JPH0147116B2 - - Google Patents
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- JPH0147116B2 JPH0147116B2 JP13502882A JP13502882A JPH0147116B2 JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2 JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- transformer
- switching
- transistor
- Prior art date
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 42
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 29
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチングレギユレータの改良に関
するものである。
するものである。
従来この種のシングルエンドスイツチングレギ
ユレータとして、第1図に示すようなフオワード
コンバータが広く知られており、スイツチングト
ランジスタ3のスイツチング動作によつて直流入
力電圧から変換された矩形波パルス電圧を、トラ
ンス4によつて電圧変換した後コイル7とコンデ
ンサ8とからなる平滑回路に印加して、その平均
直流電圧を出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイツチング周期、トランジスタのオン
幅、トランスの1次、2次巻線数をそれぞれVi
(V)、Vo(V)、T(sec)、ToN(sec)、N1(turn
)、
N2(turn)とすると、これらの間には下記(1)式の
関係がある。
ユレータとして、第1図に示すようなフオワード
コンバータが広く知られており、スイツチングト
ランジスタ3のスイツチング動作によつて直流入
力電圧から変換された矩形波パルス電圧を、トラ
ンス4によつて電圧変換した後コイル7とコンデ
ンサ8とからなる平滑回路に印加して、その平均
直流電圧を出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイツチング周期、トランジスタのオン
幅、トランスの1次、2次巻線数をそれぞれVi
(V)、Vo(V)、T(sec)、ToN(sec)、N1(turn
)、
N2(turn)とすると、これらの間には下記(1)式の
関係がある。
Vo=ToN/T・N2/N1V1(V) ……(1)
(1)式において、入力電圧Voは通常周期Tを固
定し、オン幅ToNを可変することによつて安定化
される。
定し、オン幅ToNを可変することによつて安定化
される。
しかし、従来のフオワードコンバータの場合、
スイツチングトランジスタの負荷が誘導負荷であ
り、ターンオン及びターンオフ時に急激に大電流
をスイツチングするため、トランジスタ及びダイ
オードのスイツチングロスが大きいばかりでな
く、放射ノイズが大きくしかもかなりの高周波に
わたつてレベルが高い、等の欠点があつた。また
これらの欠点はスイツチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因であつた。
スイツチングトランジスタの負荷が誘導負荷であ
り、ターンオン及びターンオフ時に急激に大電流
をスイツチングするため、トランジスタ及びダイ
オードのスイツチングロスが大きいばかりでな
く、放射ノイズが大きくしかもかなりの高周波に
わたつてレベルが高い、等の欠点があつた。また
これらの欠点はスイツチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因であつた。
本発明はLC共振作用を利用してサイン波電流
をスイツチングすることにより前記問題点を解消
するもので、電圧変換トランスと、前記トランス
の1次側巻線に直列に接続された第1のスイツチ
ングトランジスタとを含み、前記第1のスイツチ
ングトランジスタのスイツチング動作によつて直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧を前
記トランスに印加し、その第1の2次側巻線に取
出された電圧を出力に利用するスイツチングレギ
ユレータにおいて、第1のダイオードと第1のコ
イルと第1のコンデンサとを直列に接続した第1
の直流回路と、電圧変換トランスの第2の2次側
巻線に出力された電圧により、スイツチング動作
する第2のスイツチングトランジスタと、第2の
コイルと第2のコンデンサとを直列に接続した第
2の直流回路とを有し、前記第1の直流回路を前
記電圧変換トランスの第1の2次側巻線の両端に
接続し、前記第2の直流回路と第2のダイオード
とを前記第1のコンデンサに並列に接続し、第1
のスイツチングトランジスタがオンのとき前記ト
ランスの第1の2次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第1のダイオード及び前記第1のコイルを
介して前記第1のコンデンサを充電しかつ前記ト
ランスの第2の2次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第2のスイツチングトランジスタをオフと
し、第1のスイツチングトランジスタがオンから
オフになるとき前記トランスの第2の2次側巻線
に発生するフライバツク電圧によつて前記第2の
スイツチングトランジスタをオンとし前記第1の
コンデンサに蓄積された電荷により前記第2のコ
ンデンサを充電し、前記第2のコンデンサから出
力をとり出すことを特徴とするものである。
をスイツチングすることにより前記問題点を解消
するもので、電圧変換トランスと、前記トランス
の1次側巻線に直列に接続された第1のスイツチ
ングトランジスタとを含み、前記第1のスイツチ
ングトランジスタのスイツチング動作によつて直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧を前
記トランスに印加し、その第1の2次側巻線に取
出された電圧を出力に利用するスイツチングレギ
ユレータにおいて、第1のダイオードと第1のコ
イルと第1のコンデンサとを直列に接続した第1
の直流回路と、電圧変換トランスの第2の2次側
巻線に出力された電圧により、スイツチング動作
する第2のスイツチングトランジスタと、第2の
コイルと第2のコンデンサとを直列に接続した第
2の直流回路とを有し、前記第1の直流回路を前
記電圧変換トランスの第1の2次側巻線の両端に
接続し、前記第2の直流回路と第2のダイオード
とを前記第1のコンデンサに並列に接続し、第1
のスイツチングトランジスタがオンのとき前記ト
ランスの第1の2次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第1のダイオード及び前記第1のコイルを
介して前記第1のコンデンサを充電しかつ前記ト
ランスの第2の2次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第2のスイツチングトランジスタをオフと
し、第1のスイツチングトランジスタがオンから
オフになるとき前記トランスの第2の2次側巻線
に発生するフライバツク電圧によつて前記第2の
スイツチングトランジスタをオンとし前記第1の
コンデンサに蓄積された電荷により前記第2のコ
ンデンサを充電し、前記第2のコンデンサから出
力をとり出すことを特徴とするものである。
以下、本発明の一実施例を第2図によつて説明
する。
する。
第2図において、電圧変換トランス4の1次側
主巻線12及びスイツチングトランジスタ3の直
列回路と、トランス4の1次側補助巻線11及び
ダイオード2の直列回路とを入力電源1に接続す
る。さらに、第1のダイオード5と第1のコイル
14と第1のコンデンサ15とを直列に接続した
第1の直列回路をトランス4の2次側巻線13の
両端に接続し、第2のコイル17とスイツチング
トランジスタ18と第2のコンデンサ8とを直列
に接続した第2の直列回路と第2のダイオード1
6とを第1のコンデンサ15に並列に接続する。
さらにコンデンサ8の両端電圧をスイツチングレ
ギユレータの出力電圧とし第2のコンデンサ8に
負荷抵抗器9を並列に接続する。またトランジス
タ3は制御回路10によつて駆動し出力検出電圧
を安定化するように発振周波数を調整する。とこ
ろで、スイツチングトランジスタ3のスイツチン
グ動作によつて直流入力電圧から変換された矩形
波パルス電圧をトランス4の1次側に印加し、そ
の2次側に取出された電圧を出力に利用するもの
であり、スイツチングトランジスタ18は前記ト
ランス4の2次側に出力された電圧により前記ス
イツチングトランジスタ3に対しオンオフ位相が
逆の関係でスイツチング動作されるようにトラン
ス4の2次側巻線19に接続する。
主巻線12及びスイツチングトランジスタ3の直
列回路と、トランス4の1次側補助巻線11及び
ダイオード2の直列回路とを入力電源1に接続す
る。さらに、第1のダイオード5と第1のコイル
14と第1のコンデンサ15とを直列に接続した
第1の直列回路をトランス4の2次側巻線13の
両端に接続し、第2のコイル17とスイツチング
トランジスタ18と第2のコンデンサ8とを直列
に接続した第2の直列回路と第2のダイオード1
6とを第1のコンデンサ15に並列に接続する。
さらにコンデンサ8の両端電圧をスイツチングレ
ギユレータの出力電圧とし第2のコンデンサ8に
負荷抵抗器9を並列に接続する。またトランジス
タ3は制御回路10によつて駆動し出力検出電圧
を安定化するように発振周波数を調整する。とこ
ろで、スイツチングトランジスタ3のスイツチン
グ動作によつて直流入力電圧から変換された矩形
波パルス電圧をトランス4の1次側に印加し、そ
の2次側に取出された電圧を出力に利用するもの
であり、スイツチングトランジスタ18は前記ト
ランス4の2次側に出力された電圧により前記ス
イツチングトランジスタ3に対しオンオフ位相が
逆の関係でスイツチング動作されるようにトラン
ス4の2次側巻線19に接続する。
すなわち、トランジスタ3がオンし巻線12に
入力電圧が印加されて生ずる巻線19の誘起電圧
がトランジスタ18をオフするように接続され、
トランジスタ18はトランジスタ3がオフした時
巻線19に発生するフライバツク電圧によつてオ
ンする。
入力電圧が印加されて生ずる巻線19の誘起電圧
がトランジスタ18をオフするように接続され、
トランジスタ18はトランジスタ3がオフした時
巻線19に発生するフライバツク電圧によつてオ
ンする。
ここでトランジスタ3がオン、トランジスタ1
8がオフしている期間(1/2周期)をサイクル、
その逆の期間(1/2周期)をサイクルとすると、
本回路のスイツチング動作期間はサイクル、
からなり2つのサイクルによつて一周期を形成す
る。
8がオフしている期間(1/2周期)をサイクル、
その逆の期間(1/2周期)をサイクルとすると、
本回路のスイツチング動作期間はサイクル、
からなり2つのサイクルによつて一周期を形成す
る。
上記のような回路構成において、まずトランジ
スタ3がオンする直前のコンデンサ15の両端電
圧は後述するように0Vである。したがつて、サ
イクルにおいてトランジスタ3がオンすると、
巻線12に入力電圧が印加され巻線12,13の
比に応じた電圧が巻線13に誘起される。その結
果コイル14とコンデンサ15との共振作用によ
り共振電流LL14(A)がコンデンサ15へ流れ込む。
この充電電流が流れ終つた時点でコンデンサ15
の両端電圧Vc15(V)は第3図3に示すように共
振波形の最大値をとる。
スタ3がオンする直前のコンデンサ15の両端電
圧は後述するように0Vである。したがつて、サ
イクルにおいてトランジスタ3がオンすると、
巻線12に入力電圧が印加され巻線12,13の
比に応じた電圧が巻線13に誘起される。その結
果コイル14とコンデンサ15との共振作用によ
り共振電流LL14(A)がコンデンサ15へ流れ込む。
この充電電流が流れ終つた時点でコンデンサ15
の両端電圧Vc15(V)は第3図3に示すように共
振波形の最大値をとる。
ここでコイル14のインダクタンス、コンデン
サ15の容量、入力電源電圧、巻線12,13の
巻数をそれぞれL14(H)、C15(F)、E(V)、N1
(TURN)、N2(TURN)とし、またサイクル
の開始を原点とする時刻をtとすると、下式(2)〜
(4)の関係が成り立つ。
サ15の容量、入力電源電圧、巻線12,13の
巻数をそれぞれL14(H)、C15(F)、E(V)、N1
(TURN)、N2(TURN)とし、またサイクル
の開始を原点とする時刻をtとすると、下式(2)〜
(4)の関係が成り立つ。
但し、0tπ√14 15(sec)……(4)であ
る。サイクルの残りの期間π√14 15<t<
T/2(Tはスイツチング周期)においてはコンデ ンサ15の充電は完了しているが、トランジスタ
18はオフ状態であり、ダイオード5の導通方向
が逆向きのため、コンデンサ15から入力側及び
出力側へ放電されず、コンデンサ15は充電時の
最大電圧Vc15(MAX)=2Eを維持する。
る。サイクルの残りの期間π√14 15<t<
T/2(Tはスイツチング周期)においてはコンデ ンサ15の充電は完了しているが、トランジスタ
18はオフ状態であり、ダイオード5の導通方向
が逆向きのため、コンデンサ15から入力側及び
出力側へ放電されず、コンデンサ15は充電時の
最大電圧Vc15(MAX)=2Eを維持する。
次にサイクル(T/2<t<T)において、ト
ランジスタ3がオフしトランジスタ18がオンす
ると、コイル17との共振作用によりコンデンサ
15の電荷は第3図2に示すようにコンデンサ8
へ放電される。この時巻線13にはフライバツク
電圧が発生しているが、これはコンデンサ15の
両端電圧と逆極性であり、ダイオード5が非導通
方向であるためにコンデンサ15から巻線13側
へ電荷が放電されることはない。
ると、コイル17との共振作用によりコンデンサ
15の電荷は第3図2に示すようにコンデンサ8
へ放電される。この時巻線13にはフライバツク
電圧が発生しているが、これはコンデンサ15の
両端電圧と逆極性であり、ダイオード5が非導通
方向であるためにコンデンサ15から巻線13側
へ電荷が放電されることはない。
ここでコイル17のインダクタンス、コンデン
サ8の両端電圧をそれぞれL17(H)、Vo(V)とす
ると、コンデンサ15が放電を開始し、その両端
電圧が0Vになるまでの時間をτDC(sec)とする
と、コイル17の電流IL17(A)及びコンデンサ15
の両端電圧VC15(V)は下式(5)〜(9)であらわされ
る。
サ8の両端電圧をそれぞれL17(H)、Vo(V)とす
ると、コンデンサ15が放電を開始し、その両端
電圧が0Vになるまでの時間をτDC(sec)とする
と、コイル17の電流IL17(A)及びコンデンサ15
の両端電圧VC15(V)は下式(5)〜(9)であらわされ
る。
T/2tT/2+τDC(sec) ……(7)
但し
2N2/N1E>Vo ……(10)
第3図からわかるようにコンデンサ15の両端
電圧が0Vまで低下した時コイル17の励磁電流
は最大となる。コイル17の最大励磁電流IL17m
(A)は下式(11)で表わされる。
電圧が0Vまで低下した時コイル17の励磁電流
は最大となる。コイル17の最大励磁電流IL17m
(A)は下式(11)で表わされる。
以後コイル17の励磁電流はダイオード16を
介してリセツトされる。
介してリセツトされる。
このリセツト期間をτRS(sec)とすると、この
期間のコイル17の電流IL17及びτRSは下式(12)、
(13)で表わされる。
期間のコイル17の電流IL17及びτRSは下式(12)、
(13)で表わされる。
IL17=IL17m−Vo/L17(t−T/2−τDC)(A)…
… (12) τRS=L17IL17m/Vo (sec)……(13) コイル17の消磁完了後は次のサイクルが開
始されるまで、回路動作は静止している。
… (12) τRS=L17IL17m/Vo (sec)……(13) コイル17の消磁完了後は次のサイクルが開
始されるまで、回路動作は静止している。
尚、前記(4)〜(13)式を導き出すにあたつて、
コンデンサ8の両端電圧、すなわち出力電圧Vo
はコンデンサ8と抵抗器9との放電回路の時定数
は周期Tに比べて非常に大きいと仮定しており、
サイクル、を通してその電圧値は不変である
とした。
コンデンサ8の両端電圧、すなわち出力電圧Vo
はコンデンサ8と抵抗器9との放電回路の時定数
は周期Tに比べて非常に大きいと仮定しており、
サイクル、を通してその電圧値は不変である
とした。
以上の説明からわかるように各トランジスタを
流れる電流がサイン波状のため発生するノイズは
基本波のみであり高調波成分はない。
流れる電流がサイン波状のため発生するノイズは
基本波のみであり高調波成分はない。
またターンオン及びターンオフ時のトランジス
タ3,18の電流は0でありスイツチングロスは
なくまたサージ電流もない。したがつて動作周波
数を高周波化しても、ノイズ、サージ電流が増大
したり電源の電力変換効率が低下するようなこと
はない。
タ3,18の電流は0でありスイツチングロスは
なくまたサージ電流もない。したがつて動作周波
数を高周波化しても、ノイズ、サージ電流が増大
したり電源の電力変換効率が低下するようなこと
はない。
尚、トランジスタ3がオンの時トランス4に励
磁された電力はトランジスタ3がオフの時巻線1
1及びダイオード2を介して入力電源1へ帰還さ
れる。
磁された電力はトランジスタ3がオフの時巻線1
1及びダイオード2を介して入力電源1へ帰還さ
れる。
ここで動作周波数、負荷抵抗器9の抵抗値をそ
れぞれf(Hz)、R9(Ω)とすると、出力電力Po
(W)は Po=1/2C15Vc2 15maxf=Vo2/R9(W) ……(14) VC15max=2N2/N1Eの関係から出力電圧Voは 下式(15)のように表わされる。すなわち、 Vo=N2/N1E√15 9(V) ……(15) となる。
れぞれf(Hz)、R9(Ω)とすると、出力電力Po
(W)は Po=1/2C15Vc2 15maxf=Vo2/R9(W) ……(14) VC15max=2N2/N1Eの関係から出力電圧Voは 下式(15)のように表わされる。すなわち、 Vo=N2/N1E√15 9(V) ……(15) となる。
上式から出力電圧Voは動作周波数r(Hz)、負
荷抵抗器9の抵抗値R9(Ω)、入力電圧E(V)の
関数であり、逆に入力電圧E(V)あるいは負荷
抵抗器9の抵抗値R9(Ω)の変動に対して周波数
f(Hz)を調整することにより、出力電圧が安定
化することがわかる。
荷抵抗器9の抵抗値R9(Ω)、入力電圧E(V)の
関数であり、逆に入力電圧E(V)あるいは負荷
抵抗器9の抵抗値R9(Ω)の変動に対して周波数
f(Hz)を調整することにより、出力電圧が安定
化することがわかる。
以上説明したように本発明はコイルとコンデン
サの共振作用を利用しスイツチングトランジスタ
の電流をサイン波状にするため、スイツチングロ
スが少なく高周波化した場合でも低損失でしかも
ノイズ的には共振周波数の基本波のみであり、原
理的に低ノイズである等のすぐれた特徴を有する
ものである。
サの共振作用を利用しスイツチングトランジスタ
の電流をサイン波状にするため、スイツチングロ
スが少なく高周波化した場合でも低損失でしかも
ノイズ的には共振周波数の基本波のみであり、原
理的に低ノイズである等のすぐれた特徴を有する
ものである。
第1図は従来のフオワード方式の動作を説明す
るためのブロツク図、第2図は本発明の一実施例
を示すための回路図、第3図は第2図の動作を示
す波形図である。 1……入力電源、3……スイツチングトランジ
スタ、4……電圧変換トランス、5……第1のダ
イオード、8……第2のコンデンサ、9……負荷
抵抗器、14……第1のコイル、15……第1の
コンデンサ、16……第2のダイオード、17…
…第2のコイル、18……スイツチングトランジ
スタ。
るためのブロツク図、第2図は本発明の一実施例
を示すための回路図、第3図は第2図の動作を示
す波形図である。 1……入力電源、3……スイツチングトランジ
スタ、4……電圧変換トランス、5……第1のダ
イオード、8……第2のコンデンサ、9……負荷
抵抗器、14……第1のコイル、15……第1の
コンデンサ、16……第2のダイオード、17…
…第2のコイル、18……スイツチングトランジ
スタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 電圧変換トランスと、前記トランスの1次側
巻線に直列に接続された第1のスイツチングトラ
ンジスタとを含み、 前記第1のスイツチングトランジスタのスイツ
チング動作によつて直流入力電圧から変換された
矩形波パルス電圧を前記トランスに印加し、その
第1の2次側巻線に取出された電圧を出力に利用
するスイツチングレギユレータにおいて、 第1のダイオードと第1のコイルと第1のコン
デンサとを直列に接続した第1の直流回路と、 前記トランスの第2の2次側巻線に出力された
電圧により、スイツチング動作する第2のスイツ
チングトランジスタと、第2のコイルと第2のコ
ンデンサとを直列に接続した第2の直流回路とを
有し、 前記第1の直流回路を前記電圧変換トランスの
第1の2次側巻線の両端に接続し、 前記第2の直流回路と第2のダイオードとを前
記第1のコンデンサに並列に接続し、 前記第1のスイツチングトランジスタがオンの
とき前記トランスの第1の2次側巻線に誘起され
た電圧により前記第1のダイオード及び前記第1
のコイルを介して前記第1のコンデンサを充電
し、かつ前記トランスの第2の2次側巻線に誘起
された電圧により前記第2のスイツチングトラン
ジスタをオフとし、 前記第1のスイツチングトランジスタがオンか
らオフになるとき前記トランスの前記第2の2次
側巻線に発生するフライバツク電圧によつて前記
第2のスイツチングトランジスタをオンとし前記
第1のコンデンサに蓄積された電荷により前記第
2のコンデンサを充電し、前記第2のコンデンサ
から出力をとり出すスイツチングレギユレータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13502882A JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5925580A JPS5925580A (ja) | 1984-02-09 |
JPH0147116B2 true JPH0147116B2 (ja) | 1989-10-12 |
Family
ID=15142247
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13502882A Granted JPS5925580A (ja) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5925580A (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP5691137B2 (ja) * | 2008-05-14 | 2015-04-01 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源 |
-
1982
- 1982-08-02 JP JP13502882A patent/JPS5925580A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5925580A (ja) | 1984-02-09 |
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