JPH0147116B2 - - Google Patents
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- JPH0147116B2 JPH0147116B2 JP13502882A JP13502882A JPH0147116B2 JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2 JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP 13502882 A JP13502882 A JP 13502882A JP H0147116 B2 JPH0147116 B2 JP H0147116B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチングレギユレータの改良に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to improvements in switching regulators.
従来この種のシングルエンドスイツチングレギ
ユレータとして、第１図に示すようなフオワード
コンバータが広く知られており、スイツチングト
ランジスタ３のスイツチング動作によつて直流入
力電圧から変換された矩形波パルス電圧を、トラ
ンス４によつて電圧変換した後コイル７とコンデ
ンサ８とからなる平滑回路に印加して、その平均
直流電圧を出力として取り出す。入力電圧、出力
電圧、スイツチング周期、トランジスタのオン
幅、トランスの１次、２次巻線数をそれぞれVi
（Ｖ）、Vo（Ｖ）、Ｔ（sec）、ToN（sec）、N1（turn
）、
N2（turn）とすると、これらの間には下記(1)式の
関係がある。 Conventionally, a forward converter as shown in FIG. 1 is widely known as this type of single-ended switching regulator, and it converts a rectangular wave pulse converted from a DC input voltage by the switching operation of the switching transistor 3. After the voltage is converted by a transformer 4, it is applied to a smoothing circuit consisting of a coil 7 and a capacitor 8, and the average DC voltage is taken out as an output. The input voltage, output voltage, switching period, on-width of the transistor, and number of primary and secondary windings of the transformer are respectively Vi
(V), Vo (V), T (sec), To N (sec), N 1 (turn
),
Assuming N 2 (turn), there is a relationship between them as shown in equation (1) below.
Vo＝ToN／Ｔ・N2／N1V1（Ｖ） ……(1)
(1)式において、入力電圧Voは通常周期Ｔを固
定し、オン幅ToNを可変することによつて安定化
される。 Vo=To N /T・N 2 /N 1 V 1 (V) ...(1) In equation (1), the input voltage Vo is normally set by fixing the period T and varying the on-width To N. stabilized.
しかし、従来のフオワードコンバータの場合、
スイツチングトランジスタの負荷が誘導負荷であ
り、ターンオン及びターンオフ時に急激に大電流
をスイツチングするため、トランジスタ及びダイ
オードのスイツチングロスが大きいばかりでな
く、放射ノイズが大きくしかもかなりの高周波に
わたつてレベルが高い、等の欠点があつた。また
これらの欠点はスイツチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を
阻害する基本的な要因であつた。 However, for traditional forward converters,
The load of a switching transistor is an inductive load, and a large current is rapidly switched during turn-on and turn-off, so not only does the switching loss of the transistor and diode become large, but the radiated noise is large and its level remains constant over a considerable high frequency. There were drawbacks such as being expensive. In addition, these drawbacks become more noticeable as the frequency of the switching operation increases, and are therefore a fundamental factor that inhibits the miniaturization of power supplies due to the increase in frequency.
本発明はLC共振作用を利用してサイン波電流
をスイツチングすることにより前記問題点を解消
するもので、電圧変換トランスと、前記トランス
の１次側巻線に直列に接続された第１のスイツチ
ングトランジスタとを含み、前記第１のスイツチ
ングトランジスタのスイツチング動作によつて直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧を前
記トランスに印加し、その第１の２次側巻線に取
出された電圧を出力に利用するスイツチングレギ
ユレータにおいて、第１のダイオードと第１のコ
イルと第１のコンデンサとを直列に接続した第１
の直流回路と、電圧変換トランスの第２の２次側
巻線に出力された電圧により、スイツチング動作
する第２のスイツチングトランジスタと、第２の
コイルと第２のコンデンサとを直列に接続した第
２の直流回路とを有し、前記第１の直流回路を前
記電圧変換トランスの第１の２次側巻線の両端に
接続し、前記第２の直流回路と第２のダイオード
とを前記第１のコンデンサに並列に接続し、第１
のスイツチングトランジスタがオンのとき前記ト
ランスの第１の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第１のダイオード及び前記第１のコイルを
介して前記第１のコンデンサを充電しかつ前記ト
ランスの第２の２次側巻線に誘起された電圧によ
り前記第２のスイツチングトランジスタをオフと
し、第１のスイツチングトランジスタがオンから
オフになるとき前記トランスの第２の２次側巻線
に発生するフライバツク電圧によつて前記第２の
スイツチングトランジスタをオンとし前記第１の
コンデンサに蓄積された電荷により前記第２のコ
ンデンサを充電し、前記第２のコンデンサから出
力をとり出すことを特徴とするものである。 The present invention solves the above problem by switching the sine wave current using the LC resonance effect, and includes a voltage conversion transformer and a first switch connected in series to the primary winding of the transformer. a switching transistor, a rectangular wave pulse voltage converted from a DC input voltage by the switching operation of the first switching transistor is applied to the transformer, and is taken out to the first secondary winding of the transformer. In a switching regulator that uses voltage for output, a first diode, a first coil, and a first capacitor are connected in series.
A DC circuit, a second switching transistor that performs switching operation by the voltage output to the second secondary winding of the voltage conversion transformer, a second coil, and a second capacitor are connected in series. a second DC circuit, the first DC circuit is connected to both ends of the first secondary winding of the voltage conversion transformer, and the second DC circuit and the second diode are connected to the second DC circuit. connected in parallel to the first capacitor;
When the switching transistor is on, the voltage induced in the first secondary winding of the transformer charges the first capacitor via the first diode and the first coil, and The voltage induced in the second secondary winding of the transformer turns off the second switching transistor, and when the first switching transistor is turned from on to off, the second secondary winding of the transformer The second switching transistor is turned on by the flyback voltage generated in the first capacitor, and the second capacitor is charged by the charge accumulated in the first capacitor, and an output is taken out from the second capacitor. This is a characteristic feature.
以下、本発明の一実施例を第２図によつて説明
する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
第２図において、電圧変換トランス４の１次側
主巻線１２及びスイツチングトランジスタ３の直
列回路と、トランス４の１次側補助巻線１１及び
ダイオード２の直列回路とを入力電源１に接続す
る。さらに、第１のダイオード５と第１のコイル
１４と第１のコンデンサ１５とを直列に接続した
第１の直列回路をトランス４の２次側巻線１３の
両端に接続し、第２のコイル１７とスイツチング
トランジスタ１８と第２のコンデンサ８とを直列
に接続した第２の直列回路と第２のダイオード１
６とを第１のコンデンサ１５に並列に接続する。
さらにコンデンサ８の両端電圧をスイツチングレ
ギユレータの出力電圧とし第２のコンデンサ８に
負荷抵抗器９を並列に接続する。またトランジス
タ３は制御回路１０によつて駆動し出力検出電圧
を安定化するように発振周波数を調整する。とこ
ろで、スイツチングトランジスタ３のスイツチン
グ動作によつて直流入力電圧から変換された矩形
波パルス電圧をトランス４の１次側に印加し、そ
の２次側に取出された電圧を出力に利用するもの
であり、スイツチングトランジスタ１８は前記ト
ランス４の２次側に出力された電圧により前記ス
イツチングトランジスタ３に対しオンオフ位相が
逆の関係でスイツチング動作されるようにトラン
ス４の２次側巻線１９に接続する。 In FIG. 2, a series circuit of the primary main winding 12 of the voltage conversion transformer 4 and the switching transistor 3, and a series circuit of the primary auxiliary winding 11 of the transformer 4 and the diode 2 are connected to the input power supply 1. do. Further, a first series circuit in which the first diode 5, the first coil 14, and the first capacitor 15 are connected in series is connected to both ends of the secondary winding 13 of the transformer 4, and the second coil 17, a switching transistor 18, and a second capacitor 8 connected in series, and a second series circuit, and a second diode 1.
6 are connected in parallel to the first capacitor 15.
Furthermore, a load resistor 9 is connected in parallel to the second capacitor 8, with the voltage across the capacitor 8 being the output voltage of the switching regulator. Further, the transistor 3 is driven by the control circuit 10 to adjust the oscillation frequency so as to stabilize the output detection voltage. By the way, the rectangular wave pulse voltage converted from the DC input voltage by the switching operation of the switching transistor 3 is applied to the primary side of the transformer 4, and the voltage taken out to the secondary side is used for output. The switching transistor 18 is connected to the secondary winding 19 of the transformer 4 so that the voltage output to the secondary side of the transformer 4 causes the switching transistor 18 to be operated in an opposite on/off phase with respect to the switching transistor 3. Connecting.
すなわち、トランジスタ３がオンし巻線１２に
入力電圧が印加されて生ずる巻線１９の誘起電圧
がトランジスタ１８をオフするように接続され、
トランジスタ１８はトランジスタ３がオフした時
巻線１９に発生するフライバツク電圧によつてオ
ンする。 That is, the transistor 3 is turned on and the voltage induced in the winding 19 generated when the input voltage is applied to the winding 12 is connected so that the transistor 18 is turned off.
Transistor 18 is turned on by the flyback voltage generated in winding 19 when transistor 3 is turned off.
ここでトランジスタ３がオン、トランジスタ１
８がオフしている期間（1/2周期）をサイクル、
その逆の期間（1/2周期）をサイクルとすると、
本回路のスイツチング動作期間はサイクル、
からなり２つのサイクルによつて一周期を形成す
る。 Now transistor 3 is on, transistor 1
Cycle the period when 8 is off (1/2 cycle),
If the reverse period (1/2 cycle) is a cycle, then
The switching operation period of this circuit is cycle,
One cycle is formed by two cycles.
上記のような回路構成において、まずトランジ
スタ３がオンする直前のコンデンサ１５の両端電
圧は後述するように0Vである。したがつて、サ
イクルにおいてトランジスタ３がオンすると、
巻線１２に入力電圧が印加され巻線１２，１３の
比に応じた電圧が巻線１３に誘起される。その結
果コイル１４とコンデンサ１５との共振作用によ
り共振電流LL14(A)がコンデンサ１５へ流れ込む。
この充電電流が流れ終つた時点でコンデンサ１５
の両端電圧Vc15（Ｖ）は第３図３に示すように共
振波形の最大値をとる。 In the above circuit configuration, the voltage across the capacitor 15 immediately before the transistor 3 is turned on is 0V, as will be described later. Therefore, when transistor 3 turns on in a cycle,
An input voltage is applied to the winding 12, and a voltage corresponding to the ratio of the windings 12 and 13 is induced in the winding 13. As a result, a resonance current L L14 (A) flows into the capacitor 15 due to the resonance effect between the coil 14 and the capacitor 15.
When this charging current finishes flowing, the capacitor 15
The voltage V c15 (V) across the oscillator takes the maximum value of the resonance waveform as shown in FIG. 3.
ここでコイル１４のインダクタンス、コンデン
サ１５の容量、入力電源電圧、巻線１２，１３の
巻数をそれぞれL14(H)、C15(F)、Ｅ（Ｖ）、N1
（TURN）、N2（TURN）とし、またサイクル
の開始を原点とする時刻をｔとすると、下式(2)〜
(4)の関係が成り立つ。 Here, the inductance of the coil 14, the capacity of the capacitor 15, the input power supply voltage, and the number of turns of the windings 12 and 13 are respectively L 14 (H), C 15 (F), E (V), and N 1
(TURN), N 2 (TURN), and the time when the start of the cycle is the origin is t, the following formula (2) ~
The relationship (4) holds true.
但し、０ｔπ√14 15（sec）……(4)であ
る。サイクルの残りの期間π√14 15＜ｔ＜
Ｔ／２（Ｔはスイツチング周期）においてはコンデ
ンサ１５の充電は完了しているが、トランジスタ
１８はオフ状態であり、ダイオード５の導通方向
が逆向きのため、コンデンサ１５から入力側及び
出力側へ放電されず、コンデンサ１５は充電時の
最大電圧Vc15（MAX）＝2Eを維持する。 However, 0tπ√ 14 15 (sec)...(4). Remaining period of cycle π√ 14 15 <t<
At T/2 (T is the switching period), charging of the capacitor 15 is completed, but the transistor 18 is in an off state, and the direction of conduction of the diode 5 is reversed, so there is no charge from the capacitor 15 to the input side and the output side. Without being discharged, the capacitor 15 maintains the maximum voltage Vc 15 (MAX)=2E during charging.
次にサイクル（Ｔ／２＜ｔ＜Ｔ）において、ト
ランジスタ３がオフしトランジスタ１８がオンす
ると、コイル１７との共振作用によりコンデンサ
１５の電荷は第３図２に示すようにコンデンサ８
へ放電される。この時巻線１３にはフライバツク
電圧が発生しているが、これはコンデンサ１５の
両端電圧と逆極性であり、ダイオード５が非導通
方向であるためにコンデンサ１５から巻線１３側
へ電荷が放電されることはない。 Next, in the cycle (T/2<t<T), when the transistor 3 is turned off and the transistor 18 is turned on, the electric charge of the capacitor 15 is transferred to the capacitor 8 due to resonance with the coil 17 as shown in FIG.
discharged to. At this time, a flyback voltage is generated in the winding 13, but this has the opposite polarity to the voltage across the capacitor 15, and since the diode 5 is in the non-conducting direction, the charge is discharged from the capacitor 15 to the winding 13 side. It will not be done.
ここでコイル１７のインダクタンス、コンデン
サ８の両端電圧をそれぞれL17(H)、Vo（Ｖ）とす
ると、コンデンサ１５が放電を開始し、その両端
電圧が0Vになるまでの時間をτDC（sec）とする
と、コイル１７の電流IL17(A)及びコンデンサ１５
の両端電圧VC15（Ｖ）は下式(5)〜(9)であらわされ
る。 Here, if the inductance of the coil 17 and the voltage across the capacitor 8 are L 17 (H) and Vo (V), respectively, then the time from when the capacitor 15 starts discharging until the voltage across it reaches 0V is τDC (sec). Then, the current I L17 (A) of the coil 17 and the capacitor 15
The voltage across both ends V C15 (V) is expressed by the following formulas (5) to (9).
Ｔ／２ｔＴ／２＋τDC（sec） ……(7)
但し
２N2／N1Ｅ＞Vo ……(10)
第３図からわかるようにコンデンサ１５の両端
電圧が0Vまで低下した時コイル１７の励磁電流
は最大となる。コイル１７の最大励磁電流IL17ｍ
(A)は下式(11)で表わされる。 T/2tT/2+τDC(sec)...(7) However, 2N 2 /N 1 E>Vo (10) As can be seen from Figure 3, when the voltage across the capacitor 15 drops to 0V, the excitation current of the coil 17 reaches its maximum. Maximum excitation current of coil 17 I L17 m
(A) is expressed by the following formula (11).
以後コイル１７の励磁電流はダイオード１６を
介してリセツトされる。 Thereafter, the excitation current of the coil 17 is reset via the diode 16.
このリセツト期間をτRS（sec）とすると、この
期間のコイル１７の電流IL17及びτRSは下式(12)、
（13）で表わされる。 If this reset period is τRS (sec), the current I L17 of the coil 17 and τRS during this period are expressed by the following equation (12).
It is expressed as (13).
IL17＝IL17ｍ−Vo／L17（ｔ−Ｔ／２−τDC）(A)…
…
(12)
τRS＝L17IL17ｍ／Vo （sec）……（13）
コイル１７の消磁完了後は次のサイクルが開
始されるまで、回路動作は静止している。 I L17 = I L17 m−Vo/L 17 (t−T/2−τDC)(A)…
... (12) τRS=L 17 I L17 m/Vo (sec) (13) After the demagnetization of the coil 17 is completed, the circuit operation remains stationary until the next cycle starts.
尚、前記(4)〜（13）式を導き出すにあたつて、
コンデンサ８の両端電圧、すなわち出力電圧Vo
はコンデンサ８と抵抗器９との放電回路の時定数
は周期Ｔに比べて非常に大きいと仮定しており、
サイクル、を通してその電圧値は不変である
とした。 Furthermore, in deriving the above formulas (4) to (13),
The voltage across capacitor 8, that is, the output voltage Vo
assumes that the time constant of the discharge circuit of capacitor 8 and resistor 9 is much larger than the period T,
It was assumed that the voltage value remained unchanged throughout the cycle.
以上の説明からわかるように各トランジスタを
流れる電流がサイン波状のため発生するノイズは
基本波のみであり高調波成分はない。 As can be seen from the above explanation, since the current flowing through each transistor has a sine wave shape, the noise generated is only the fundamental wave and there are no harmonic components.
またターンオン及びターンオフ時のトランジス
タ３，１８の電流は０でありスイツチングロスは
なくまたサージ電流もない。したがつて動作周波
数を高周波化しても、ノイズ、サージ電流が増大
したり電源の電力変換効率が低下するようなこと
はない。 Further, the currents of the transistors 3 and 18 during turn-on and turn-off are 0, so there is no switching loss and no surge current. Therefore, even if the operating frequency is increased, noise and surge current will not increase or the power conversion efficiency of the power supply will not decrease.
尚、トランジスタ３がオンの時トランス４に励
磁された電力はトランジスタ３がオフの時巻線１
１及びダイオード２を介して入力電源１へ帰還さ
れる。 Furthermore, when the transistor 3 is on, the power excited in the transformer 4 is transferred to the winding 1 when the transistor 3 is off.
1 and diode 2 to the input power supply 1.
ここで動作周波数、負荷抵抗器９の抵抗値をそ
れぞれｆ（Hz）、R9（Ω）とすると、出力電力Po
（Ｗ）は
Po＝１／２C15Vc2 15maxf＝Vo2／R9（Ｗ）
……（14）
VC15max＝２N2／N1Ｅの関係から出力電圧Voは
下式（15）のように表わされる。すなわち、
Vo＝N2／N1Ｅ√15 9（Ｖ）
……（15）
となる。 Here, if the operating frequency and the resistance value of the load resistor 9 are f (Hz) and R 9 (Ω), respectively, then the output power Po
(W) is Po = 1/2C 15 Vc 2 15 maxf = Vo 2 /R 9 (W) ... (14) VC 15 max = 2N 2 /N 1 From the relationship E, the output voltage Vo is calculated by the following formula (15) It is expressed as That is, Vo=N 2 /N 1 E√ 15 9 (V) (15).
上式から出力電圧Voは動作周波数ｒ（Hz）、負
荷抵抗器９の抵抗値R9（Ω）、入力電圧Ｅ（Ｖ）の
関数であり、逆に入力電圧Ｅ（Ｖ）あるいは負荷
抵抗器９の抵抗値R9（Ω）の変動に対して周波数
ｆ（Hz）を調整することにより、出力電圧が安定
化することがわかる。 From the above equation, the output voltage Vo is a function of the operating frequency r (Hz), the resistance value R 9 (Ω) of the load resistor 9, and the input voltage E (V); It can be seen that the output voltage is stabilized by adjusting the frequency f (Hz) with respect to fluctuations in the resistance value R 9 (Ω) of No. 9.
以上説明したように本発明はコイルとコンデン
サの共振作用を利用しスイツチングトランジスタ
の電流をサイン波状にするため、スイツチングロ
スが少なく高周波化した場合でも低損失でしかも
ノイズ的には共振周波数の基本波のみであり、原
理的に低ノイズである等のすぐれた特徴を有する
ものである。 As explained above, the present invention utilizes the resonance effect of the coil and capacitor to make the current of the switching transistor into a sine wave shape, so that the switching loss is small and even when the frequency is increased, the loss is low and the noise is lower than the resonant frequency. It has only a fundamental wave and has excellent characteristics such as low noise in principle.
第１図は従来のフオワード方式の動作を説明す
るためのブロツク図、第２図は本発明の一実施例
を示すための回路図、第３図は第２図の動作を示
す波形図である。
１……入力電源、３……スイツチングトランジ
スタ、４……電圧変換トランス、５……第１のダ
イオード、８……第２のコンデンサ、９……負荷
抵抗器、１４……第１のコイル、１５……第１の
コンデンサ、１６……第２のダイオード、１７…
…第２のコイル、１８……スイツチングトランジ
スタ。
Fig. 1 is a block diagram for explaining the operation of the conventional forward system, Fig. 2 is a circuit diagram for showing an embodiment of the present invention, and Fig. 3 is a waveform diagram showing the operation of Fig. 2. . DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Input power supply, 3... Switching transistor, 4... Voltage conversion transformer, 5... First diode, 8... Second capacitor, 9... Load resistor, 14... First coil , 15...first capacitor, 16...second diode, 17...
...Second coil, 18...Switching transistor.
Claims (1)
巻線に直列に接続された第１のスイツチングトラ
ンジスタとを含み、 前記第１のスイツチングトランジスタのスイツ
チング動作によつて直流入力電圧から変換された
矩形波パルス電圧を前記トランスに印加し、その
第１の２次側巻線に取出された電圧を出力に利用
するスイツチングレギユレータにおいて、 第１のダイオードと第１のコイルと第１のコン
デンサとを直列に接続した第１の直流回路と、 前記トランスの第２の２次側巻線に出力された
電圧により、スイツチング動作する第２のスイツ
チングトランジスタと、第２のコイルと第２のコ
ンデンサとを直列に接続した第２の直流回路とを
有し、 前記第１の直流回路を前記電圧変換トランスの
第１の２次側巻線の両端に接続し、 前記第２の直流回路と第２のダイオードとを前
記第１のコンデンサに並列に接続し、 前記第１のスイツチングトランジスタがオンの
とき前記トランスの第１の２次側巻線に誘起され
た電圧により前記第１のダイオード及び前記第１
のコイルを介して前記第１のコンデンサを充電
し、かつ前記トランスの第２の２次側巻線に誘起
された電圧により前記第２のスイツチングトラン
ジスタをオフとし、 前記第１のスイツチングトランジスタがオンか
らオフになるとき前記トランスの前記第２の２次
側巻線に発生するフライバツク電圧によつて前記
第２のスイツチングトランジスタをオンとし前記
第１のコンデンサに蓄積された電荷により前記第
２のコンデンサを充電し、前記第２のコンデンサ
から出力をとり出すスイツチングレギユレータ。[Scope of Claims] 1. A voltage conversion transformer, and a first switching transistor connected in series to a primary winding of the transformer, wherein direct current is converted by switching operation of the first switching transistor. A switching regulator that applies a rectangular wave pulse voltage converted from an input voltage to the transformer and uses the voltage taken out to the first secondary winding of the transformer as an output. a first DC circuit in which a coil and a first capacitor are connected in series; a second switching transistor that performs a switching operation by the voltage output to the second secondary winding of the transformer; a second DC circuit in which a second coil and a second capacitor are connected in series, the first DC circuit being connected to both ends of a first secondary winding of the voltage conversion transformer; The second DC circuit and the second diode are connected in parallel to the first capacitor, and when the first switching transistor is on, the voltage induced in the first secondary winding of the transformer is A voltage causes the first diode and the first
charging the first capacitor through a coil of the transformer, and turning off the second switching transistor by a voltage induced in a second secondary winding of the transformer; When the transistor turns from on to off, the flyback voltage generated in the second secondary winding of the transformer turns on the second switching transistor, and the charge accumulated in the first capacitor turns on the second switching transistor. A switching regulator that charges a second capacitor and takes out an output from the second capacitor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (en) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13502882A JPS5925580A (en) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5925580A JPS5925580A (en) | 1984-02-09 |
| JPH0147116B2 true JPH0147116B2 (en) | 1989-10-12 |
Family
ID=15142247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13502882A Granted JPS5925580A (en) | 1982-08-02 | 1982-08-02 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5925580A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1982
- 1982-08-02 JP JP13502882A patent/JPS5925580A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5925580A (en) | 1984-02-09 |
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