JPH08130871A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH08130871A JPH08130871A JP6266834A JP26683494A JPH08130871A JP H08130871 A JPH08130871 A JP H08130871A JP 6266834 A JP6266834 A JP 6266834A JP 26683494 A JP26683494 A JP 26683494A JP H08130871 A JPH08130871 A JP H08130871A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングロスを
低減しかつスイッチング効率を改善する。 【構成】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源１及びトランス９の第１の巻線９ａに直列に接続さ
れたスイッチング素子３、４の制御端子に対して制御回
路２から断続的なドライブ信号を付与するとともに、ト
ランス９の第２の巻線９ｂの出力電圧を安定化用基準電
源１５の基準電圧と比較して、その差に対応する出力に
基づいて制御回路２のドライブ信号を制御することによ
り、トランス９の第２の巻線９ｂから安定化した出力電
圧を取出す。安定化用基準電源１５の基準電圧よりも低
い軽負荷時安定化用基準電圧のレベルと出力電圧を比較
し、その比較出力に基づいてスイッチング素子３、４を
間欠的に制御して、軽負荷時安定化用基準電圧のレベル
に対応した出力電圧を選択的に取り出す。このように、
スイッチング素子３、４の動作を停止する間欠発振状態
に一時的に切り換えることにより、スイッチングロスを
低減しかつスイッチング効率を改善する。
低減しかつスイッチング効率を改善する。 【構成】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源１及びトランス９の第１の巻線９ａに直列に接続さ
れたスイッチング素子３、４の制御端子に対して制御回
路２から断続的なドライブ信号を付与するとともに、ト
ランス９の第２の巻線９ｂの出力電圧を安定化用基準電
源１５の基準電圧と比較して、その差に対応する出力に
基づいて制御回路２のドライブ信号を制御することによ
り、トランス９の第２の巻線９ｂから安定化した出力電
圧を取出す。安定化用基準電源１５の基準電圧よりも低
い軽負荷時安定化用基準電圧のレベルと出力電圧を比較
し、その比較出力に基づいてスイッチング素子３、４を
間欠的に制御して、軽負荷時安定化用基準電圧のレベル
に対応した出力電圧を選択的に取り出す。このように、
スイッチング素子３、４の動作を停止する間欠発振状態
に一時的に切り換えることにより、スイッチングロスを
低減しかつスイッチング効率を改善する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、特に待機時の消費電力を低減できるＤＣ−ＤＣコン
バータに関連する。
タ、特に待機時の消費電力を低減できるＤＣ−ＤＣコン
バータに関連する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、図７に
示すように、スイッチング素子３と４が直流電源１に直
列に接続され、スイッチング素子３と４にはぞれぞれコ
ンデンサ５と６が並列に接続される。スイッチング素子
３スイッチング素子４との接続点及び直列電源１の負側
端子の間にはリアクトル７、トランス９の第１の巻線９
ａ及びコンデンサ８が直列に接続される。トランス９の
第２の巻線９ｂと第３の巻線９ｃは直列に接続される。
第２の巻線９ｂの一端はダイオード１０を介して負荷１
３の正側端子に接続される。第２の巻線９ｂの他端及び
第３の巻線９ｃの一端は負荷１３の負側端子に接続さ
れ、第３の巻線９ｃの他端はダイオード１１を介して負
荷１３の正側端子に接続される。負荷１３に並列に平滑
用のコンデンサ１２が接続される。
示すように、スイッチング素子３と４が直流電源１に直
列に接続され、スイッチング素子３と４にはぞれぞれコ
ンデンサ５と６が並列に接続される。スイッチング素子
３スイッチング素子４との接続点及び直列電源１の負側
端子の間にはリアクトル７、トランス９の第１の巻線９
ａ及びコンデンサ８が直列に接続される。トランス９の
第２の巻線９ｂと第３の巻線９ｃは直列に接続される。
第２の巻線９ｂの一端はダイオード１０を介して負荷１
３の正側端子に接続される。第２の巻線９ｂの他端及び
第３の巻線９ｃの一端は負荷１３の負側端子に接続さ
れ、第３の巻線９ｃの他端はダイオード１１を介して負
荷１３の正側端子に接続される。負荷１３に並列に平滑
用のコンデンサ１２が接続される。
【０００３】また、負荷１３の正側端子は誤差増幅器１
４の非反転入力端子に接続され、負荷１３の負側端子は
安定化用基準電源１５を介して誤差増幅器１４の反転入
力端子に接続される。誤差増幅器１４の出力端子はホト
カプラ１６の発光ダイオード１６ａに接続される。ホト
カプラ１６の受光トランジスタ１６ｂは制御回路２の制
御端子２ａと２ｂとに接続される。制御回路２からスイ
ッチング素子３と４の制御端子にドライブ信号が交互に
付与される。制御回路２の端子２ｅ、２ｆにはコンデン
サ３０が接続され、端子２ｃ、２ｄはオープンである。
４の非反転入力端子に接続され、負荷１３の負側端子は
安定化用基準電源１５を介して誤差増幅器１４の反転入
力端子に接続される。誤差増幅器１４の出力端子はホト
カプラ１６の発光ダイオード１６ａに接続される。ホト
カプラ１６の受光トランジスタ１６ｂは制御回路２の制
御端子２ａと２ｂとに接続される。制御回路２からスイ
ッチング素子３と４の制御端子にドライブ信号が交互に
付与される。制御回路２の端子２ｅ、２ｆにはコンデン
サ３０が接続され、端子２ｃ、２ｄはオープンである。
【０００４】図８は、制御回路２の一例を示す。制御回
路２の動作について説明すると、反転器３４の出力がＨ
のとき、充電回路３１がオンとなり、発振周波数を決定
するコンデンサ３０が充電される。このときの充電電流
は充電回路３１のスイッチ３１ａと、充電時定数を与え
る定電流素子３１ｂ及び受光トランジスタ１６ｂを通
る。コンデンサ３０の電圧がヒステリシスコンパレータ
３３の所定の電圧ＶHに達すると、ヒステリシスコンパ
レータ３３の出力がＨとなる。この出力によって、放電
回路３２が作動され、コンデンサ３０の電圧が放電する
と共に、反転器３４の出力がＬとなり、充電回路３１が
オフとなる。このときの放電電流は放電回路３２のスイ
ッチ３２ａと、放電時定数を与える定電流素子３２ｂを
通る。コンデンサ３０の電圧がヒステリシスコンパレー
タ３３の所定の電圧ＶLに達すると、ヒステリシスコン
パレータ３３の出力がＬとなる。このため、放電回路３
２がオフとなり、充電回路３１がオンとなる。このよう
に、ヒステリシスコンパレータ３３の出力は、コンデン
サ３０の充放電によって、ＨとＬが交互に出力され、以
後、この動作の反復により発振が継続する。ヒステリシ
スコンパレータ３３の出力は、反転器３４により反転さ
れて、フリップフロップ３５のトグル信号となる。フリ
ップフロップ３５の出力端子ＱとＱバーの出力信号は入
力端子Ｔに立ち上がり信号を受信したときに切り換えら
れる。また、反転器３４の出力は、アンドゲート３６と
３７に入力されて、アンドゲート３６と３７の出力はそ
れぞれアンドゲート４０と４１に付与される。また、ア
ンドゲート４０と４１には、基準電源４３を備えた誤差
増幅器４２の出力が付与され、アンドゲート３６と３７
はスイッチング素子３と４に付与するドライブ信号のデ
ットタイムを生成する。このため、コンデンサ３０の電
圧は３角波状となり、その昇り勾配の期間ではスイッチ
ング素子３又は４がオンで、下り勾配の期間ではスイッ
チング素子３及び４がオフとなる。なお、２ｃは誤差増
幅器４２の非反転入力端子に接続され通常使用されてい
ないオン・オフ端子、２ｄはグランドで、４４はオン・
オフ端子２ｃに接続された浮遊容量である。
路２の動作について説明すると、反転器３４の出力がＨ
のとき、充電回路３１がオンとなり、発振周波数を決定
するコンデンサ３０が充電される。このときの充電電流
は充電回路３１のスイッチ３１ａと、充電時定数を与え
る定電流素子３１ｂ及び受光トランジスタ１６ｂを通
る。コンデンサ３０の電圧がヒステリシスコンパレータ
３３の所定の電圧ＶHに達すると、ヒステリシスコンパ
レータ３３の出力がＨとなる。この出力によって、放電
回路３２が作動され、コンデンサ３０の電圧が放電する
と共に、反転器３４の出力がＬとなり、充電回路３１が
オフとなる。このときの放電電流は放電回路３２のスイ
ッチ３２ａと、放電時定数を与える定電流素子３２ｂを
通る。コンデンサ３０の電圧がヒステリシスコンパレー
タ３３の所定の電圧ＶLに達すると、ヒステリシスコン
パレータ３３の出力がＬとなる。このため、放電回路３
２がオフとなり、充電回路３１がオンとなる。このよう
に、ヒステリシスコンパレータ３３の出力は、コンデン
サ３０の充放電によって、ＨとＬが交互に出力され、以
後、この動作の反復により発振が継続する。ヒステリシ
スコンパレータ３３の出力は、反転器３４により反転さ
れて、フリップフロップ３５のトグル信号となる。フリ
ップフロップ３５の出力端子ＱとＱバーの出力信号は入
力端子Ｔに立ち上がり信号を受信したときに切り換えら
れる。また、反転器３４の出力は、アンドゲート３６と
３７に入力されて、アンドゲート３６と３７の出力はそ
れぞれアンドゲート４０と４１に付与される。また、ア
ンドゲート４０と４１には、基準電源４３を備えた誤差
増幅器４２の出力が付与され、アンドゲート３６と３７
はスイッチング素子３と４に付与するドライブ信号のデ
ットタイムを生成する。このため、コンデンサ３０の電
圧は３角波状となり、その昇り勾配の期間ではスイッチ
ング素子３又は４がオンで、下り勾配の期間ではスイッ
チング素子３及び４がオフとなる。なお、２ｃは誤差増
幅器４２の非反転入力端子に接続され通常使用されてい
ないオン・オフ端子、２ｄはグランドで、４４はオン・
オフ端子２ｃに接続された浮遊容量である。
【０００５】図９（ｅ）及び（ｆ）は、それぞれスイッ
チング素子３と４の各制御端子に付与されるドライブ信
号のタイムチャートを示す。制御回路２からのドライブ
信号は、一定のデッドタイムを有する断続したパルス信
号である。スイッチング素子３と４の各制御端子にドラ
イブ信号が付与されると、それぞれ図９（ａ）（ｃ）に
示す電流がスイッチング素子３と４に流れる。これらの
電流波形は、リアクトル７とコンデンサ８によって決定
される固有周波数に共振する共振電流である。図９
（ｂ）（ｄ）に示す共振時のスイッチング素子３と４の
両端の電圧波形は、主にコンデンサ５と６とトランス９
の第１の巻線９ａによる電圧共振波形となる。トランス
９に蓄積されたエネルギはトランス９の第２の巻線９ｂ
及び第３の巻線９ｃから整流ダイオード１０、１１と平
滑コンデンサ１２を通じて整流平滑された後、負荷１３
に供給される。また、誤差増幅器１４は負荷１３への出
力電圧を安定化用基準電源１５の基準電圧と比較し、負
荷１３への出力電圧が安定化用基準電源１５の基準電圧
より高いと、誤差増幅器１４の出力電流が大きくなり、
ホトカプラ１６を介して狭いオンパルス幅のドライブ信
号が制御回路２からスイッチング素子３、４に付与され
る。逆に、負荷１３への出力電圧が安定化用基準電源１
５の基準電圧より低いと、誤差増幅器１４の出力電流が
小さくなり、ホトカプラ１６を介して広いオンパルス幅
のドライブ信号が制御回路２からスイッチング素子３、
４に付与される。このように、負荷１３への出力電圧が
一定になるように制御される。図７に示す例では、一定
のデットタイムを有するドライブ信号であり、オン幅可
変の周波数制御となる。この電圧共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、全負荷時に周波数が低くなり、軽負荷時に
周波数が高くなる。
チング素子３と４の各制御端子に付与されるドライブ信
号のタイムチャートを示す。制御回路２からのドライブ
信号は、一定のデッドタイムを有する断続したパルス信
号である。スイッチング素子３と４の各制御端子にドラ
イブ信号が付与されると、それぞれ図９（ａ）（ｃ）に
示す電流がスイッチング素子３と４に流れる。これらの
電流波形は、リアクトル７とコンデンサ８によって決定
される固有周波数に共振する共振電流である。図９
（ｂ）（ｄ）に示す共振時のスイッチング素子３と４の
両端の電圧波形は、主にコンデンサ５と６とトランス９
の第１の巻線９ａによる電圧共振波形となる。トランス
９に蓄積されたエネルギはトランス９の第２の巻線９ｂ
及び第３の巻線９ｃから整流ダイオード１０、１１と平
滑コンデンサ１２を通じて整流平滑された後、負荷１３
に供給される。また、誤差増幅器１４は負荷１３への出
力電圧を安定化用基準電源１５の基準電圧と比較し、負
荷１３への出力電圧が安定化用基準電源１５の基準電圧
より高いと、誤差増幅器１４の出力電流が大きくなり、
ホトカプラ１６を介して狭いオンパルス幅のドライブ信
号が制御回路２からスイッチング素子３、４に付与され
る。逆に、負荷１３への出力電圧が安定化用基準電源１
５の基準電圧より低いと、誤差増幅器１４の出力電流が
小さくなり、ホトカプラ１６を介して広いオンパルス幅
のドライブ信号が制御回路２からスイッチング素子３、
４に付与される。このように、負荷１３への出力電圧が
一定になるように制御される。図７に示す例では、一定
のデットタイムを有するドライブ信号であり、オン幅可
変の周波数制御となる。この電圧共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータでは、全負荷時に周波数が低くなり、軽負荷時に
周波数が高くなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ−ＤＣコン
バータは、軽負荷時には高いスイッチング周波数でスイ
ッチング素子が動作し、固定周波数によりスイッチング
素子を駆動するスイッチング電源に比べて電力損失が大
きい欠点があった。
バータは、軽負荷時には高いスイッチング周波数でスイ
ッチング素子が動作し、固定周波数によりスイッチング
素子を駆動するスイッチング電源に比べて電力損失が大
きい欠点があった。
【０００７】本発明は、待機時等の軽負荷時において、
スイッチング動作を停止する期間を有する間欠発振状態
に切り換えることにより、スイッチングロスを低減しか
つスイッチング効率を改善できるＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
スイッチング動作を停止する期間を有する間欠発振状態
に切り換えることにより、スイッチングロスを低減しか
つスイッチング効率を改善できるＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータは、直流電源及びトランスの第１の巻線に直
列に接続されたスイッチング素子の制御端子に対して制
御回路から断続的なドライブ信号を付与するとともに、
前記トランスの第２の巻線の出力電圧を安定化用基準電
圧のレベルと比較して、その差に対応する出力に基づい
て前記制御回路のドライブ信号を制御することにより、
前記トランスの第２の巻線から安定化した前記出力電圧
を取出す。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記安定化
用基準電圧のレベルよりも低い軽負荷時安定化用基準電
圧のレベルと前記出力電圧を比較し、その比較出力に基
づいて前記スイッチング素子を間欠的に制御して、前記
軽負荷時安定化用基準電圧のレベルに対応した出力電圧
を選択的に取り出す。
コンバータは、直流電源及びトランスの第１の巻線に直
列に接続されたスイッチング素子の制御端子に対して制
御回路から断続的なドライブ信号を付与するとともに、
前記トランスの第２の巻線の出力電圧を安定化用基準電
圧のレベルと比較して、その差に対応する出力に基づい
て前記制御回路のドライブ信号を制御することにより、
前記トランスの第２の巻線から安定化した前記出力電圧
を取出す。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記安定化
用基準電圧のレベルよりも低い軽負荷時安定化用基準電
圧のレベルと前記出力電圧を比較し、その比較出力に基
づいて前記スイッチング素子を間欠的に制御して、前記
軽負荷時安定化用基準電圧のレベルに対応した出力電圧
を選択的に取り出す。
【０００９】本発明の他の実施例では、直流電源及びト
ランスの第１の巻線に直列に接続されたスイッチング素
子の制御端子に対して制御回路から断続的なドライブ信
号を付与するとともに、コンデンサと、該コンデンサを
充電する時定数回路と、前記コンデンサを放電する放電
時定数回路とを前記制御回路に設け、前記コンデンサの
充電及び放電を交互に行い、前記コンデンサの充電期間
又は放電期間のいずれか一方を前記スイッチング素子を
オン時間とし他方をオフ時間とするように前記制御回路
から付与されるドライブ信号を制御し、前記トランスの
第２の巻線の出力電圧を安定化用基準電圧のレベルと比
較して、その差に対応する出力に基づいて前記制御回路
のドライブ信号を制御することにより、前記トランスの
第２の巻線から安定化した出力電圧を取出す。このＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記安定化用基準電圧よりも低
い軽負荷時安定化用基準電圧と前記出力電圧を比較し、
その比較出力に基づいて前記放電時定数回路又は充電時
定数回路を制御することによって前記スイッチング素子
を制御し、前記軽負荷時安定化用基準電圧のレベルに対
応した出力電圧を選択的に取り出す。
ランスの第１の巻線に直列に接続されたスイッチング素
子の制御端子に対して制御回路から断続的なドライブ信
号を付与するとともに、コンデンサと、該コンデンサを
充電する時定数回路と、前記コンデンサを放電する放電
時定数回路とを前記制御回路に設け、前記コンデンサの
充電及び放電を交互に行い、前記コンデンサの充電期間
又は放電期間のいずれか一方を前記スイッチング素子を
オン時間とし他方をオフ時間とするように前記制御回路
から付与されるドライブ信号を制御し、前記トランスの
第２の巻線の出力電圧を安定化用基準電圧のレベルと比
較して、その差に対応する出力に基づいて前記制御回路
のドライブ信号を制御することにより、前記トランスの
第２の巻線から安定化した出力電圧を取出す。このＤＣ
−ＤＣコンバータでは、前記安定化用基準電圧よりも低
い軽負荷時安定化用基準電圧と前記出力電圧を比較し、
その比較出力に基づいて前記放電時定数回路又は充電時
定数回路を制御することによって前記スイッチング素子
を制御し、前記軽負荷時安定化用基準電圧のレベルに対
応した出力電圧を選択的に取り出す。
【００１０】
【作用】スイッチング素子の動作を停止する間欠発振状
態に一時的に切り換えることにより、スイッチングロス
を低減しかつスイッチング効率を改善する。
態に一時的に切り換えることにより、スイッチングロス
を低減しかつスイッチング効率を改善する。
【００１１】
【実施例】以下、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
実施例を図１〜図６について説明する。これらの図面で
は、図７に示す箇所と同一の箇所には同一の符号を付
し、説明を省略する。
実施例を図１〜図６について説明する。これらの図面で
は、図７に示す箇所と同一の箇所には同一の符号を付
し、説明を省略する。
【００１２】図１は本発明の第１の実施例を示す。誤差
増幅器２２の非反転入力端子側にスイッチ２１を接続
し、安定化用基準電源１５の基準電圧より小さい基準電
圧値の軽負荷用基準電源２３を誤差増幅器２２の反転入
力端子に接続し、誤差増幅器２２の出力により作動され
る発光ダイオード２４ａと受光トランジスタ２４ｂによ
りホトカプラを作動する。受光トランジスタ２４ｂのコ
レクタはオン・オフ制御端子２ｃを介して誤差増幅器４
２の非反転入力端子に接続され、受光トランジスタ２４
ｂのエミッタは制御回路２のオン・オフ制御端子２ｄを
介して接地される。
増幅器２２の非反転入力端子側にスイッチ２１を接続
し、安定化用基準電源１５の基準電圧より小さい基準電
圧値の軽負荷用基準電源２３を誤差増幅器２２の反転入
力端子に接続し、誤差増幅器２２の出力により作動され
る発光ダイオード２４ａと受光トランジスタ２４ｂによ
りホトカプラを作動する。受光トランジスタ２４ｂのコ
レクタはオン・オフ制御端子２ｃを介して誤差増幅器４
２の非反転入力端子に接続され、受光トランジスタ２４
ｂのエミッタは制御回路２のオン・オフ制御端子２ｄを
介して接地される。
【００１３】図１に示す回路は、図７に示す回路にスイ
ッチ２１、誤差増幅器２２、軽負荷用基準電源２３及び
ホトカプラ２４を追加して構成され、図７に示す誤差増
幅器１４、安定化用基準電源１５及びホトカプラ１６は
図１の回路に設けられているが、図示を省略する。図１
の回路の全負荷時の動作は、図７の動作と同様である。
ッチ２１、誤差増幅器２２、軽負荷用基準電源２３及び
ホトカプラ２４を追加して構成され、図７に示す誤差増
幅器１４、安定化用基準電源１５及びホトカプラ１６は
図１の回路に設けられているが、図示を省略する。図１
の回路の全負荷時の動作は、図７の動作と同様である。
【００１４】図２は図１の回路図の待機状態における各
部の波形を示すタイムチャートで（ａ）はスイッチング
素子３を流れる電流波形、（ｂ）はスイッチング素子３
の両端に印加される電圧波形、（ｃ）はスイッチング素
子４を流れる電流波形、（ｄ）はスイッチング素子４の
両端に印加される電圧波形、（ｅ）は制御回路２のオン
／オフ制御端子２ｃと２ｄの間の入力電圧波形である。
部の波形を示すタイムチャートで（ａ）はスイッチング
素子３を流れる電流波形、（ｂ）はスイッチング素子３
の両端に印加される電圧波形、（ｃ）はスイッチング素
子４を流れる電流波形、（ｄ）はスイッチング素子４の
両端に印加される電圧波形、（ｅ）は制御回路２のオン
／オフ制御端子２ｃと２ｄの間の入力電圧波形である。
【００１５】待機時等の軽負荷時に、スイッチ２１がオ
ンになると、誤差増幅器２２はオンとなり、フォトカプ
ラ２４が作動され、誤差増幅器４２の非反転入力端子の
電圧レベルが低下する。このため、誤差増幅器４２の出
力が低下し、制御回路２のスイッチング素子３と４への
ドライブ信号の発生が停止する。このとき、ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図２に示すように間欠的に動作休止とな
る。したがって、負荷１３への出力電圧が低下して、軽
負荷用基準電源２３の基準電圧まで到達すると誤差増幅
器２２がオフとなり、制御回路２が再びスイッチング素
子３と４へのドライブ信号を発生する。この時の各部の
波形は図２に示す通りである。以後この動作が繰り返さ
れ、軽負荷用基準電源２３の基準電圧で決定される出力
電圧でほぼ一定に保たれる。このように、制御回路２
は、スイッチング素子３と４へのドライブ信号の発生と
停止を反復する間欠発振状態となり、消費電力が顕著に
減少する利点がある。このように、本実施例では、スイ
ッチ２１を切り換えることにより、安定化用の出力電圧
と軽負荷用の出力電圧とを取り出すことができる。
ンになると、誤差増幅器２２はオンとなり、フォトカプ
ラ２４が作動され、誤差増幅器４２の非反転入力端子の
電圧レベルが低下する。このため、誤差増幅器４２の出
力が低下し、制御回路２のスイッチング素子３と４への
ドライブ信号の発生が停止する。このとき、ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、図２に示すように間欠的に動作休止とな
る。したがって、負荷１３への出力電圧が低下して、軽
負荷用基準電源２３の基準電圧まで到達すると誤差増幅
器２２がオフとなり、制御回路２が再びスイッチング素
子３と４へのドライブ信号を発生する。この時の各部の
波形は図２に示す通りである。以後この動作が繰り返さ
れ、軽負荷用基準電源２３の基準電圧で決定される出力
電圧でほぼ一定に保たれる。このように、制御回路２
は、スイッチング素子３と４へのドライブ信号の発生と
停止を反復する間欠発振状態となり、消費電力が顕著に
減少する利点がある。このように、本実施例では、スイ
ッチ２１を切り換えることにより、安定化用の出力電圧
と軽負荷用の出力電圧とを取り出すことができる。
【００１６】図１に示す回路では、誤差増幅器４２の入
力端子間の浮遊容量４４を使用しているため、制御回路
２のドライブ信号の非発生時間、即ちスイッチング素子
３、４の休止期間は短い。そこで、スイッチング素子
３、４の十分な休止期間を得る場合には、コンデンサを
新たに接続する。
力端子間の浮遊容量４４を使用しているため、制御回路
２のドライブ信号の非発生時間、即ちスイッチング素子
３、４の休止期間は短い。そこで、スイッチング素子
３、４の十分な休止期間を得る場合には、コンデンサを
新たに接続する。
【００１７】次に、図３は、スイッチング素子３、４の
所望の休止期間が得られる本発明の第２の実施例を示
す。図３は、電源２５、時定数用抵抗２６及び時定数用
コンデンサ２７を図１のホトカプラ２４に更に追加して
構成されるＤＣ−ＤＣコンバータであり、通常の全負荷
時の動作は、図７の回路と全く同様である。待機時等の
軽負荷時に、スイッチ２１がオンになると、誤差増幅器
２２はオンとなり、フォトカプラ２４もオンとなる。ま
た、フォトカプラ２４の受光トランジスタ２４ｂはオン
となり、コンデンサ２７を急速に放電して制御回路２の
オン／オフ制御端子２ｃと２ｄ間の電位が低下する。こ
の場合、浮遊容量４４に蓄積された電荷はコンデンサ２
７に流れる電流によって減少される。このため、制御回
路２からスイッチング素子３と４へのドライブ信号の発
生が停止され、負荷１３への出力電圧が低下する。軽負
荷用基準電源２３の基準電圧まで出力電圧が低下する
と、誤差増幅器２２が出力の発生を停止し、フォトカプ
ラ２４もオフとなる。その後、抵抗２６を通じて電源２
５からコンデンサ２７に電流が供給され、コンデンサ２
７に充電が開始される。この充電電圧が制御回路２の誤
差増幅器４２の基準電源４３の基準電圧より高くなる
と、誤差増幅器４２が出力を生ずるから、制御回路２は
再びスイッチング素子３と４へのドライブ信号を発生す
る。以後この動作が繰返され、出力電圧がほぼ一定に保
たれる。したがって、制御回路２は、スイッチング素子
３と４へのドライブ信号の発生と停止を反復する間欠発
振状態となり、消費電力が顕著に減少する利点がある。
第２の実施例では、抵抗２６とコンデンサ２７のＣＲ時
定数を任意に設定できるため、間欠発振の周期を容易に
調整できる。動作時の各部の波形は図２（ａ）〜（ｅ）
と同様である。ただし、コンデンサ２７の使用により間
欠発振中の動作休止期間を長くとることができる。
所望の休止期間が得られる本発明の第２の実施例を示
す。図３は、電源２５、時定数用抵抗２６及び時定数用
コンデンサ２７を図１のホトカプラ２４に更に追加して
構成されるＤＣ−ＤＣコンバータであり、通常の全負荷
時の動作は、図７の回路と全く同様である。待機時等の
軽負荷時に、スイッチ２１がオンになると、誤差増幅器
２２はオンとなり、フォトカプラ２４もオンとなる。ま
た、フォトカプラ２４の受光トランジスタ２４ｂはオン
となり、コンデンサ２７を急速に放電して制御回路２の
オン／オフ制御端子２ｃと２ｄ間の電位が低下する。こ
の場合、浮遊容量４４に蓄積された電荷はコンデンサ２
７に流れる電流によって減少される。このため、制御回
路２からスイッチング素子３と４へのドライブ信号の発
生が停止され、負荷１３への出力電圧が低下する。軽負
荷用基準電源２３の基準電圧まで出力電圧が低下する
と、誤差増幅器２２が出力の発生を停止し、フォトカプ
ラ２４もオフとなる。その後、抵抗２６を通じて電源２
５からコンデンサ２７に電流が供給され、コンデンサ２
７に充電が開始される。この充電電圧が制御回路２の誤
差増幅器４２の基準電源４３の基準電圧より高くなる
と、誤差増幅器４２が出力を生ずるから、制御回路２は
再びスイッチング素子３と４へのドライブ信号を発生す
る。以後この動作が繰返され、出力電圧がほぼ一定に保
たれる。したがって、制御回路２は、スイッチング素子
３と４へのドライブ信号の発生と停止を反復する間欠発
振状態となり、消費電力が顕著に減少する利点がある。
第２の実施例では、抵抗２６とコンデンサ２７のＣＲ時
定数を任意に設定できるため、間欠発振の周期を容易に
調整できる。動作時の各部の波形は図２（ａ）〜（ｅ）
と同様である。ただし、コンデンサ２７の使用により間
欠発振中の動作休止期間を長くとることができる。
【００１８】第１及び第２の実施例では、安定化用基準
電源１５と軽負荷用基準電源２３とを併有するため、安
定化用基準電源１５と誤差増幅器１４との作動により、
制御回路２が負荷１３への出力電圧を上昇させる作用
と、軽負荷用基準電源２３と誤差増幅器２２との作動に
より出力電圧を間欠的に降下させる作用とが同時に発生
する場合があり、好ましくない。しかしながら、待機時
等の軽負荷時に、フォトカプラ１６を強制的にオンに切
替えて、一層の消費電力の低減を計ってもよい。
電源１５と軽負荷用基準電源２３とを併有するため、安
定化用基準電源１５と誤差増幅器１４との作動により、
制御回路２が負荷１３への出力電圧を上昇させる作用
と、軽負荷用基準電源２３と誤差増幅器２２との作動に
より出力電圧を間欠的に降下させる作用とが同時に発生
する場合があり、好ましくない。しかしながら、待機時
等の軽負荷時に、フォトカプラ１６を強制的にオンに切
替えて、一層の消費電力の低減を計ってもよい。
【００１９】本発明の第３の実施例を示す図４の制御回
路２において、３８は放電時定数を与える抵抗、３９は
コンデンサである。図１の回路から明かなように、充電
回路を構成するフォトカプラ２４により受け取る制御信
号により、抵抗３８とコンデンサ３９からなる時定数回
路を通してコンデンサ３０を充電する。この充電電流に
より放電回路３２がオフとなり、コンデンサ３０の波形
は、図５（ａ）に示すように、三角波の放電が途中で中
止した状態となり、間欠発振状態となるので、消費電力
の低減が可能である。図４に示す回路では、抵抗３８と
コンデンサ３９の時定数により間欠発振周波数を適宜変
更することが可能である。また、充電回路の代わりに放
電回路の時定数を使用して間欠発振周波数を変更しても
よい。
路２において、３８は放電時定数を与える抵抗、３９は
コンデンサである。図１の回路から明かなように、充電
回路を構成するフォトカプラ２４により受け取る制御信
号により、抵抗３８とコンデンサ３９からなる時定数回
路を通してコンデンサ３０を充電する。この充電電流に
より放電回路３２がオフとなり、コンデンサ３０の波形
は、図５（ａ）に示すように、三角波の放電が途中で中
止した状態となり、間欠発振状態となるので、消費電力
の低減が可能である。図４に示す回路では、抵抗３８と
コンデンサ３９の時定数により間欠発振周波数を適宜変
更することが可能である。また、充電回路の代わりに放
電回路の時定数を使用して間欠発振周波数を変更しても
よい。
【００２０】本発明の実施態様は前記の実施例に限定さ
れず、種々の変更が可能である。例えば、第１及び第２
の実施例に示す共振型電源に限定されず、それ以外の電
源にも適用可能である。また、周波数制御の代わりに、
パルス幅（ＰＷＭ）を制御するフォワード型コンバータ
及びフライバック型コンバータにも適用できることは理
解されよう。また、図６では、スイッチング素子として
使用するバイポーラ型トランジスタ１７と１８にそれぞ
れ並列にダイオード１９と２０とを接続すると共に、コ
ンデンサ８をコンデンサ８ａと８ｂの二つに分けて、リ
アトル７をトランス９のリーケージインダクタンスに置
き換えた構造でもよい。この他にも、ハーフブリッジ型
からフルブリッジ型へ変更したり、センタータップ型に
変更したり、出力整流回路をブリッジ型及び倍電圧型に
変更することも可能である。
れず、種々の変更が可能である。例えば、第１及び第２
の実施例に示す共振型電源に限定されず、それ以外の電
源にも適用可能である。また、周波数制御の代わりに、
パルス幅（ＰＷＭ）を制御するフォワード型コンバータ
及びフライバック型コンバータにも適用できることは理
解されよう。また、図６では、スイッチング素子として
使用するバイポーラ型トランジスタ１７と１８にそれぞ
れ並列にダイオード１９と２０とを接続すると共に、コ
ンデンサ８をコンデンサ８ａと８ｂの二つに分けて、リ
アトル７をトランス９のリーケージインダクタンスに置
き換えた構造でもよい。この他にも、ハーフブリッジ型
からフルブリッジ型へ変更したり、センタータップ型に
変更したり、出力整流回路をブリッジ型及び倍電圧型に
変更することも可能である。
【００２１】
【発明の効果】前述のように、軽負荷時に、制御回路を
間欠発振させてＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を著し
く低減することができる。
間欠発振させてＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を著し
く低減することができる。
【図１】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第１の
実施例を示す回路図
実施例を示す回路図
【図２】 図１の各部の電流波形又は電圧波形を示すタ
イムチャート
イムチャート
【図３】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第２の
実施例を示す回路図
実施例を示す回路図
【図４】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第３の
実施例を示す回路図
実施例を示す回路図
【図５】 定常時と間欠発振時の図４の各部の電圧波形
を示すタイムチャート
を示すタイムチャート
【図６】 本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの第４の
実施例を示す回路図
実施例を示す回路図
【図７】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
【図８】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータに使用する制御
回路の回路図
回路の回路図
【図９】 図７に示す回路の各部の波形を示すタイムチ
ャート
ャート
１．．．直流電源、 ２．．．制御回路、 ３、
４．．．スイッチング素子、９．．．トランス、 ９
ａ．．．第１の巻線、 ９ｂ．．．第２の巻線、 ９
ｃ．．．第３の巻線、 ２１．．．スイッチ、 ２
２．．．誤差増幅器、 ２３．．．軽負荷用基準電源、
２６、３８．．．抵抗、 ２７、３０、３９．．．コ
ンデンサ、 ３１．．．充電回路、３２．．．放電回路
４．．．スイッチング素子、９．．．トランス、 ９
ａ．．．第１の巻線、 ９ｂ．．．第２の巻線、 ９
ｃ．．．第３の巻線、 ２１．．．スイッチ、 ２
２．．．誤差増幅器、 ２３．．．軽負荷用基準電源、
２６、３８．．．抵抗、 ２７、３０、３９．．．コ
ンデンサ、 ３１．．．充電回路、３２．．．放電回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源及びトランスの第１の巻線に直
列に接続されたスイッチング素子の制御端子に対して制
御回路から断続的なドライブ信号を付与するとともに、
前記トランスの第２の巻線の出力電圧を安定化用基準電
圧のレベルと比較して、その差に対応する出力に基づい
て前記制御回路のドライブ信号を制御することにより、
前記トランスの第２の巻線から安定化した前記出力電圧
を取出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記安定化用基準電圧のレベルよりも低い軽負荷時安定
化用基準電圧のレベルと前記出力電圧を比較し、その比
較出力に基づいて前記スイッチング素子を間欠的に制御
して、前記軽負荷時安定化用基準電圧のレベルに対応し
た出力電圧を選択的に取り出すことを特徴としたＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源及びトランスの第１の巻線に直
列に接続されたスイッチング素子の制御端子に対して制
御回路から断続的なドライブ信号を付与するとともに、
コンデンサと、該コンデンサを充電する時定数回路と、
前記コンデンサを放電する放電時定数回路とを前記制御
回路に設け、前記コンデンサの充電及び放電を交互に行
い、前記コンデンサの充電期間又は放電期間のいずれか
一方を前記スイッチング素子をオン時間とし他方をオフ
時間とするように前記制御回路から付与されるドライブ
信号を制御し、前記トランスの第２の巻線の出力電圧を
安定化用基準電圧のレベルと比較して、その差に対応す
る出力に基づいて前記制御回路のドライブ信号を制御す
ることにより、前記トランスの第２の巻線から安定化し
た出力電圧を取出すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記安定化用基準電圧よりも低い軽負荷時安定化用基準
電圧と前記出力電圧を比較し、その比較出力に基づいて
前記放電時定数回路又は充電時定数回路を制御すること
によって前記スイッチング素子を制御し、前記軽負荷時
安定化用基準電圧のレベルに対応した出力電圧を選択的
に取り出すことを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6266834A JPH08130871A (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6266834A JPH08130871A (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130871A true JPH08130871A (ja) | 1996-05-21 |
Family
ID=17436311
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6266834A Pending JPH08130871A (ja) | 1994-10-31 | 1994-10-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08130871A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0875983A2 (en) * | 1997-04-30 | 1998-11-04 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
| US6088243A (en) * | 1998-03-10 | 2000-07-11 | Fidelix Y.K. | Power supply apparatus |
| EP1032106A2 (de) * | 1999-02-25 | 2000-08-30 | GRUNDIG Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Energieversorgung elektrischer Verbraucher |
| EP1071198A1 (en) * | 1999-07-05 | 2001-01-24 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Power supply unit |
| JP2009055691A (ja) * | 2007-08-24 | 2009-03-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009189108A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
| JP2010206949A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
| JP2011083079A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源の制御回路 |
| JP2011083055A (ja) * | 2009-10-02 | 2011-04-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源の制御回路 |
| JP2016052161A (ja) * | 2014-08-29 | 2016-04-11 | サンケン電気株式会社 | 電流共振型電源装置 |
-
1994
- 1994-10-31 JP JP6266834A patent/JPH08130871A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0875983A3 (en) * | 1997-04-30 | 2000-10-04 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| EP0875983A2 (en) * | 1997-04-30 | 1998-11-04 | Fidelix Y.K. | A power supply apparatus |
| US6088243A (en) * | 1998-03-10 | 2000-07-11 | Fidelix Y.K. | Power supply apparatus |
| JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
| JP4562826B2 (ja) * | 1998-06-12 | 2010-10-13 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | スイッチトモード電源及びマイクロプロセッサを有する装置 |
| EP1032106A3 (de) * | 1999-02-25 | 2003-07-09 | GRUNDIG Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Energieversorgung elektrischer Verbraucher |
| EP1032106A2 (de) * | 1999-02-25 | 2000-08-30 | GRUNDIG Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Energieversorgung elektrischer Verbraucher |
| US6519163B1 (en) | 1999-07-05 | 2003-02-11 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Power supply unit |
| EP1071198A1 (en) * | 1999-07-05 | 2001-01-24 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Power supply unit |
| JP2009055691A (ja) * | 2007-08-24 | 2009-03-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009189108A (ja) * | 2008-02-05 | 2009-08-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
| JP2010206949A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
| JP2011083055A (ja) * | 2009-10-02 | 2011-04-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源の制御回路 |
| JP2011083079A (ja) * | 2009-10-05 | 2011-04-21 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源の制御回路 |
| JP2016052161A (ja) * | 2014-08-29 | 2016-04-11 | サンケン電気株式会社 | 電流共振型電源装置 |
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