JP7148230B2 - 真空ポンプ及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は真空ポンプ及び制御装置に係わり、特に定常運転時には高精度な安定した制御が行えると共に、外乱に強く、かつ、ポンプの停止時間が短く、小型化の図られた真空ポンプ及び制御装置に関する。

近年のエレクトロニクスの発展に伴い、メモリや集積回路といった半導体の需要が急激に増大している。
これらの半導体は、きわめて純度の高い半導体基板に不純物をドープして電気的性質を与えたり、エッチングにより半導体基板上に微細な回路を形成したりなどして製造される。
そして、これらの作業は空気中の塵等による影響を避けるため高真空状態のチャンバ内で行われる必要がある。このチャンバの排気には、一般に真空ポンプが用いられているが、特に残留ガスが少なく、保守が容易等の点から真空ポンプの中の一つであるターボ分子ポンプが多用されている。

また、半導体の製造工程では、さまざまなプロセスガスを半導体の基板に作用させる工程が数多くあり、ターボ分子ポンプはチャンバ内を真空にするのみならず、これらのプロセスガスをチャンバ内から排気するのにも使用される。
更に、ターボ分子ポンプは、電子顕微鏡等の設備において、粉塵等の存在による電子ビームの屈折等を防止するため、電子顕微鏡等のチャンバ内の環境を高度の真空状態にするのにも用いられている。
このターボ分子ポンプは回転体を磁気浮上制御するため磁気軸受装置を備えている。そして、この磁気軸受装置では、回転体の加速運転中に共振点を通過する際や定速運転中に外乱が発生した際等に、高速かつ強い力での回転体の位置制御をする必要がある。

図７に従来の磁気軸受制御の例を示す。図７において、ロータ軸１１３の半径方向の位置を径方向位置センサ１０７、１０８で検出する。この径方向位置センサ１０７、１０８で検出した半径方向の位置信号と変位指令値Ｘ₀とが減算器１に入力され、この減算器１で偏差が算出される。この偏差信号はＰＩＤ２で調整された後、加算器３で所定の定常電流と加算される。そして、ここで加算された信号は切替ユニット４に入力される。この切替ユニット４を出た信号Ａはアンプ回路５で５０Ｖ程度の高電圧で信号増幅された後、混合器６を経て径方向電磁石１０４、１０５の電磁石巻線に対し電流が流される。なお、この電磁石巻線を流れる電流は電流検出回路７で検出され、アンプ回路５の入力側に戻されることで電流調整がされる。

一方、減算器１で算出された偏差信号はＰＩＤ１２にも入力され、このＰＩＤ１２で調整された後、加算器１３で所定の定常電流と加算される。そして、ここで加算された信号は切替ユニット４に入力される。この切替ユニット４を出た信号Ｂはアンプ回路１５で１５Ｖ程度の低電圧で信号増幅された後、混合器６を経て径方向電磁石１０４、１０５の電磁石巻線に対し電流が流される。なお、この電磁石巻線を流れる電流は電流検出回路７で検出され、アンプ回路１５の入力側に戻されることで電流調整がされる。

このように、電源としては、通常運転時における１５Ｖ程度の低電圧以外に、電磁石巻線に流す電流の急速な増加ができるように５０Ｖ程度の高電圧が使用されている。
そして、電磁石巻線を流れる電流の変化速度を検出することで高電圧電源から電力が供給される場合（以下、高電圧モードという）と、低電圧電源から電力が供給される場合（以下、低電圧モードという）とに切替ユニット４において切り替え制御が行われている。
即ち、低振動運転を必要とする状態では低電圧モードで動作させ、これ以外の外乱が生じ得る状態では高電圧モードで動作させることで、突然外乱が発生しても、回転体を保護するようにしている（特許文献１参照）。
また、従来、回生電力を電磁石で消費することで、回生抵抗やその周辺回路を無くして省スペース化とコストダウンを実現した小型ポンプが実現されている（特許文献２参照）。

特開２００４－２８６０４５号公報 特開２０１４－１１０６５３号公報

ところで、このように２種類の電源やアンプ回路等を用意することは制御装置の小型化や省電力化の妨げとなる。また、２種類の電源やアンプ回路等のいずれか一方は、電磁石を駆動するための回路が動作しない状態となるため待機電力が増える。
更に、電磁石巻線を流れる電流の変化速度を実測で検出することはノイズによる影響を受け易く、また、制御応答の遅れを生ずる恐れもある。

更に、ターボ分子ポンプのモータの回生エネルギーを消費するために一般的には回生抵抗が接続されている。この回生抵抗を省略出来れば、制御装置の一層の小型化に繋がるが、回生抵抗を省略するとモータが停止するまでのブレーキ時間が長くかかるようになる。この点を回避するために、特許文献２のように磁気軸受の電磁石巻線でエネルギーを消費させることでブレーキ時間を短くするという方策が考えられるが、かかる制御を行うために独立した制御回路を設置することはその分コスト高にも繋がる恐れがある。
また、この特許文献２の技術では、定常電流（バイアス電流）の設定値は一つだけである。このため、静止浮上時や起動時のバイアス電流も大きくする必要があり、この場合は発熱の問題が懸念される。また、逆にバイアス電流を小さくしてしまうと回生時に軽負荷となるため、ブレーキ時間が長くなることが推測される。

本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、定常運転時には高精度な安定した制御が行えると共に、外乱に強く、かつ、ポンプの停止時間が短く、小型化の図られた真空ポンプ及び制御装置を提供することを目的とする。

このため本発明（請求項１）は真空ポンプの発明であって、電磁石により空中に浮上支持される回転体と、該回転体の径方向若しくは軸方向の位置を検出する位置センサと、前記回転体が所定の位置となる様に前記電磁石を励磁制御する励磁制御回路と、該位置センサで検出した位置と前記所定の位置との差を演算する減算器と、該減算器の出力を基に制御ゲインを大きくする高剛性モード調整手段と、前記減算器の出力を基に制御ゲインを小さくする低剛性モード調整手段と、該低剛性モード調整手段の出力信号と前記高剛性モード調整手段の出力信号とを合成する出力信号合成手段と、該出力信号合成手段で合成された出力信号を増幅する増幅手段と、該増幅手段で増幅された出力信号に基づき前記電磁石の巻線に対し電流が流され、前記高剛性モード調整手段で調整される信号と前記低剛性モード調整手段で調整される信号とが第１の比率に基づき調整されることを特徴とする。

低剛性モード調整手段の出力信号と高剛性モード調整手段の出力信号とを合成して増幅手段に入力するようにしたため、増幅手段は一つで済み、この増幅手段は一種類の直流電源により駆動されることが可能である。このため、装置の小型化や省電力化に繋がる。また、高剛性モード調整手段で調整される信号と低剛性モード調整手段で調整される信号とが第１の比率に基づきソフトウェアで調整されるので合成方法も簡単である。

また、本発明（請求項２）は真空ポンプの発明であって、前記低剛性モード調整手段で調整される信号を抽出する信号抽出手段と、該信号抽出手段で抽出された信号に基づき前記第１の比率が設定されることを特徴とする。

低剛性モード調整手段で調整される信号を抽出し、この信号に基づき第１の比率を設定するようにしたので、従来のように電磁石巻線を流れる電流の変化速度を実測で検出することによるノイズの影響や、制御応答の遅れを生ずることは無い。

更に、本発明（請求項３）は真空ポンプの発明であって、前記信号抽出手段で抽出された信号の変化が予め定めた所定値以上か否かを判断する信号変化判断手段を備え、該信号変化判断手段で前記信号の変化が予め定めた所定値以上と判断されたとき、前記低剛性モード調整手段による調整から前記高剛性モード調整手段による調整にＰＷＭ（pulse width modulation）周波数のクロック幅の数倍の時間で切り替えられることを特徴とする。

信号抽出手段で抽出された信号の変化が予め定めた所定値以上のときに外乱が作用したと判断する。この場合に低剛性モード調整手段による調整から高剛性モード調整手段による調整に、ＰＷＭ（pulse width modulation）周波数のクロック幅の数倍の時間で瞬時に切り替えられるようにした。
このことにより、外乱を迅速に抑えることができる。

更に、本発明（請求項４）は真空ポンプの発明であって、前記信号変化判断手段における信号の変化が前記電磁石の巻線に流される電流に対する電流指令値、該電流指令値の増減値、又は、前記クロック幅以上の期間における指示電流の変化分の平均値のいずれかに基づくことを特徴とする。

更に、本発明（請求項５）は真空ポンプの発明であって、前記回転体のブレーキ信号が入力されたときに、前記減算器の出力を高バイアスに調整する高バイアスモード調整手段を更に備え、該高バイアスモード調整手段で調整される信号と前記出力信号合成手段で合成された出力信号とが第２の比率に基づき調整され、該調整された信号が前記増幅手段に入力されることを特徴とする。

高バイアスモード調整手段で調整される信号と出力信号合成手段で合成された出力信号とが第２の比率に基づき調整され、この調整された信号が増幅手段に入力されるようにしたので、増幅手段は一つで済み、この増幅手段は一種類の直流電源により駆動されることが可能である。このため、装置の小型化や省電力化に繋がる。また、回生抵抗も省略出来ているため一層の小型化に繋がる。第２の比率に基づき高バイアスモード調整手段で調整される信号を調整したのでブレーキ時間を短くすることができる。

更に、本発明（請求項６）は真空ポンプの発明であって、前記第１の比率と前記第２の比率が時間の経過と共に０～１の範囲で変化され、前記高剛性モード調整手段による調整から前記低剛性モード調整手段による調整への切り替え、又は、前記高剛性モード調整手段による調整、若しくは、前記低剛性モード調整手段による調整から前記高バイアスモード調整手段による調整への切り替えは数秒かけてゆっくり行われることを特徴とする。

このように第１の比率と第２の比率を数秒かけてゆっくり変化させることにより、制御が安定して行える

更に、本発明（請求項７）は真空ポンプの発明であって、前記高剛性モード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し高剛性用に設定された定常電流が加えられて生成され、前記低剛性モード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し低剛性用に設定された定常電流が加えられて生成され、前記高バイアスモード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し高バイアス用に設定された定常電流が加えられて生成されることを特徴とする。

それぞれのモードに適した定常電流を加えることで、安定した制御が行える。

更に、本発明（請求項８）は真空ポンプの発明であって、前記各定常電流の大きさの関係が、前記低剛性用に設定された定常電流が前記高剛性用に設定された定常電流以下であり、かつ、該高剛性用に設定された定常電流が前記高バイアス用に設定された定常電流よりも小さいことを特徴とする。

高バイアス用に設定された定常電流を大きく設定したことで、電磁石巻線の負荷でブレーキ時の回生エネルギーを消費出来る。

更に、本発明（請求項９）は制御装置の発明であって、請求項１～８のいずれか一項に記載の真空ポンプに記載された前記減算器、前記高剛性モード調整手段、前記低剛性モード調整手段、前記出力信号合成手段、前記増幅手段を備えたことを特徴とする。

以上説明したように本発明によれば、低剛性モード調整手段の出力信号と高剛性モード調整手段の出力信号とを合成して増幅手段に入力するように構成したため、増幅手段は一つで済み、この増幅手段は一種類の直流電源により駆動されることが可能である。このため、装置の小型化や省電力化に繋がる。また、高剛性モード調整手段で調整される信号と低剛性モード調整手段で調整される信号とが第１の比率に基づきソフトウェアで調整されるので合成方法も簡単である。

ターボ分子ポンプの構成図 本発明である制御時における剛性切り替えのブロック図 本発明の剛性切り替えの処理を示すフローチャート図 低剛性モードと高剛性モードと高バイアスモード間の状態遷移図 ３つのモードにおける制御ゲインと定常電流との関係 電流指令値のタイムチャートの例 従来の磁気軸受制御の例

以下、本発明の実施形態について説明する。図１にターボ分子ポンプの構成図を示す。
図１において、ポンプ本体１００の円筒状の外筒１２７の上端には吸気口１０１が形成されている。外筒１２７の内方には、ガスを吸引排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・を周部に放射状かつ多段に形成した回転体１０３を備える。
この回転体１０３の中心にはロータ軸１１３が取り付けられており、このロータ軸１１３は、例えば、いわゆる５軸制御の磁気軸受により空中に浮上支持かつ位置制御されている。

上側径方向電磁石１０４は、４個の電磁石が、ロータ軸１１３の径方向の座標軸であって互いに直交するＸ軸とＹ軸とに対をなして配置されている。この上側径方向電磁石１０４に近接かつ対応されて４個の電磁石からなる上側径方向センサ１０７が備えられている。この上側径方向センサ１０７はロータ軸１１３の径方向変位を検出し、制御装置２００に送るように構成されている。

制御装置２００においては、上側径方向センサ１０７が検出した変位信号に基づき、ＰＩＤ調節機能を有する補償回路を介して上側径方向電磁石１０４の励磁を制御し、ロータ軸１１３の上側の径方向位置を調整する。この補償回路を含めた制御ループ（励磁制御回路に相当する）については後述する。
ロータ軸１１３は、高透磁率材（鉄など）などにより形成され、上側径方向電磁石１０４の磁力により吸引されるようになっている。かかる調整は、Ｘ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ独立して行われる。

また、下側径方向電磁石１０５及び下側径方向センサ１０８が、上側径方向電磁石１０４及び上側径方向センサ１０７と同様に配置され、ロータ軸１１３の下側の径方向位置を上側の径方向位置と同様に調整している。
更に、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂが、ロータ軸１１３の下部に備えた円板状の金属ディスク１１１を上下に挟んで配置されている。金属ディスク１１１は、鉄などの高透磁率材で構成されている。ロータ軸１１３の軸方向変位を検出するために軸方向センサ１０９が備えられ、その軸方向変位信号が制御装置２００に送られるように構成されている。

そして、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂは、この軸方向変位信号に基づき制御装置２００のＰＩＤ調節機能を有する補償回路を介して励磁制御されるようになっている。この補償回路を含めた制御ループについても後述する。軸方向電磁石１０６Ａと軸方向電磁石１０６Ｂは、磁力により金属ディスク１１１をそれぞれ上方と下方とに吸引する。
このように、制御装置２００は、この軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂが金属ディスク１１１に及ぼす磁力を適当に調節し、ロータ軸１１３を軸方向に磁気浮上させ、空間に非接触で保持するようになっている。

モータ１２１は、ロータ軸１１３を取り囲むように周状に配置された複数の磁極を備えている。各磁極は、ロータ軸１１３との間に作用する電磁力を介してロータ軸１１３を回転駆動するように、制御装置２００によって制御されている。
回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・とわずかの空隙を隔てて複数枚の固定翼１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃ・・・が配設されている。回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・は、それぞれ排気ガスの分子を衝突により下方向に移送するため、ロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成されている。

また、固定翼１２３も、同様にロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成され、かつ外筒１２７の内方に向けて回転翼１０２の段と互い違いに配設されている。
そして、固定翼１２３の一端は、複数の段積みされた固定翼スペーサ１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃ・・・の間に嵌挿された状態で支持されている。
固定翼スペーサ１２５はリング状の部材であり、例えばアルミニウム、鉄、ステンレス、銅などの金属、又はこれらの金属を成分として含む合金などの金属によって構成されている。

固定翼スペーサ１２５の外周には、わずかの空隙を隔てて外筒１２７が固定されている。外筒１２７の底部にはベース部１２９が配設され、固定翼スペーサ１２５の下部とベース部１２９の間にはネジ付きスペーサ１３１が配設されている。そして、ベース部１２９中のネジ付きスペーサ１３１の下部には排気口１３３が形成され、外部に連通されている。

ネジ付きスペーサ１３１は、アルミニウム、銅、ステンレス、鉄、又はこれらの金属を成分とする合金などの金属によって構成された円筒状の部材であり、その内周面に螺旋状のネジ溝１３１ａが複数条刻設されている。
ネジ溝１３１ａの螺旋の方向は、回転体１０３の回転方向に排気ガスの分子が移動したときに、この分子が排気口１３３の方へ移送される方向である。

回転体１０３の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・に続く最下部には円筒部１０２ｄが垂下されている。この円筒部１０２ｄの外周面は、円筒状で、かつネジ付きスペーサ１３１の内周面に向かって張り出されており、このネジ付きスペーサ１３１の内周面と所定の隙間を隔てて近接されている。

ベース部１２９は、ターボ分子ポンプ１０の基底部を構成する円盤状の部材であり、一般には鉄、アルミニウム、ステンレスなどの金属によって構成されている。
ベース部１２９はターボ分子ポンプ１０を物理的に保持すると共に、熱の伝導路の機能も兼ね備えているので、鉄、アルミニウムや銅などの剛性があり、熱伝導率も高い金属が使用されるのが望ましい。

かかる構成において、回転翼１０２がモータ１２１により駆動されてロータ軸１１３と共に回転すると、回転翼１０２と固定翼１２３の作用により、吸気口１０１を通じてチャンバからの排気ガスが吸気される。
吸気口１０１から吸気された排気ガスは、回転翼１０２と固定翼１２３の間を通り、ベース部１２９へ移送される。このとき、排気ガスが回転翼１０２に接触又は衝突する際に生ずる摩擦熱や、モータ１２１で発生した熱の伝導や輻射などにより、回転翼１０２の温度は上昇するが、この熱は、輻射又は排気ガスの気体分子等による伝導により固定翼１２３側に伝達される。

固定翼スペーサ１２５は、外周部で互いに接合しており、固定翼１２３が回転翼１０２から受け取った熱や排気ガスが固定翼１２３に接触又は衝突する際に生ずる摩擦熱などを外筒１２７やネジ付きスペーサ１３１へと伝達する。
ネジ付きスペーサ１３１に移送されてきた排気ガスは、ネジ溝１３１ａに案内されつつ排気口１３３へと送られる。

次に、本発明である制御時における剛性（電磁石の励磁制御モードに相当する）切り替えの方法について説明する。図２に剛性切り替えのブロック図を示す。なお、図７と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
この剛性切り替えのブロック図は数１に基づく制御を具現化したものである。数１は大外乱を検出したり、ブレーキ状態を検出することでα、βの値が演算され、この値に基づき電流指令値が算出されることを意味している。

（数１）
電流指令値＝（１－β）×（α×低剛性電流指令値＋（１－α）×高剛性電流指令値）＋β×高バイアス電流指令値

ここに、
α：低剛性電流指令値と高剛性電流指令値の割合
β：低剛性電流指令値と高剛性電流指令値の合成結果と高バイアス電流指令値の割合
に相当する。
図２の剛性切り替えブロック図において、減算器１で算出された位置偏差は３つのモードのＰＩＤ２２、３２、４２にそれぞれ入力されるようになっている。ＰＩＤ２２は高バイアスモード調整手段に相当する高バイアスモード用のＰＩＤ調節器であり、ＰＩＤ３２は高剛性モード調整手段に相当する高剛性モード用のＰＩＤ調節器であり、ＰＩＤ４２は低剛性モード調整手段に相当する低剛性モード用のＰＩＤ調節器である。ＰＩＤ２２で調節された信号は加算器２３において後述する高バイアス定常電流と加算され、加算器２３より高バイアス指示電流として出力されるようになっている。また、ＰＩＤ３２で調節された信号は加算器３３において後述する高剛性定常電流と加算され、加算器３３より高剛性指示電流として出力されるようになっている。更に、ＰＩＤ４２で調節された信号は加算器４３において後述する低剛性定常電流と加算され、加算器４３より低剛性指示電流として出力されるようになっている。

そして、ＰＩＤ４２の出力信号はＰＷＭ（pulse width modulation）周波数のクロック毎に指示電流の変化分として抽出がされ、算出部４１において１クロックから数クロックの間の指示電流の変化分の平均値ΔＣがとられるようになっている。ここで平均化された指示電流の変化分の平均値ΔＣが予め設定された所定値よりも大きいか否かが切替制御部４５で演算され、その結果に応じて第１の比率に相当するα値が０から１の範囲で切替制御部４５から出力されるようになっている。但し、指示電流の変化分は平均化せずにクロック毎の値をそのまま利用するようにされてもよい。

なお、従来の図７における制御では、電磁石巻線を流れる電流の変化速度を検出することで高電圧モードと、低電圧モードとに切替ユニット４において切り替え制御を行っていたが、本発明では指示電流の変化分の平均値ΔＣをソフトウェアで検出するようにしたので、ノイズによる影響や位相の遅れが無い。このため、素早い応答で切り替えることができる。

切替制御部４５で演算されたα値を元に、乗算器３４では高剛性指示電流に対して（１－α）倍が掛け合わせられている。また、乗算器４４では低剛性指示電流に対してα倍が掛け合わせられている。
乗算器３４の出力信号と乗算器４４の出力信号とは出力信号合成手段に相当する加算器３５で加算されるようになっている。
一方、図示しない監視装置（SuperVisor)からブレーキ指示が出された場合には切替制御部４６で第２の比率に相当するβ値が演算され０から１の範囲で出力されるようになっている。
この切替制御部４６で演算されたβ値は乗算器２６において高バイアス指示電流に対してβ倍に掛け合わせられている。また、乗算器３６において加算器３５の出力信号に対して（１－β）倍に掛け合わせられている。そして、乗算器２６の出力信号と乗算器３６の出力信号とが加算器２７で加算されるようになっている。加算器２７の出力が数１の電流指令値に相当する。この加算器２７で加算された信号は増幅手段に相当するアンプ回路２９に入力されるようになっている。このアンプ回路２９は一種類の直流電源により駆動されている。

図３に本発明の剛性切り替えの処理をフローチャートに示す。また、図４に低剛性モードと高剛性モードと高バイアスモード間の状態遷移図を示す。
図３のステップ１（図中Ｓ１と示す。以下同様）で本処理がシステムの電源投入によりスタートされる。この電源投入直後は、図４の状態遷移図に示すように高剛性モード（2:High bias)に移行する(図４中符号０の遷移)。

この静止浮上直後は高剛性モード（2：High rigid)で、外乱が無ければこの高剛性モードから低剛性モード（1:Low rigid）へと回転体を正常な浮上位置に安定的に支持するために数秒内に徐々に状態遷移する(図４中符号２ａの遷移)。一例として数秒とは１～１０秒に設定する（以下、同旨）。このとき、βを０としαを０から１へ徐々に切り替える。

図３のステップ１でのスタート時における動作が完了すると、ステップ２に進み、指示電流の変化分の平均値ΔＣがＰＷＭ周波数のクロック毎に検出される。ステップ３ではブレーキ指示があるかどうかが判断され、ブレーキ指示が無い場合にはステップ４に進み指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが予め設定された所定値Ｃ_S以上か否かが切替制御部４５で判断される。そして、指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが予め設定された所定値Ｃ_S以上だった場合には外乱があったと判断され、ステップ５に進み今の状態が低剛性モードか否かが判断される。

今の状態が低剛性モードのときにはステップ６に進み高剛性モードに即座に切り替えられる(図４中符号１ａの遷移)。このとき、βは０のままαを１から０に即座に切り替える。このときの切り替え時間については後述する。一方、ステップ５で、今の状態が低剛性モードでないときには今の状態を維持し、ステップ２に戻り指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが検出される。

ステップ４で指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが予め設定された所定値Ｃ_S未満であった場合にはステップ７に進み今の状態が高剛性モードか否かが判断される。指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが予め設定された所定値Ｃ_S未満である場合は、外乱が無く、安定した運転が可能な状態である。従って、今の状態が高剛性モードのときにはステップ８に進み低剛性モードに数秒かけて徐々に切り替えられる(図４中符号２ａの遷移)。このとき、βは０のままαを０から１に徐々に切り替える。

一方、ステップ７で今の状態が高剛性モードでないときには今の状態を維持し、ステップ２に戻り指示電流の変化分の平均値ΔＣの大きさが検出される。
なお、ステップ３でブレーキ指示があったときには、ステップ９に進み高バイアスモードへの切り替えが行われる。低剛性モードで動作中にブレーキ指示があったときには高バイアスモードへと数秒かけて徐々に切り替えられる(図４中符号１ｂの遷移)。このとき、βを０から１に徐々に切り替える。

また、高剛性モードで動作中にブレーキ指示があったときには高バイアスモードへと数秒かけて徐々に切り替えられる(図４中符号２ｂの遷移)。このとき、βを０から１に徐々に切り替える。
一旦高バイアスモードになると、ブレーキ指示が無くなってもこの高バイアスモードからいきなり低剛性モードには進めない。高バイアスモードより一旦高剛性モードを経てから低剛性モードに遷移を移動させる必要がある(図４中符号３ｂと符号２ａの遷移)。高バイアスモードより高剛性モードに遷移させる際には、αを０とし、βを１から０に徐々に切り替える。このように処理しているのは、高バイアスモードからいきなり低剛性モードにすると外乱が入ったときに収束しなくなる恐れがあるためである。
なお、β＝０のときは高バイアスモードではないときに相当し、数１は数２の通りに簡潔になり、電流指令値は低剛性電流指令値と高剛性電流指令値とが所定の割合で作用するようになる。

（数２）
電流指令値＝α×低剛性電流指令値＋（１－α）×高剛性電流指令値

また、０＜β≦１のときは高バイアスモードへ移行中であり、β＝1になったとき、数１は数３の通りに簡潔になり、電流指令値は高バイアス電流指令値だけが作用するようになる。

（数３）
電流指令値＝高バイアス電流指令値

次に、高バイアスモード、高剛性モード、低剛性モードのそれぞれのモードにおける制御ゲインと定常電流との関係について説明する。図５にこれら３つのモードにおける制御ゲインと定常電流との関係を示す。
低剛性モードは、制御ゲインを小さく、定常電流を小さくした制御を行うことで低振動時の制御に適したモードである。高剛性モードは、制御ゲインを大きくして、外乱に対する応答を良くするためのモードである。また、高バイアスモードは、径方向電磁石１０４、１０５や軸方向電磁石１０６の電磁石巻線の負荷でブレーキ時の回生エネルギーを消費するモードである。
ここに、制御ゲインの大きさの関係は数４の通りである。

（数４）
ＬＲＭ ＜ ＨＢＭ ≦ ＨＲＭ

図５を見て分かるように、高剛性モードの制御ゲインの方を高バイアスモードの制御ゲインよりも高く設定しているが、これは、高バイアスモードでの定常電流と制御ゲインを共に大きくすると発振して制御が不安定になる恐れがあるためである。
また、定常電流の大きさの関係は数５の通りである。

（数５）
ＬＲＭ ≦ ＨＲＭ ＜ ＨＢＭ

定常電流と制御ゲインが小さいほど低振動のポンプであるが、軸受剛性が弱くなるため、大外乱時に不安定になる。一例として高バイアス定常電流は０．８５Ａ、高剛性定常電流は０．５Ａ、低剛性定常電流は０．４Ａ程度に設定する。

以上の条件で加算器２７の出力である電流指令値のタイムチャートの例を図６に示す。 図６において、まず低剛性モードで運転中に時刻ｔ１で外乱が入ったとする。このとき、低剛性モードから高剛性モードへと数十ｋＨｚのＰＷＭ周波数のクロック幅の数倍程度の時間で瞬時に切り替える。ここに数倍とは１～１０倍が望ましい。この切り替えはβが０に維持されたまま、αを１から０に素早く変化させることで、例えば図６中の時刻ｔ１からｔ２間のように一次直線的に変化をさせる。この場合の一次直線的な変化は、例えば、クロック毎にαを１００％から０％に至るまで２０％ずつ小さくしていくというように制御するのが望ましい。このように素早く変化させるのは、外乱等に対する支持剛性確保のためである。

この切り替えが遅いと収束性が悪くなりロータ軸１１３がベアリングに対し接触し連れ回ったりする。このため、不安定にならない最短時間で切り替えが行われることが望ましい。
そして、時刻ｔ２からｔ３間で高剛性モードを続けて外乱を抑制する。このとき、βが０、αが０で高剛性モードを維持する。外乱が収束したら、時刻ｔ３において再び低剛性モードへと時刻ｔ３から時刻ｔ４にかけて徐々に切り替える。この切り替えはβを０とし、αを０から１に徐々に数秒程度かけて変化させることで、例えば時刻ｔ３からｔ４間のように一次直線的に変化をさせる。この場合の一次直線的な変化は、例えば、クロック毎にαを０％から１００％にまで０．１％ずつ大きくしていくというように制御するのが望ましい。数秒かけて徐々に変化させるのは制御の安定性を図るためである。

なお、時刻ｔ３からｔ４間の途中で外乱が入った場合には、時刻ｔ１からｔ２間と同様に瞬時に高剛性モードへと切り替えられる。時刻ｔ４からはβが０、αが１で低剛性モードが維持され、安定した制御が行われる。
このように、大外乱時には安定した収束が可能であり、かつ安定時には低振動なポンプを実現可能である。その後、時刻ｔ５においてブレーキ信号を受けた場合には高バイアスモードになり、βを０から１に数秒かけて徐々に変化させることで、例えば時刻ｔ５からｔ６間のように一次直線的に変化をさせる。数秒かけて徐々に変化させるのは制御の安定性を図るためである。

なお、以上の制御は径方向の制御と軸方向の制御共に同様に適用可能である。従って、５軸制御の磁気軸受において、大外乱が加わったり、ブレーキ指示を受けた場合でも低剛性モードと高剛性モードと高バイアスモードのα、βのそれぞれの設定比率を変化させることでＰＩＤの割合を変化させて各運転状況に合わせ常に安定した制御が可能となる。
図７より分かるように、従来は低電圧用のアンプ回路１５と高電圧用のアンプ回路５の２系統の回路で構成されていたが、本発明では１系統の電源とアンプ回路２９のみで構成可能である。そして、低剛性モードと高剛性モードと高バイアスモードを運転状況に応じてそれぞれの電流指令値の割合を時系列に変化させつつ合成することで、ソフトウェアにより簡潔な制御を実現したので基板を小さくできる。
即ち、本発明の制御では、低剛性モードと高剛性モードと高バイアスモードのパラメータを切り替える場合、制御の連続性を考慮して、各遷移モードで変化率を最適に変化させている。例えば、高剛性から低剛性へ変化するときは２つのパラメータを瞬時にスイッチしないで、高剛性と低剛性の電流指令値にそれぞれ変化率を掛けたものを足し合わせる。その変化率を制御周期毎に徐々に変えていくことで低剛性モードへ遷移させている。このように、制御方式を変える必要がある場合でも、変化率を徐々に変えることで制御が不安定になりにくくしている。また、各遷移モードで変化率を最適に変化させているので、消費電力や発熱を抑えることができている。

更に、本発明の制御では回生用のブレーキ抵抗を配設しなくても高バイアスモードで徐々に高バイアス定常電流を流して磁気軸受側に回生させ消費させることができるので、ブレーキ時間を短縮することができる。
また本発明は剛性切替以外でも使用できる。例えば、全く異なる制御を組み合わせた場合においても設定比率を変化させることで、安定した制御切替を実現することが可能である。
なお、本発明は、本発明の精神を逸脱しない限り種々の改変をなすことができ、そして、本発明が当該改変されたものにも及ぶことは当然である。

１ 減算器
２２、３２、４２ ＰＩＤ調節器
２３、２７、３３、３５、４３ 加算器
２６、３４、３６、４４ 乗算器
２９ アンプ回路
４１ 算出部
４５、４６ 切替制御部
１００ ポンプ本体
１０３ 回転体
１０４ 上側径方向電磁石
１０５ 下側径方向電磁石
１０６ 軸方向電磁石
１０７ 上側径方向センサ
１０８ 下側径方向センサ
１０９ 軸方向センサ
１１３ ロータ軸
２００ 制御装置

Claims (9)

1. 電磁石により空中に浮上支持される回転体と、
   該回転体の径方向若しくは軸方向の位置を検出する位置センサと、
   前記回転体が所定の位置となる様に前記電磁石を励磁制御する励磁制御回路と、
   該位置センサで検出した位置と前記所定の位置との差を演算する減算器と、
   該減算器の出力を基に制御ゲインを大きくする高剛性モード調整手段と、
   前記減算器の出力を基に制御ゲインを小さくする低剛性モード調整手段と、
   該低剛性モード調整手段の出力信号と前記高剛性モード調整手段の出力信号とを合成する出力信号合成手段と、
   該出力信号合成手段で合成された出力信号を増幅する増幅手段と、
   該増幅手段で増幅された出力信号に基づき前記電磁石の巻線に対し電流が流され、
   前記高剛性モード調整手段で調整される信号と前記低剛性モード調整手段で調整される信号とが第１の比率に基づき調整されることを特徴とする真空ポンプ。
2. 前記低剛性モード調整手段で調整される信号を抽出する信号抽出手段と、
   該信号抽出手段で抽出された信号に基づき前記第１の比率が設定されることを特徴とする請求項１記載の真空ポンプ。
3. 前記信号抽出手段で抽出された信号の変化が予め定めた所定値以上か否かを判断する信号変化判断手段を備え、
   該信号変化判断手段で前記信号の変化が予め定めた所定値以上と判断されたとき、前記低剛性モード調整手段による調整から前記高剛性モード調整手段による調整にＰＷＭ（pulse width modulation）周波数のクロック幅の数倍の時間で切り替えられることを特徴とする請求項２記載の真空ポンプ。
4. 前記信号変化判断手段における信号の変化が前記電磁石の巻線に流される電流に対する電流指令値、該電流指令値の増減値、又は、前記クロック幅以上の期間における指示電流の変化分の平均値のいずれかに基づくことを特徴とする請求項３記載の真空ポンプ。
5. 前記回転体のブレーキ信号が入力されたときに、前記減算器の出力を高バイアスに調整する高バイアスモード調整手段を更に備え、
   該高バイアスモード調整手段で調整される信号と前記出力信号合成手段で合成された出力信号とが第２の比率に基づき調整され、該調整された信号が前記増幅手段に入力されることを特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載の真空ポンプ。
6. 前記第１の比率と前記第２の比率が時間の経過と共に０～１の範囲で変化され、
   前記高剛性モード調整手段による調整から前記低剛性モード調整手段による調整への切り替え、又は、前記高剛性モード調整手段による調整、若しくは、前記低剛性モード調整手段による調整から前記高バイアスモード調整手段による調整への切り替えは数秒かけてゆっくり行われることを特徴とする請求項５に記載の真空ポンプ。
7. 前記高剛性モード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し高剛性用に設定された定常電流が加えられて生成され、
   前記低剛性モード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し低剛性用に設定された定常電流が加えられて生成され、
   前記高バイアスモード調整手段で調整される信号が前記減算器の出力をＰＩＤ調節された信号に対し高バイアス用に設定された定常電流が加えられて生成されることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載の真空ポンプ。
8. 前記各定常電流の大きさの関係が、前記低剛性用に設定された定常電流が前記高剛性用に設定された定常電流以下であり、かつ、該高剛性用に設定された定常電流が前記高バイアス用に設定された定常電流よりも小さいことを特徴とする請求項７に記載の真空ポンプ。
9. 請求項１～８のいずれか一項に記載の真空ポンプに記載された前記減算器、前記高剛性モード調整手段、前記低剛性モード調整手段、前記出力信号合成手段、前記増幅手段を備えたことを特徴とする制御装置。

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