反転信
号（第２の相の間のV2）とされる。マルチプレクサMPX
の出力信号MPX OUTはコンパレータＣの非反転入力
（＋）に加えられ、該コンパレータＣの反転入力（−）
には、基準電圧Vrefが加えられる。
所定の基準電圧Vrefが設定されると、コンパレータＣ
の出力信号は、Ｈ−ブリッジ段の負荷Ｌを流れる電流の
大きさと方向に関する所望の情報を含むことになる。す
なわち、コンパレータＣの出力信号の振幅は電流の量に
比例し、一方その極性（基準電圧Vrefに対応して）は電
流の方向を表示する。後述するように、このことは第４
図の回路について信号波形を示した第５図中に図示され
ている。
の出力信号は、Ｈ−ブリッジ段の負荷Ｌを流れる電流の
大きさと方向に関する所望の情報を含むことになる。す
なわち、コンパレータＣの出力信号の振幅は電流の量に
比例し、一方その極性（基準電圧Vrefに対応して）は電
流の方向を表示する。後述するように、このことは第４
図の回路について信号波形を示した第５図中に図示され
ている。
PWMコントロール及び調整ループは、コンパレータＣ
の出力信号を、セット入力端子Ｓにクロック信号Clock
を加えたフリップフロップのリセット入力端子Ｒに供給
することにより、第４図中に示すような従来同様の方法
で完成させることができる。これは、駆動信号IN1と同
期した追跡電流の方向信号を反転させたり反転させなか
ったりする。
の出力信号を、セット入力端子Ｓにクロック信号Clock
を加えたフリップフロップのリセット入力端子Ｒに供給
することにより、第４図中に示すような従来同様の方法
で完成させることができる。これは、駆動信号IN1と同
期した追跡電流の方向信号を反転させたり反転させなか
ったりする。
クロック信号Clock、駆動信号IN1、共通仮想グランド
ノードのポテンシャルの２個の「相」つまりマルチプレ
クサMPXの一方の入力に直接供給されるV1とマルチプレ
クサMPXの他の入力に供給されるインバータBINにより反
転されたV2、及び、マルチプレクサMPXの出力信号MPX O
UTが、第５図の信号波形に示されている。
ノードのポテンシャルの２個の「相」つまりマルチプレ
クサMPXの一方の入力に直接供給されるV1とマルチプレ
クサMPXの他の入力に供給されるインバータBINにより反
転されたV2、及び、マルチプレクサMPXの出力信号MPX O
UTが、第５図の信号波形に示されている。
出力信号MPX OUTの振幅は、ブリッジ段の負荷Ｌを流
れる電流の量に比例し、一方、コンパレータＣの出力信
号の極性は、該コンパレータＣの他の入力（−）に加え
られる基準電圧Vrefの極性により決定される。つまり、
負荷Ｌを流れる電流の方向反転は、インバータBINによ
り反転されて現れるV2に合わせてVrefの極性を反転さ
せ、フリップフロップのセット−リセットの関係（ある
いは出力Ｑとの関係）を逆にすることにより容易に行
うことができる。
れる電流の量に比例し、一方、コンパレータＣの出力信
号の極性は、該コンパレータＣの他の入力（−）に加え
られる基準電圧Vrefの極性により決定される。つまり、
負荷Ｌを流れる電流の方向反転は、インバータBINによ
り反転されて現れるV2に合わせてVrefの極性を反転さ
せ、フリップフロップのセット−リセットの関係（ある
いは出力Ｑとの関係）を逆にすることにより容易に行
うことができる。
本発明の回路は、パワーバイポーラトランジスタまた
はMOSトランジスタのいずれかによりＨ−ブリッジ段の
集積を行うような場合に特に好都合である。このときの
マルチプレクサは２個の集積アナログスイッチにより形
成可能である。このような集積回路の一例を第６図に示
しており、ブリッジ段のパワースイッチSW1−SW4,SW3−
SW2が同数のパワーMOSトランジスタから形成され、マル
チプレクサMPXは、それぞれ一方がＮ−チャネルで他方
がＰ−チャネルのCMOSトランジスタ対により形成された
２個のアナログスイッチにより形成されている。
はMOSトランジスタのいずれかによりＨ−ブリッジ段の
集積を行うような場合に特に好都合である。このときの
マルチプレクサは２個の集積アナログスイッチにより形
成可能である。このような集積回路の一例を第６図に示
しており、ブリッジ段のパワースイッチSW1−SW4,SW3−
SW2が同数のパワーMOSトランジスタから形成され、マル
チプレクサMPXは、それぞれ一方がＮ−チャネルで他方
がＰ−チャネルのCMOSトランジスタ対により形成された
２個のアナログスイッチにより形成されている。
第１図は、電流検出回路を設けた従来のＨ−ブリッジ段
の回路図、第２図及び第３図は、第１図の回路の信号タ
イミングチャート、第４図は、本発明による電流検出回
路を備えたＨ−ブリッジ段の回路図、第５図は、第４図
の回路の信号タイミングチャート、第６図は、MOSトラ
ンジスタを利用した第４図の回路の具体例を示す回路図
である。
の回路図、第２図及び第３図は、第１図の回路の信号タ
イミングチャート、第４図は、本発明による電流検出回
路を備えたＨ−ブリッジ段の回路図、第５図は、第４図
の回路の信号タイミングチャート、第６図は、MOSトラ
ンジスタを利用した第４図の回路の具体例を示す回路図
である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (5)
- 【請求項１】サプライノードと仮想グランドノードとの
間に設けた２対のスイッチを矩形波の駆動信号及びこれ
を反転した反転駆動信号で駆動し、これらスイッチ対間
に設けた負荷へ流れる電流の方向を切り換えるＨ−ブリ
ッジ段における電流の大きさと方向を検出するための電
流検出回路であって、 前記仮想グランドノードと真のグランドノードとの間に
設けた単一の検出抵抗と、前記仮想グランドノードに接
続されて前記駆動信号により駆動される第１のスイッ
チ、及び前記仮想グランドノードに接続された反転アナ
ログバッファの出力につながれて前記反転駆動信号によ
り駆動される第２のスイッチを有してなるアナログマル
チプレクサと、２個の入力端子と１個の出力端子を有
し、前記アナログマルチプレクサの出力をその一方の入
力端子に受けるとともに他方の入力端子に基準電圧を受
けて前記出力端子から比較出力を発生するコンパレータ
と、を備えて構成される電流検出回路。 - 【請求項２】アナログマルチプレクサを構成するスイッ
チがMOSトランジスタにより形成してある請求項１に記
載の電流検出回路。 - 【請求項３】サプライノードと仮想グランドノードとの
間に設けられて矩形波の駆動信号及びこれを反転した反
転駆動信号で駆動される２対のスイッチと、これらスイ
ッチ対間に設けられて駆動される負荷と、この負荷を通
って流れる電流の大きさと方向を検出するための電流検
出回路と、を有するＨ−ブリッジ段において、 前記電流検出回路は、仮想グランドノードと真のグラン
ドノードとの間に設けた単一の検出抵抗と、前記仮想グ
ランドノードに接続されて前記駆動信号により駆動され
る第１のスイッチ、及び前記仮想グランドノードに接続
された反転アナログバッファの出力につながれて前記反
転駆動信号により駆動される第２のスイッチを有してな
るアナログマルチプレクサと、２個の入力端子と１個の
出力端子を有し、前記アナログマルチプレクサの出力を
その一方の入力端子に受けるとともに他方の入力端子に
基準電圧を受けて前記出力端子から比較出力を発生する
コンパレータと、を備えてなることを特徴とするＨ−ブ
リッジ段。 - 【請求項４】アナログマルチプレクサを構成するスイッ
チがMOSトランジスタにより形成してある請求項３に記
載のＨ−ブリッジ段。 - 【請求項５】コンパレータの出力を一入力端子に受ける
とともに他の入力端子にクロック信号を受けて動作する
フリップフロップの出力端子及び反転出力端子から駆動
信号及び反転駆動信号が発生され、前記コンパレータの
基準電圧の極性によりＨ−ブリッジ段の負荷を流れる電
流の方向が決定される請求項３に記載のＨ−ブリッジ
段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT83667A/87 | 1987-11-02 | ||
| IT83667/87A IT1220186B (it) | 1987-11-02 | 1987-11-02 | Mutliplex analogico per la rivelazione dell'ampiezza e della direzione della corrente in stadi a ponte utilizzando un'unica resistenza di revelazione |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01160371A JPH01160371A (ja) | 1989-06-23 |
| JP2914667B2 true JP2914667B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=11323738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63278516A Expired - Fee Related JP2914667B2 (ja) | 1987-11-02 | 1988-11-02 | Ｈ−ブリッジ段を通る電流の大きさと方向を検出する電流検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0315597B1 (ja) |
| JP (1) | JP2914667B2 (ja) |
| DE (1) | DE3881641T2 (ja) |
| IT (1) | IT1220186B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06239249A (ja) * | 1993-02-18 | 1994-08-30 | Koyo Seiko Co Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| DE4338714C2 (de) * | 1993-11-12 | 2000-06-21 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur Strommessung über einen Schalttransistor |
| US5900714A (en) * | 1996-11-08 | 1999-05-04 | International Rectifier Corporation | Circuit for sensing motor load current |
| DE19648562C2 (de) * | 1996-11-23 | 2001-02-15 | Semikron Elektronik Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Stromüberwachung für Halbleiterschaltungen |
| JP2003524765A (ja) * | 1998-11-30 | 2003-08-19 | エムティエス・システムズ・コーポレーション | パルス幅変調された増幅器における電流を測定するための改善された動的応答を持つ回路 |
| US6262544B1 (en) * | 2000-02-28 | 2001-07-17 | Delphi Technologies, Inc. | Four quadrant motor operation using DC bus current sensing |
| US6469491B1 (en) * | 2000-11-15 | 2002-10-22 | Peco Ii, Inc. | Apparatus and method for measuring DC load current of a switching power supply |
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