JPH02116280A - スローモーションサーボ方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、通常再生時の１７ｎ（但し、ｎはスローモー
ション比）の速度でテープを走行させてスローモーショ
ン再生（以下スロー再生と呼ぶ）を行なう磁気記録再生
装置のスローモーションサーボ方式に関するものである
。

従来の技術 スロー再生時にテープ速度を通常再生時の１／ｎに逓降
すると、コントロールトラックに記録されたコントロー
ル信号は１／ｎの周波数になって再生される。この１／
ｎ周波数の再生コントロール信号（以下１／ｎＣＴ　Ｌ
信号と呼ぶ）を位相制御に用いると、磁気記録再生装置
のキャプスタンサーボ（またはドラムサーボ）の安定性
が極めて悪いものとなる。これはサンプリング周期が長
くなり、十分な位相情報が得られなく成るためである。

この対策として従来は、 （１）通常のコントロール信号（３０Ｈ２１以下ＮＣＴ
Ｌ信号と呼ぶ）とは別にｎ倍のスローモーションコント
ロール信号（３０ｎ　ＨＺｌ　　以下５ＣＴＬ信号と呼
ぶ）を専用のコントロールトラックに記録して、スロー
再生時にＮＣＴＬ信号と同一周波数の５ＣＴＬ信号を得
て用いる方法（実公昭４８−４２４９５号公報）、 （２）Ｎ　ＣＴ　Ｌ信号と５ＣＴＬ信号の極性を変えて
混合して同一トラックに記録し、スロー再生時は５ＣＴ
Ｌ信号（または両信号）を用いる方法（特公昭４９−４
９Ｅ３９号公報）、 （３）デニーティ５０％のＮＣＴＬ信号を記録して、ス
ロー再生時は両極性の信号を用い２倍の周波数の２／ｎ
ＣＴＬ信号を得て用いる方法（特公昭５７−３９５８９
号公報）、 （４）ＳＣＴＬ信号は記録せずに、１／ｎＣＴＬ信号で
バッファ０８Ｃ（発振器）をトリガしてｎ倍の疑似ＣＴ
Ｌ信号を作成して用いる方法等が考えられている。

第７図は従来のスローモーションサーボ方式を示すブロ
ック図である。

第７図において、１はキャプスタンモータ、２はキャプ
スタンモータ１の回転数を検出する周波数発電機（以下
ＦＧと呼ぶ）、３は基準信号Ｓ２が入力される入力端子
、４はＮＣＴＬ信号Ｓ３が入力される入力端子、５は５
ＣＴＬ信号Ｓ４が入力される入力端子、６はモード信号
Ｓ５が入力される入力端子、７はＮＣＴＬ信号Ｓ３と５
ＣＴＬ信号Ｓ４とを通常再生時とスロー再生時とでモー
ド信号Ｓ５により選択的に切り換える選択手段、８は選
択手段７で選択された信号Ｓ６を比較信号として入力し
基準信号Ｓ２との位相比較により位相誤差信号Ｓ７を検
出する位相比較手段、９はＦＧ信号Ｓｔを周波数弁別し
て速度誤差信号Ｓ８を検出する速度比較手段、モード信
号Ｓ５は速度比較手段９にも入力されて、スロー再生時
はキャプスタンモータ１の回転数が通常再生時の１／ｎ
（即ち、テープ速度が１／ｎ）となるように切り換えて
いる。１０は位相誤差信号Ｓ７と速度誤差信号Ｓ８とを
混合して混合出力Ｓ９を得る混合手段である。

以上の構成により、ＦＧ信号Ｓｌを周波数弁別した出力
Ｓ８によりキャプスタンモータ１を速度制御し、基準信
号Ｓ２とＮＣＴＬ信号Ｓ３または５ＣＴＬ信号Ｓ４とを
位相比較した出力Ｓ７により位相制御している。即ち、
混合出力Ｓ８によりキャプスタンモータ１の速度及び位
相を制御して通常再生時とスロー再生時のキャプスタン
サーボを実現している。

ここで、上記（１）、（２）、（３）、（４）との対応
を説明すれば、（１）の場合は別々のトラックから再生
されるＮＣＴＬ信号、５ＣＴＬ信号を入力端子４．５に
入力し、（２）の場合は混合されて再生されるＣＴＬ信
号からＮＣＴＬ信号と５ＣＴＬ信号を分離して入力端子
４．５に入力し、（３）の場合はＮＣＴＬ信号と２／ｎ
ＣＴＬ信号を入力端子４．５に入力し、また（４）の場
合はＮＣＴＬ信号とｎ倍のＣＴＬ信号を入力端子４．５
に入力すればよい。

発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、（１）は独立した
トラックが必要である。（１）、（２）はスロー比ｎが
固定されるため、可変速スロー再生への対応が困難であ
る。（３）はスロー再生時のＣＴＬ信号の周波数を高々
２倍にしかできない。（４）は疑似ＣＴＬ信号であるた
め個々の信号はテープの速度及び位相の情報を持ってい
ない、即ち、ｌ／ｎＣＴＬ信号がバッファＯ８Ｃにより
ｎ分割され、遅延されただけの信号である。これは、単
にサンプリング回数を増やしただけであり、意味を成さ
ない。

さらに、（１）〜（４）は何れもコントロール信号を用
いるサーボの領域から脱していない。等々の問題点があ
った。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、スロー再
生時にキャプスタンＦＧ信号を分周し、テープ速度及び
位相の情報を持った信号を作成して用いる構成とするこ
とにより、高精度なスローモーションサーボ方式を提供
するものである。これを実現する上で、ＦＧ倍信号分周
に用いる分周手段を非整数分周が可能なものとし、ＦＧ
倍信号ら所望とする周波数の分周出力を得ることができ
るようにした。これにより、キャプスタン（図示せず）
の軸径り及びＦＧの歯数２にも設計上の制約がないよう
にしたものである。

課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明のスローモーションサ
ーボ方式は、スローモーション再生時、１／ｎの周波数
に逓降されて再生される１／ｎコントロール信号にロッ
クし、かつ前記１／ｎコントロール信号のｎ倍の周波数
の信号をキャプスタンＦＧ信号を分周して作成する分周
手段を備え、前記分周手段の分周出力をキャプスタンサ
ーボ（またはドラムサーボ）の位相制御に用いる構成と
したことを特徴とするものであり、 本発明はまた、モード信号により動作態様が切換えられ
、通常再生時は再生コントロール信号にロックし、かつ
前記コントロール信号と同一周波数の信号を、スローモ
ーション再生時は１／ｎの周波数に逓降されて再生され
る１／ｎコントロール信号にロックし、かつ前記１／ｎ
コントロール信号のｎ倍の周波数の信号をキャプスタン
ＦＧ信号を分周して作成する分周手段を備え、前記分周
手段の分周出力をキャプスタンサーボ（またはドラムサ
ーボ）の位相制御に用いる構成としたことを特徴とする
ものである。

作用 本発明は上記した構成により、スローモーション再生時
に再生コントロール信号の周波数カ月／ｎに逓降されて
再生される場合でも、通常再生時のＣＴＬ信号と同一周
波数の信号をキャプスタンＦＧ信号から作成して用いる
構成であるから、精度の高いスローモーションサーボ方
式を実現することができる。

実施例 以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明
する。

第１図は本発明の第１実施例に於けるスローモーション
サーボ方式のブロック図を示すものであり、第１図にお
いて、１〜４．６〜９及び５ｔ−Ｓ３．３５〜Ｓ８は第
７図の構成要素及び信号と同一のものであり、異なる構
成要素及び信号は１１及びＳＩＯである。

１１はＮＣＴＬ信号Ｓ３（但し、スロー再生時は１／ｎ
ＣＴＬ信号）によりリセットされると共にＦＧ倍信号ｌ
を分周して、Ｉ／ｎＣＴＬ信号Ｓ３のｎ倍の周波数の信
号ＳＩＯを作成する分周手段である。選択手段７におい
て、通常再生時はＮＣＴＬ信号Ｓ３を、スロー再生時は
分周手段１１の分周出力ＳＩＯをモード信号Ｓ５により
選択的に切換えて出力し、位相比較手段８に入力して用
いるものである。

一般に、キャプスタンはキャプスタンモータ１に直結さ
れてテープを駆動するから、キャプスタンゼータ１の回
転速度はテープ速度に対応している。ここに、スロー再
生時に用いる分周手段１１の分周出力ＳＩＯはＦＧ倍信
Ｓｌを分周して得たものであり、分周出力ＳＩＯはテー
プ速度を現わす信号である。

また、分周手段１１は１／ｎＣＴ　Ｌ信号Ｓ３によりリ
セットする構成としているから、分周出力ＳｌＯは１／
ｎＣＴＬ信号Ｓ３にロックした信号、即ち、テープ位相
を現わす信号とすることができる。しかるに上記分周手
段１１を用いれば、ＦＧ倍信Ｓｌからテープ速度及び位
相の情報を持った信号ＳＩＯを得ることができる。

以上のように構成された本発明第１実施例のスローモー
ションサーボ方式であれば、通常再生時、スロー再生時
に、位相比較に用いる選択手段７の出力Ｓ６の周波数を
共に３０Ｈ２とすることができるから、スロー再生時に
おけるキャプスタンサーボの性能を著しく高めることが
できる。

第２図は本発明の第２実施例に於けるスローモーション
サーボ方式のブロック図を示すものであり、第１実施例
との差異は、選択手段７を省き、モード信号Ｓ５を分周
手段ｌｌの入力としている点である。これにより、スロ
ー再生時のみならず通常再生においても分周出力ＳＩＯ
を用いた位相制御が実現できる。当然のことながら、通
常再生時はスロー再生時に比べてＦＧ信号Ｓ１の周波数
がｎ倍になるから、分周比もｎ倍にして３０Ｈ２の信号
が得られるようにする必要がある。この分周比設定の切
換えはモード信号Ｓ５により行なっている。

以上のように構成された本発明第２実施例のスローモー
ションサーボ方式であれば、通常再生時、スロー再生時
共に分周手段１１の分周出力ＳＩＯを位相比較に用いる
ことができ、ＣＴＬ信号を用いないサーボを構成できる
。

以上説明した本発明の実施例は、分周手段１１に特徴を
有するものであり、以下、係る分周手段１１の実施例に
ついて説明する。

第３図は本発明における分周手段の実施例を示すブロッ
ク図である。

１２はＣＴＬ信号Ｓ３によりリセットされＦＧ信号Ｓ１
を可変分周する可変分周手段、１３は可変分周手段１２
の可変分周出力ＳｌｌとＣＴＬ信号Ｓ３とのタイミング
差を検出する差分検出手段、１４は可変分周手段１２１
７１′可変分周出力Ｓｌｌに同期して演算する演算手段
、１５は演算手段Ｉ４の演算出力Ｓ１３に応じて可変分
周手段１２の可変分周出力Ｓｌｌのタイミングを補正す
る補正手段、１Ｂは演算手段１４の演算出力Ｓ１３に応
じて切換信号Ｓ１４を作成し可変分周手段１２の分周比
を切換える切換手段であり、補正手段１５より分周出力
ＳＩＯを得ている。また、差分検出手段１３の差分出力
Ｓ１２は可変分周出力５ｌｌ（またはＣＴＬ信号Ｓ３）
により演算手段１４にプリセット（ロード）シ、ＣＴＬ
信号Ｓ３と可変分周出力Ｓｌｌとのタイミング差を補正
している。これにより、ＣＴＬ信号Ｓ３により可変分周
手段Ｉ２をリセットすることと、差分出力Ｓ１２を演算
手段１４にプリセットすることでＣＴＬ信号Ｓ３にロッ
クした分周出力ＳＩＯを得ることができる。

そして、この分周出力ＳＩＯを用いることにより、スロ
ー再生時のサーボをＣＴＬ信号Ｓ３を用いずに行なうこ
とができる。言うまでもなく、第２実施例では通常再生
時のサーボにも用いることが出来る。

第４図はスロー再生時における第３図の分周手段１１の
動作例を示す波形図である。ここで、可変分周手段１２
は分周用のカウンタにアップカウンタを用いた例を示し
、分周出力ＳＩＯは周期がＦＧ倍信Ｓｌの３．３倍であ
る例を示す。また、補正手段１５は補正の細かさ（分解
能）をＦＧ信号Ｓ１の周期のｌ／ｌＯとした例を示す。

従って、補正手段１５ではＦＧ倍信Ｓｌの１０倍の周波
数のクロックを用いてタイミング補正すればよく、これ
はディジタル遅延回路を用いて容易に実現できる。なお
、分周出力ＳＩＯとＦＧ倍信Ｓｌの周期比３．３　は、
クロックのパルス数に換算すれば３３である。また、演
算手段１４には９〜０までの計数が繰り返しできるダウ
ンカウンタを用い、可変分周出力Ｓｌｌに同期して７だ
け減算する演算例を示した。この減算値は４０から３３
を引いた値であり、ＦＧ倍信Ｓｌの整数倍の周期に対す
る差分である。ここでもし、０〜９まで繰り返し計数す
るアップカウンタを用いるのであれば、３３から３０を
引いた差分値３を加算する演算を行なえばよい。演算手
段１４の演算速度は補正手段１５が補正値を必要とする
直前までに終了していればよい。また、図示の時刻ｔＯ
〜ｔ１２はＦＧ倍信Ｓｌの　３．３倍の周期（これは分
周出力ＳＩＯの周期である）を刻んだものである。なお
、園側はスロー比ｎ＝２とした時の動作例である。

第４図において、波形ＡはＦＧ倍信Ｓｌを、波形Ｂは可
変分周手段１２分周動作を、波形ＣＮ、ＣＩは可変分周
手段１２の計数値Ｎ、１をデコードした出力（可変分周
出力５ＩＩＮ、５ｉｌｌ）を、波形りはＣＴＬ信号Ｓ３
を、波形Ｅは可変分周手段１２においてＣＴＬ信号Ｓ３
とＦＧ倍信Ｓｌとにより作成したリセットパルス（ＣＴ
Ｌ信号Ｓ３の立上がりがＦＧ倍信Ｓｌの「Ｈ」期間にあ
る場合はＣＴＬ信号Ｓ３の直後のＦＧ倍信Ｓｌの立下が
りにより、「Ｌ」期間にある場合はＣＴＬ信号Ｓ３の立
上がりにより作成したパルス）を、波形Ｆは差分検出手
段１３の差分出力５１２（可変分周出力５ＩＩＮの立上
がりからＣＴＬ信号Ｓ３の立上がりまでを計測した出力
）を、波形Ｇは演算手段Ｉ４の演算動作（可変分周出力
５ｉｌｌの立上がりに同期して７を減算する動作）を、
波形Ｈは切換手段１６において演算出力Ｓ１３を所定値
（ここでは７）と大小比較した出力（所定値以上なら「
Ｈ」、未満なら「Ｌ」）を、波形■はこの比較出力を可
変分周出力５ＩＩＮの立下がりでラッチした出力すなわ
ち切換信号Ｓ１４を、波形Ｊは補正手段１５において可
変分周出力５ＩＩＮの立上がりを演算手段１４の演算出
力Ｓ１３により補正した出力（パルスの幅が補正量を現
わす）を、波形にはこの補正出力の立下がりにより作成
したパルスすなわち分周出力ＳＩＯを示す。差分出力Ｓ
１２はＣＴＬ信号Ｓ３の立上がり（またはＣＴＬ信号Ｓ
３の直後の可変分周出力５ｌｌｌの立上がり）により演
算手段１４にプリセットする。これにより、分周出力Ｓ
ＩＯをＣＴＬ信号Ｓ３のタイミングに合わせることがで
きる。なお、このタイミング合わせはスロー比がｎ＝２
であるから、分周出力ＳＩＯの２周期毎（一般にはｎ周
期毎）に行なう。

今、分周出力ＳＩＯの周期はＦＧ倍信Ｓｌの周期の＝１
６− ３．３倍であるから、その前後の整数分周の値４．３に
比べて−０，７、＋０．３の差分がある。これはクロッ
クパルス数に換算すると−７、＋３である。従って、単
純に整数分周したのでは所望とする周波数より低い、高
い分周出力が得られ、タイミングが位相遅れ、進みの方
向へどんどんずれていき、結局、所望とする周波数の分
周出力を得ることはできない。

そこで、本発明は可変分周手段１２において切換信号５
１４（波形Ｆ）により３と４（ロウのとき３分周、ハイ
のとき４分周）の分周比切り換えをおこない、ｔＯ〜ｔ
１２の各時刻より早めに可変分周出力５ＩＩＮ（波形Ｃ
Ｎ）を得て、これを補正手段１５で演算出力５１３（波
形Ｄ）により補正することにより、ｔＯ〜ｔ１２と同タ
イミングの出力信号５ＩＯ（波形Ｈ）を得るようにした
ものである。

今、説明の都合上ｔｏの時刻がＦＧ倍信Ｓｌ（波形Ａ）
の立上がりに一致しているとして説明する。実際にはど
の時刻からスタートしても構わず、それは演算出力Ｓ１
３によって決定される。時刻ｔｏの演算出力Ｓ１３はＯ
である。演算手段Ｉ４は減算する場合（波形Ｇ）を示し
た。補正手段１５は補正の細かさを１／Ｉｎとしたから
、１０通りの補正ができればよい。

従って、演算手段１４は９〜０までの１０通りの値が出
力できればよく、これが波形Ｇに示す減算に対応してい
る。波形図から判るように、ｔＯ〜ｔｌ、ｔｌ〜ｔ２．
ｔ２〜ｔ３．ｔ４〜ｔ５．ｔ５〜ｔ［ｉ、ｔ７〜ｔ８．
ｔ８〜ｔ９．ｔｌＯ〜ｔ１１、ｔｌｌ〜ｔ１２の間では
３分周とし、ｔ３〜ｔ４．ｔＢ〜ｔ７．ｔ９〜ｔｌｏの
間では４分周とすれば、各時刻ｔＯ〜ｔ１２より早めに
可変分周出力５ＩＩＮ（波形ＣＮ）を得ることができる
。このとき、可変分周出力５ＩＩＮの立上がりと各時刻
との差は、ｔＯ〜ｔ１２でそれぞれ０．　３．　　Ｅｌ
、　　９．　２．　５．　８．　１．　４．　７゜０、
　３．　８である。従って、この値を補正値として用い
れば、所望とするタイミングの分周出力Ｓ１０を得るこ
とができる。波形Ｊはその補正量を示すが、各補正量は
一つ前の値から７だけ減算した値になっている。これは
、前記した差分−７に相当する。そして、この演算をし
た値が波形Ｇに示す演算出力Ｓ１３である。ここで、演
算手段１４による演算は、各時刻より後で、かつ次の補
正が始まる前までの間に行なえばよい。回倒では波形図
ＣＩに示す可変分周出力５ｉｌｌを用い、この信号の立
上がりに同期して演算している。

一方、可変分周手段１２における分周比の切換えは、一
つ前の演算出力Ｓ１３が７以上のとき４分周、７未満の
とき３分周とすればよい。これは、切換手段１６におい
て演算出力Ｓ１３を所定値（ここでは７）と大小比較し
て出力を得、この大小比較出力を可変分周出力ＳＩ　Ｉ
Ｎの立ち下がりでラッチして切換信号Ｓ１４を作成し、
この切換信号Ｓ１４で切り換えればよい。回倒では波形
Ｉに示す切換信号Ｓ１４がロウのとき分周比Ｎ＝３、ハ
イのときＮ＝４としている。

ここで、大小比較に用いた所定値は前記した差分−７に
対応している。これは、一つ前の補正値が７未滴の場合
は次の補正値が３以上であること、即ち、次の分周比が
小さくなることを現わしている。

以上の如くして、可変分周手段１２の可変分周出力Ｓｌ
ｌに同期して演算手段１４で演算し、その演算出力Ｓ１
３に応じて可変分周手段１２における分周比の切り換え
と、補正手段１５におけるタイミング補正とを行ない、
補正手段１５より所望とする周波数（３０Ｈｚ）の分周
出力ＳＩＯを得ることができる。然るに、１／ｎの周波
数になったＣＴＬ信号Ｓ３でなく、分周出力ＳＩＯを用
いることにより通常再生時と同じ周波数でスロー再生時
のサーボ（位相制御）を実現できる。

なお、上記の説明では可変分周手段１２の可変分周出力
５ＩＩＮの立上がりをタイミング補正し、可変分周出力
５ｉｌｌの立上がりに同期して演算する場合について示
したが、これに限定されるものではない。また、演算手
段１４はハード的に構成する場合はダウンカウンタで減
算器を構成すればよく、ソフト的に構成する場合はマイ
クロコンピュータで減算のプログラムを実行させること
で可能である。

マイクロコンピュータを用いて具現する場合は演算手段
１４のみに限らず、位相比較手段８、速度比較手段９、
混合手段ｌＯ１差分検出手段１３、補正手段１５及び切
換手段１６も全てソフト処理が可能なことは言うまでも
なく、補正手段１５は位相比較手段８に含めて処理して
もよい。

第５図は通常再生時における第３図の分周手段１１の動
作例を示す波形図である。第４図のスロー再生時と異な
る点は、ＣＴＬ信号Ｓ３が３０Ｈ２で、ＦＧ倍信Ｓｌが
２倍（一般にはｎ倍）の周波数で得られる点である。す
なわち、波形りに示すように各時刻ｔＯ，ｔ１．ｔ２．
．．．毎にＣＴＬ信号Ｓ３が得られる。

ここに、各時刻は第４図と同じ時刻を刻んだものである
。なお、考え方は第４図場合と同様であるから時刻ｔ２
以降は省略して示した。さらに、ＦＧ倍信Ｓｌの分解能
をｌＯとし、補正手段１５の補正の細かさ（分解能）は
ＦＧ倍信Ｓｌの周期の１／１０とした例を示した。これ
は、補正手段１５に用いるクロックの周波数をスロー再
生時のクロックの２倍（一般にはｎ倍）にした例である
。

今、分周出力ＳＩＯとＦＧ倍信Ｓｌの周期比は６．６で
あるから、クロックのパルス数に換算すれば６６である
。従って、演算手段１４は可変分周出力Ｓｌｌに同期し
て４だけ減算する構成とすればよい。この減算値は７０
から６６を引いた値であり、ＦＧ信号Ｓ１の整数倍の周
期に対する差分である。言うまでもなく、アップカウン
タを用いるのであれば、６６から６０を引いた差分値６
を加算する演算を行なえばよい。時刻ｔＯ〜ｔ２はＦＧ
倍信Ｓｌの６．６倍の周期（これは分周出力ＳＩＯの周
期である）を刻んだものである。

以上のことから、可変分周手段１２は分周比を６と７で
切換えればよく、切換手段１６は４を所定値として演算
出力Ｓ１３との比較を行なえばよく、演算手段１４は分
解能が１０であるから９〜Ｏの間で演算すればよい。ま
た、差分検出手段１３も演算手段１４に合わせて０〜９
の間で検出動作を行なえばよい。

これにより、波形Ｋに示す３０Ｈ２の分周出力Ｓ１０を
得ることができる。然るに、この分周出力ＳＩＯを用い
ることにより通常再生時のサーボ（位相制御）を実現で
きる。

以上説明した本発明の分周手段は、非整数分周の動作例
を数値を交えて行なったものであるが、より一般的な説
明をすると、 （１）まず、分周出力ＳＩＯの周波数ｆＰＧに対するＦ
Ｇ信号Ｓｌの周波数ｆＦＧの倍率ｆ　ＦＧ／　ｆ　ＰＧ
を求める。

これが前記の３．３及び６．６倍である。

（２）ｆ　ＦＧ／　ｆ　ＰＧの小数位を切り上げたとき
の整数値Ｎ１と、切り捨てたときの整数値Ｎ２を求める
。

これが可変分周手段１２での分周比であり、前記の値に
対応させればＮ１＝４及び７．　　Ｎ２＝３及び６（Ｎ
１＝Ｎ２＋　１）である。

（３）Ｎｌ、Ｎ２からｆ　ＦＧ／　ｆ　ＰＧを引いた差
分に、ＦＧ倍信号ｌの周波数ｆＦＧに対する補正手段Ｉ
５で用いるクロック周波数ｆＣＫの倍率ｆ　ＣＫ／　ｆ
　ＦＧを掛けて、クロックパルス数に換算した差分Ｍ−
１Ｍ’を求める。　Ｍ−＝　　（ｆＦＧ／ｆＰＧ−Ｎｌ
）　　・　ｆｃＫ／ｆＦＧ、　　Ｍ”＝　（ｆ　ＦＧ／
　ｆ　ＰＧ−Ｎ２）　　・ｆ　ＣＫ／　ｆ　ＦＧであり
、前記の値に対応させれば、Ｍ−＝−７及び−４、Ｍ斗
＝＋３及び＋６であり、演算手段１４における減算値、
加算値である。

なお、上記の説明ではクロック周波数ｆＣＫを通常再生
時はスロー再生時のｎ倍とした例で説明したが、これに
限定されるものではない。

以上、本発明の詳細な説明を中心に行なったが、本発明
は係る非整数分周の出来る分周手段１１を用いることに
より、スロー再生時に於ても３０　Ｎ２の信号をＦＧ倍
信号ｌを分周して用いることが出来るので、スローサー
ボの性能を飛躍的に向上させることが出来る。また、キ
ャプスタンＦＧ信号Ｓｌが位相比較の基準信号Ｓ２の周
波数の整数倍で得られない場合でも、基準信号Ｓ２と同
一周波数の分周出力ＳＩＯを得ることが出来るので、キ
ャプスタンの軸径りおよびＦＧの歯数Ｚを任意に選定す
ることのでき、かつ、分周出力ＳＩＯをＣＴＬ信号Ｓ３
にロックした信号とすることが出来るため、ＣＴＬ信号
Ｓ３を用いないでトラッキングサーボが実現できる。

第６図（Ａ）、ＣＢ）は分周手段１１に付加する新たな
機能を示すブロック図である。

１７はＣＴＬ信号Ｓ３と分周出力Ｓ１０との周期差を検
出する周期差検出手段であり、検出した周期差信号Ｓ１
５により演算手段１４の演算値を補正する構成とし、分
周出力ＳＩＯの周波数をＣＴＬ信号Ｓ３の周波数と一致
させている。これにより、分周出力ＳＩＯの周波数がＣ
ＴＬ信号Ｓ３の周波数と狂っていても、等しくなるよう
に補正することができる。この手段はＣＴＬ信号Ｓ３が
欠落した場合や判定手段１８からのＣＴＬ信号５ｌｌｌ
ｉが中断した場合に、分周出力ＳＩＯの周波数がＣＴＬ
信号Ｓ３の周波数からズレないようにするのに有効であ
る。

１８はＣＴＬ信号Ｓ３の周期が正常か否かを判定し、正
常なときのみＣＴＬ信号を出力する判定手段であり、こ
の手段を通過したＣＴＬ信号ＳＩＢを用いることにより
ノイズ強化ができる。ＣＴＬ信号Ｓ１［ｉは可変分周手
段１２、差分検出手段１３、演算手段１４及び周期差検
出手段１７にＣＴＬ信号Ｓ３の代わりに入力して用いれ
ばよい。

発明の効果 以上のように本発明は、スローモーション再生時に３０
Ｈ２の信号（分周出力）を用いてスローモーションサー
ボが出来るようにしたため、スローモーションサーボの
性能を飛躍的に向上させることが出来る。さらに、ＦＧ
倍信号非整数分周（整数分周も可）出来る構成（ＦＧ周
波数フリー）としたことにより、キャプスタンの軸径り
およびＦＧの歯数２を任意に選定することが可能となり
、軸径りおよび歯数２の制約を全く受けないキャプスタ
ンサーボが実現できる。また、ＣＴＬ信号を用いないト
ラッキングサーボが実現でき、ＣＴＬ信号の欠落やノイ
ズに対して強化できる等、その実用的効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例に於けるスローモーション
サーボ方式のブロック図、第２図は本発明の第２実施例
に於けるスローモーションサーボ方式のブロック図、第
３図は本発明における分周手段の実施例を示すブロック
図、第４図はスロー再生時における第３図の分周手段の
動作例を示す波形図、第５図は通常再生時における第３
図の分周手段の動作例を示す波形図、第６図（Ａ）、（
Ｂ）は分周手段１１に付加する新たな機能を示すブロッ
ク図、第７図は従来のスローモーションサーボ方式を示
すブロック図である。 ７１４０選択手段、　　８０００位相比較手段、　　９
．。 、速度比較手段、　　１０．、、混合手段、　　１２．
、、可変分周手段、　　１３．、、差分検出手段、　　
１４．、、演算手段、１５．、、補正手段、　　１Ｂ、
、、切換手段、　　１７．、、周期差検出手段、　　１
８．、、判定手段。 代理人の氏名　弁理士　栗野　重孝　はか１名＝２７−

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）通常再生時の１／ｎの速度（但し、ｎはスローモ
   ーション比）でテープを走行させてスローモーション再
   生を行なう磁気記録再生装置のスローモーションサーボ
   方式であって、スローモーション再生時、１／ｎの周波
   数に逓降されて再生される１／ｎコントロール信号にロ
   ックし、かつ前記１／ｎコントロール信号のｎ倍の周波
   数の信号をキャプスタンＦＧ信号を分周して作成する分
   周手段を備え、前記分周手段の分周出力をキャプスタン
   サーボ（またはドラムサーボ）の位相制御に用いる構成
   としたことを特徴とするスローモーションサーボ方式。
2. （２）通常再生時の１／ｎの速度（ｎはスローモーショ
   ン比）でテープを走行させてスローモーション再生を行
   なう磁気記録再生装置のスローモーションサーボ方式で
   あって、モード信号により動作態様が切換えられ、通常
   再生時は再生コントロール信号にロックし、かつ前記コ
   ントロール信号と同一周波数の信号を、スローモーショ
   ン再生時は１／ｎの周波数に逓降されて再生される１／
   ｎコントロール信号にロックし、かつ前記１／ｎコント
   ロール信号のｎ倍の周波数の信号をキャプスタンＦＧ信
   号を分周して作成する分周手段を備え、前記分周手段の
   分周出力をキャプスタンサーボ（またはドラムサーボ）
   の位相制御に用いる構成としたことを特徴とするスロー
   モーションサーボ方式。
3. （３）分周手段は再生コントロール信号（但し、スロー
   モーション再生時は１／ｎコントロール信号）によりリ
   セットされると共にキャプスタンＦＧ信号を可変分周す
   る可変分周手段と、前記可変分周手段の出力と前記再生
   コントロール信号とのタイミングの差を検出する差分検
   出手段と、前記差分検出手段の出力が前記再生コントロ
   ール信号（または前記可変分周手段の出力）によりプリ
   セットされると共に前記可変分周手段の出力に同期して
   演算する演算手段と、前記演算手段の出力に応じて前記
   可変分周手段の出力のタイミングを補正する補正手段と
   、前記演算手段の出力に応じて前記可変分周手段の分周
   比を切換える切換手段とを具備したことを特徴とする請
   求項１及び２記載のスローモーションサーボ方式。
4. （４）再生コントロール信号（但し、スローモーション
   再生時は１／ｎコントロール信号）と補正手段の出力と
   の周期差を検出する周期差検出手段を備え、前期周期差
   検出手段の出力により演算手段の演算値を補正する構成
   としたことを特徴とする請求項３記載のスローモーショ
   ンサーボ方式。
5. （５）再生コントロール信号（但し、スローモーション
   再生時は１／ｎコントロール信号）の周期が正常か否か
   を判定する判定手段を備え、正常なときのみ再生コント
   ロール信号として用いることを特徴とする請求項３及び
   ４記載のスローモーションサーボ方式。