JP7126529B2 - 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク - Google Patents
位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク Download PDFInfo
- Publication number
- JP7126529B2 JP7126529B2 JP2020060147A JP2020060147A JP7126529B2 JP 7126529 B2 JP7126529 B2 JP 7126529B2 JP 2020060147 A JP2020060147 A JP 2020060147A JP 2020060147 A JP2020060147 A JP 2020060147A JP 7126529 B2 JP7126529 B2 JP 7126529B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- switched
- switching
- amplifier
- amplification system
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 152
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 58
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 58
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 32
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 5
- 208000025760 Benign familial haematuria Diseases 0.000 description 48
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 27
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 22
- 238000013461 design Methods 0.000 description 9
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 8
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 7
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 7
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 6
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 4
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 2
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001149 cognitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005670 electromagnetic radiation Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000003014 reinforcing effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
- H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2176—Class E amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
- H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/38—Impedance-matching networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/301—Indexing scheme relating to amplifiers the loading circuit of an amplifying stage comprising a coil
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/391—Indexing scheme relating to amplifiers the output circuit of an amplifying stage comprising an LC-network
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
[0002] 本願は、35U.S.C.§119(e)に基づいて、2014年12月19日に出願された米国仮特許出願第62/094,144号の出願日の権利を主張する。この仮特許出願をここで引用したことにより、その内容全体が本願にも含まれるものとする。
アナログTMNは高速で高精度のインピーダンス整合を広い範囲のインピーダンスにわたって可能にするが、高電圧レベルで動作するためには比較的高いバイアス電圧を必要とする。
、したがってある程度の抵抗性電力損失を犠牲にすれば、高い電力レベルを扱うことができる。PINダイオードおよびCMOSスイッチ・ベースのディジタルTMNは、ダイ上における集積、例えば、ソフトウェア無線(SDR:Software Defined Radio)集積回路(IC)および他のオンチップTMNに好ましい。しかしながら、ディジタルTMNは、チューニング分解能に限界があり、したがって、インピーダンス整合を達成できる精度に限界がある。RFプラズマ・ドライバのように、非常に広いインピーダンス範囲にわたって高精度のインピーダンス整合が要求される高電力用途の中には、要求される細かいチューニング分解能を達成するために多数のディジタル・スイッチが必要とされるために、ディジタルTMNの使用が非実用的になる可能性がある。
ことによって、ソースに対する所望の第1インピーダンス、および負荷に対する所望の第2インピーダンスを達成する。
[0022] 実施形態では、少なくとも1つのスイッチは、スイッチのゼロ電圧スイッチング(ZVS)およびゼロ電流スイッチング(ZCS)の内少なくとも1つが行われるように動作可能である。
[0026] 一実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは容量性素子であり、所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理DC容量値、およびスイッチング位相に関係する。他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは誘導性素子であり、所望の周波数における位相スイッチト誘導性素子のインダクタンス値は、位相スイッチト誘導性素子の物理DCインダクタンス値、およびスイッチング位相に関係する。
[0029] 実施形態では、ソースは、高周波(RF)ソース、RF電力増幅器(PA)、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも1つであり、負荷は、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも1つである。
の実施形態では、各位相スイッチト・リアクタンスを対応する所望のリアクタンス値に設定することによって、ソースに対する所望の第1インピーダンス、および負荷に対する所望の第2インピーダンスを達成する。
[0036] 実施形態では、スイッチング周波数およびスイッチング位相は、所望のリアク
タンス値を有する位相スイッチト・リアクタンスを提供するように選択される。
力ポートにおけるRF信号のサイクル毎に1回オンおよびオフに切り替わるように、半波スイッチング構成で動作する。実施形態では、少なくとも1つのスイッチは、RF増幅器の出力ポートにおけるRF信号のサイクル毎に2回オンおよびオフに切り替わるように、全波スイッチング構成で動作する。
[0045] 実施形態では、ソースは、高周波(RF)ソース、RF電力増幅器(PA)、およびスイッチング・モード・インバータの内少なくとも1つであり、負荷は、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも1つである。
[0051] 実施形態では、1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々は、1つ以上のリアクタンス素子と少なくとも1つのスイッチとを含む。1つ以上のリアクタンス素子の内少なくとも1つは、それに関連する少なくとも1つのスイッチによって、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワーク内および該ネットワーク外となるよう切り替えが行われるように構成される。
[0058] 実施形態では、1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内少なくとも1つは、容量値を有する容量性素子である。所望の周波数におけるこの位相スイッチト容量性素子の容量値は、位相スイッチト容量性素子の物理DC容量値、およびスイッチング位相に関係する。実施形態では、1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内少なくとも1つは、インダクタンス値を有する誘導性素子である。所望の周波数におけるこの位相スイッチト誘導性素子のインダクタンス値は、位相スイッチト誘導性素子の物理DCインダクタンス値、およびスイッチング位相に関係する。
[0062] 実施形態では、コントローラは、RF増幅器がスイッチング・インバータの少なくとも1つのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング(ZVS)を維持するように、RF増幅器の出力ポートに呈する、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを調整する。
基づくチューニング可能整合ネットワークを対象とし、本明細書では位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク(PS-TMN:phase-switched tunable matching network)と呼ぶ。このようなPS-TMNは、高いバイアス電圧や電流を必要とせずに、
高い電力レベルで効率的に動作しつつ、広いインピーダンス範囲にわたって、迅速で、高帯域幅にわたる、連続インピーダンス整合を可能にする。このようなPS-TMNは、単独で採用されてもよく、またはディスクリート・スイッチト・リアクタンス・バンクのような他の整合技法と組み合わせて採用されてもよい。
)増幅器も提供する。本明細書では、これを位相スイッチト・インピーダンス変調(PSIM:phase-switched impedance modulation)増幅器と呼ぶ。このようなPSIM増幅
器は、PS-TMNを採用し、広い周波数範囲にわたって出力電力を効率的に調整することにより、および/または大きく変動し得る負荷(例えば、広いインピーダンス範囲にわたって可変である負荷)に整合することによって、広い周波数範囲にわたって動作することができる。
を有するソース102と、インピーダンスZLを有する負荷114との間に結合された位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス整合ネットワーク(PS-TMN)112を含む。ある用途では、ソース102、制御回路106、およびPS-TMN112(およびRFシステム100の他のエレメント)が電源電圧(例えば、VDC)および接地に結合される。制御回路106は、PS-TMN112に結合され、PS-TMN112の動作を制御するために制御信号をPS-TMN112に供給する。このような制御信号に応答して、PS-TMN112は所望のインピーダンス変換特性を与える。尚、制御回路106はPS-TMN112の内部部品であってもよく、あるいはPS-TMN112または制御回路106の何らかの部分に結合された外部部品であってもよいことは認められてしかるべきである(または、制御回路106によって与えられる機能がPS-TMN112の内部にあり、制御回路106の他の部分がPS-TMN112の外部にあってもよい)。
に結合される随意のフィードフォワード回路104、および/または負荷114に結合される随意のフィードバック回路110から受ける情報に基づいて、PS-TMN112の動作を制御する。ある実施形態では、随意のフィードフォワード回路104は適応プリディストーション回路107を含み、制御回路106は参照表(LUT)108を含む。例えば、以下で更に詳しく説明するが、ある実施形態は、固定または適応型(adaptable)の参照表(例えば、LUT108)を採用して所定の制御信号情報を格納する、フィードバック(例えば、フィードバック回路110による)、および/またはフィードフォワード補償(例えば、フィードフォワード回路104による)を採用して適応的に制御信号情報を調節する、あるいは制御信号のディジタル・プレディストーションを実行する(例えば、プレディストーション回路107によって)、あるいは他の同様の技法を採用するというように、1つ以上の非線形制御技法を採用し(例えば、制御回路106によって)PS-TMN112に適した制御信号を決定することができる。
6(1)~116(N)を含む。以下で更に詳しく説明するが、位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)は、1つ以上の容量性素子(例えば、キャパシタ)、1つ以上の誘導性素子(例えば、インダクタ)、または両方の組み合わせを使用して実現することができる。所望の周波数でPS-TMN112の端子に呈する実効インピーダンス(ZS,INおよびZL,IN)を調節するために、位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)を制御することができる。位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)は、例えば、分路または直列スイッチのいずれかによって切り替えられ、位相スイッチト・リアクタンス素子の実効インピーダンスは、分路または直列スイッチの位相および/またはデューティ・サイクルを調節することによって制御される。ある実施形態では、所望の周波数がRFソース102の動作のRF周波数であってもよい(例えば、RFソース102からPS-TMN112に供給される信号の周波数)。
することにより(例えば、位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)のインピーダンスを調節することによって)、PS-TMN112によってソース102および/または負荷114に呈するインピーダンスを調節する、チューニングする、変更する、またはこれら以外で操作することが可能になる。例えば、位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)は、PS-TMN112が、所望のインピーダンス(ZS,IN)をPS-TMN112にソース102から、そして負荷114からPS-TMN112内に所望のインピーダンス(ZL,IN)を伝えることを可能にする。
RF信号に関して位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)のスイッチをオンおよび/またはオフにするタイミングを制御するように動作する。このスイッチングにより、PS-TMN112の所望のインピーダンス変換に影響を及ぼす位相スイッチト・リアクタンス素子116(1)~116(N)の実効リアクタンス値が得られる。フィードフォワード情報は、PS-TMN112の実効入力インピーダンス、RF波形のタイミング、指定された信号レベル、および/またはインピーダンス・レベル等についての情報を含むことができる。フィードバック情報は、実効負荷インピーダンス、および/または負荷から反射された電力についての測定情報、RF波形のタイミング等を含むことができる。
のインピーダンス変換を提供するために、PS-TMN112を採用することもできる。例えば、PS-TMN112は、ソース102と負荷114との間におけるインピーダンス整合を提供することもできる。あるいは、ソース102が、PS-TMN112によって与えられる一層安定なインピーダンス(例えば、ZS,IN)に結合されるように、PS-TMN112のインピーダンスを調節して負荷114のインピーダンス(ZL)の変動を補償することもできる。
イッチト可変リアクタンス200を駆動する。ここでは、位相スイッチト可変リアクタンスは、キャパシタ204およびスイッチ206の並列結合(parallel combination)を含み、位相スイッチト可変リアクタンスを位相スイッチト可変容量200として与えるように示されている。キャパシタ204は、物理容量C0および電圧VCを有する。スイッチ206の状態は信号Qの特性によって制御される。例えば、スイッチ206は、信号Qが論理高値を有するとき、その端子間に低インピーダンス信号経路を設け(例えば、スイッチ206が「オン」または「閉じている」)、スイッチ206は、信号Qが論理低値を有するとき、その端子間に高インピーダンス信号経路を設ける(例えば、スイッチ206が「オフ」または「開いている」)。つまり、スイッチ206が開いているとき(電流Iがキャパシタ204に流れ込む)、スイッチ206は切り替わってキャパシタ204を回路内に入れ、スイッチが閉じているとき(電流Iは閉じたスイッチを通過し、キャパシタ204を迂回する)、キャパシタ204を回路から締め出すと考えることができる。
る位相スイッチト可変容量200の実効容量CEFFは、キャパシタ204の物理容量C0と等価となる。逆に、スイッチ206が常にオンである(閉じている)場合、スイッチ206の端子間の低インピーダンス経路は事実上キャパシタ204を「短絡させ」、キャパシタ204の両端間の電圧が電流Iに関係なくゼロのままであるという意味で、位相スイッチト可変容量200は無限容量として振る舞う。0から2πまでの正弦波電流源202のACサイクルにわたってスイッチ206の導通角(conduction angle)を制御することによって、キャパシタ204の実効容量CEFFを論理的にC0と無限大との間で制御することができる。本明細書において使用する場合、導通角とは、スイッチ206がオンにされるときの正弦波信号の角度である。スイッチがオンにされるときの導通角は、全面的にスイッチング信号Q(例えば、スイッチング角度)によって決定することができ、または部分的にスイッチング信号Qによって、そして部分的に電圧VCおよび電流Iのような回路波形によって決定することもできる。
204の電圧)が、スイッチング制御信号Qに関して、サイクル角度θの関数として示されている。具体的には、曲線302はI(θ)を示し、曲線306はVC(θ)を示し、曲線304は半波スイッチト・キャパシタのQ(θ)を示す。図3に示すように、I(θ)のサイクル毎に、スイッチ206は、I(θ)の負から正への遷移からαラジアン後にオフにされる(開く)(例えば、αラジアンだけI(θ)の正の半サイクルに入るまで、スイッチ206はオンになっている/閉じている)。スイッチ206は、キャパシタ電圧がゼロに戻る後までオフ(開いた)のままになる。キャパシタ電圧がゼロに戻った後にスイッチをその導通状態にバイアスする(例えば、スイッチをオンにするまたはスイッチを閉じる)ことにより、スイッチ206のゼロ電圧スイッチング(ZVS)によるオン移行(turn on)を確保する。
動的にスイッチQをオンにするタイミングを緩和することができる。これは、スイッチ電圧がゼロに達したときに自然に「ON」に転換し、ダイオードが導通している間に能動的なオン移行信号を発行できるからである。スイッチの両端間に結合されたキャパシタC0は、オフ移行遷移(turn off transition)のスナッビング(snubbing)を行い、スイッチ2
06のゼロ電圧スイッチング(ZVS)によるオフ移行(turn off)を提供する。
206は、スイッチの導通角(例えば、2α)に達するまでオフ(開いた)のままになる。つまり、半波スイッチト・キャパシタでは、スイッチ206は、ソース102からのRF信号のサイクル毎に1回オンおよびオフにされる(例えば、曲線302によって示されるようなI(θ))。
よびオフにするか(例えば、スイッチ206の導通角を制御する)設定し、したがって、
キャパシタがピークになる電圧を制御する。つまり、スイッチング角度(α)とスイッチング周波数のVC(θ)の基本成分の大きさとの間にはある関係がある。その結果、キャパシタ204の実効容量CEFFは、αの関数として表すことができる。
数におけるその実効インダクタンスの連続制御を可能にするスイッチト・インダクタ・ネットワークとして実現することも可能である。このようなスイッチト・インダクタ・ネットワークは、図4では位相スイッチト可変インダクタンス400として示されおり、図2に示すスイッチト・キャパシタ・ネットワーク200のトポロジ双対(topological dual)に対応する。図4に示すように、例示的な位相スイッチト可変インダクタンス400は、インダクタ404とスイッチ406の直列結合を含み、スイッチ406は正弦波電圧源402によって電圧Vで駆動される。インダクタ404は、物理インダクタンスL0およびインダクタ電流ILを有する。スイッチ406の状態は、信号Qによって制御され、例えば、信号Qが論理高値を有するときにスイッチ406をオンにする(例えば、閉じる)ことができ、信号Qが論理低値を有するときにオフにする(例えば、開く)ことができる。つまり、スイッチ406は、このスイッチが閉じているとき(電圧Vをインダクタ404に印加する)インダクタ404を回路内に入れ、このスイッチが開いているとき(電圧がインダクタ404に印加されない)インダクタ404回路から除外するように切り替えると考えることができる。
パシタの実現例と同様、スイッチング周波数における位相スイッチト可変インダクタンス400の実効インダクタンスLEFFを基本値L0から無限大まで調整することができる。例えば、スイッチ406が常にオンである(閉じている)場合、位相スイッチト可変インダクタンス400の実効インダクタンスLEFFは、ソース402から見ると、インダクタ404の物理インダクタンスL0と等価になる。逆に、スイッチ406が常にオフである(開いている)場合、インダクタ404は、インダクタ404を通った電流が電圧Vに関係なくゼロのままであるという意味で、無限インダクタとして振る舞う。理想的には、インダクタ404の実効インダクタンスLEFFは、スイッチ406の導通角を正弦波電圧源402のACサイクルにわたって0から2πまで制御することによって、L0と無限大との間で制御することができる。
形が、スイッチ制御信号Qに関して、サイクル角度(cycle angle)θの関数として示され
ている。トポロジ双対性のプロパティの結果として、図3に示すスイッチト・キャパシタ・ネットワークの電圧波形は、図5に示すスイッチト・インダクタ・ネットワークの電流波形に類似し、その逆も成り立つ。
、曲線504は半波スイッチト・インダクタのQ(θ)を示す。図5に示すように、V(θ)のサイクル毎に、V(θ)の負から正への遷移のからαラジアン後にスイッチ406はオンにされる(閉じられる)(例えば、V(θ)の正の半サイクル内にαラジアンだけ入るまで、スイッチ406はオフになっている/開いている)。スイッチ406は、インダクタ電流がゼロに戻る後までオンのままになる(閉じている)。スイッチはそれと直列にインダクタを有するので、スイッチのゼロ電流スイッチング(ZCS)によるオン移行を提供することができる。インダクタ電流がゼロに戻る時点でスイッチをオフにすることによって、スイッチ406のゼロ電流スイッチング(ZCS)によるオフ移行を確保する。容量性回路との双対性において、スイッチQの一部としてダイオード(1つまたは複数)を利用することにより、スイッチの自然な転換(オフ移行)を可能にし、スイッチング制御波形のオフ移行時(turn-off moment)の詳細なアクティブ・タイミング(detailed active timing)を緩和することができる。図5に示すように、V(θ)が純粋に正弦波電圧源であるとき、スイッチ406の導通角に達するまで(例えば、2α)、スイッチはオンのまま(閉じたまま)になる。
よびオフにするか(例えば、スイッチ406の導通角を制御する)設定し、したがって、インダクタがピークになる電流を制御する。つまり、図2に関して説明した位相スイッチト可変リアクタンスのスイッチト・キャパシタの実現例と同様、スイッチング角度(α)とスイッチング周波数におけるIL(θ)の基本成分の大きさとの間にはある関係がある。その結果、インダクタ404の実効インダクタンスLEFFは、αの関数として表すことができる。
化実効容量CEFF/C0または正規化実効インダクタンスLEFF/L0が示されている。容量回路では、これは正規化アドミタンスYEFF/Y0と同じことであり、一方誘導回路では、これは、正規化リアクタンスXEFF/XOと同じである。トポロジ双対性の結果として、図2の位相スイッチト・キャパシタ回路の正規化実効アドミタンスYEFF/Y0は、図4に示した位相スイッチト・インダクタ・ネットワークの正規化リアクタンスXEFF/X0と同じである。
F)は、αと共に急激に増大し、αがπ(例えば、180度)に近づくにつれて、無限大に近づく。
する、キャパシタ電圧(インダクタ電流)の総合高調波歪み対αの関係を示す。CEFFまたはLEFFを調整することができる実用上の範囲は、ネットワークに現れる可能性が
ある高調波歪みの量に依存する。αがπに向かって増大する(例えば、スイッチの導通角が大きくなる)につれて、キャパシタ電圧VC(例えば、曲線306)またはインダクタ電流IL(例えば、曲線502)のリンギング(ringing)は、一層短い時間期間に制限さ
れる。図7に示すように、この結果、大きなYEFF/Y0またはXEFF/X0(例えば、CEFF/C0またはLEFF/L0)比に対して、キャパシタ電圧の高調波成分が著しく増える(例えば、αが増大するにつれて、総合高調波歪みも増大する)。所与のシステムにおいて許容される高調波歪みの量は、ソースおよび/または負荷に許容される高調波成分の指定限度、ならびに必要なまたは望まれるフィルタリングの量に依存する。
スイッチト可変容量200のキャパシタ電圧の高調波歪み、または位相スイッチト可変インダクタンス400のインダクタ電流の高調波歪み)を示すのであり、RFシステムのソースおよび/または負荷(例えば、ソース102および負荷114)に実際に注入される高調波成分を示すのではないことを注記しておく。ある実施形態では、位相スイッチト可変リアクタンス(例えば、位相スイッチト可変容量200または位相スイッチト可変インダクタンス400)は、ソースおよび/または負荷(例えば、ソース102および負荷114)に注入される高調波成分を低減するために、追加のフィルタリング部品(図2および図4には示されていない)を含む。
(例えば、位相スイッチト可変容量200または位相スイッチト可変インダクタンス400)は半波スイッチング型(half-wave switched)であり、キャパシタ電圧(図3の曲線306)およびインダクタ電流(図5の曲線502)が単極となるように、スイッチが動作させられる。しかしながら、他のスイッチング方式も可能である。例えば、図8および図9は、それぞれ、図3に示したスイッチト・キャパシタ・ネットワークおよび図5に示したスイッチト・インダクタ・ネットワークについて、スイッチ制御信号Qに関して、サイクル角度θの関数として電流Iおよび電圧Vの例示的な波形を示す。
のI(θ)を示し、曲線806はVC(θ)を示し、曲線804はQ(θ)を示す。図9に示すように、曲線902は、全波スイッチト・インダクタのIL(θ)を示し、曲線906はV(θ)を示し、曲線904はQ(θ)を示す。位相スイッチト可変容量200が全波スイッチング型(full-wave switched)であるとき、スイッチ(例えば、スイッチ206)はI(θ)のサイクル毎に2回オフにされ(例えば、Q(θ)はゼロである)、オフの期間は、電流I(θ)がゼロになるときを中心に広がる(centered around)。純粋に正弦波の励起電流I(θ)では、この結果、双極キャパシタ電圧波形VC(θ)が得られる。キャパシタ電圧VC(θ)はゼロのDC平均値を有する。同様に、位相スイッチト可変インダクタンス400が全波スイッチング型であるとき、スイッチ(例えば、スイッチ406)は、V(θ)のサイクル毎に2回オンにされ(例えば、Q(θ)が論理高値を有する)、オンの期間は、電圧V(θ)がゼロになるときを中心に広がる。純粋に正弦波の励起電圧V(θ)では、この結果、双極インダクタ電流波形IL(θ)が得られ、これもゼロのDC平均値を有する。このように、全波スイッチト・キャパシタ(またはインダクタ)では、スイッチ206は、ソース102からのRF信号のサイクル毎に2回オンおよびオフにされる(例えば、曲線802によって示されるようなI(θ))。
チのスイッチング角度αを制御することによって、スイッチング周波数における実効容量CEFFおよび実効インダクタンスLEFFを調整することができる。キャパシタ204の実効容量CEFFは、全波スイッチト・キャパシタについては、αの関数として表すことができる。
(2b))で所与のスイッチング角度αに対して得ることができる実効容量/インダクタンスは、半波スイッチト・ネットワーク(例えば、関係(1a)および(1b))で得ることができる実効容量/インダクタンスの半分となる。しかしながら、全波スイッチト・ネットワークにすると、本質的に、同じスイッチング角度α(即ち、総合スイッチ導通角を制御するスイッチング角度)に対して、半波スイッチト・ネットワークと比較して、キャパシタ電圧およびインダクタ電流の高調波成分が低減する。一方、全波スイッチングを実現するには、スイッチは動作周波数の2倍で動作しなければならない(例えば、サイクル当たり2回切り替える)。更に、容量変調では、双方向ブロッキング・スイッチが必要となり、典型的な半導体スイッチによるスイッチの実現を複雑化する可能性がある。
ットワークの実効容量およびインダクタンスが、純粋に正弦波の励起信号のスイッチング角度αに基づくことができることを示す。純粋に正弦波でない励起信号では、スイッチがオフ(またはオン)になるタイミングまたはスイッチング角度αをしかるべく選択することによって、 実効リアクタンスを制御することができるが、関係(1)および(2)は
αの正確な値を計算することができない。ゼロ電圧(またはゼロ電流)ポイントを決定する(スイッチがオン(またはオフ)になるため)回路波形と共に、スイッチング角度αは、サイクルの間におけるスイッチの総合導通角を決定する。純粋に正弦波でない励起信号では、所与の所望の実効リアクタンスに対してαの要求値を決定するために、適応可能な参照表(例えば、LUT108)、フィードバック回路110、またはフィードフォワード回路104(随意のディジタル・プレディストーション回路107を含む)を採用することもできる。
00は、位相スイッチト可変リアクタンスおよびTMNのような他の調節可能な回路を実現するための構築ブロックとして採用することができる。特に、用途の中には、容量性および誘導性リアクタンス双方に及ぶ範囲にわたって、および/または実効リアクタンスをもっと限定した範囲で調整することによって値を制御することができる可変リアクタンスの多大な恩恵を得ることができるものもある。追加のリアクタンス部品によって位相スイッチト可変容量200および/または位相スイッチト可変インダクタンス400を補強すると、もっと広い範囲の可変リアクタンスを得ることができる。
、図2および図4に示した単一エレメント回路と比較して、位相スイッチト・リアクタンス回路のインピーダンスをチューニングすることができる範囲を広げる位相スイッチト・リアクタンス回路の例示的な実施形態を示す。
クタ1012を含む位相スイッチト・リアクタンス回路1002を示す。位相スイッチト・キャパシタ1013は、図2関して説明したのと同様に、キャパシタ1014と並列にスイッチ1016を含む。図10Bは、キャパシタ1022と直列にインダクタ1024を含む位相スイッチト・リアクタンス回路1004を示し、インダクタ1024およびキャパシタ1022の直列結合が、位相スイッチト・キャパシタ1025と並列に配置されている。キャパシタ1022は位相スイッチト型ではなく、したがって、CDCとして示されている。位相スイッチト・キャパシタ1025は、図2に関して説明したのと同様に、キャパシタ1026と並列にスイッチ1028を含む。図10Cは、位相スイッチト・インダクタ1033と並列にキャパシタ1032を含む位相スイッチト・リアクタンス回路1006を示す。位相スイッチト・インダクタ1033は、図4に関して説明したのと同様に、インダクタ1034と直列にスイッチ1036を含む。図10Dは、キャパシタ1044と並列にインダクタ1042を含む位相スイッチト・リアクタンス回路1008を示し、インダクタ1042およびキャパシタ1044の並列結合が位相スイッチト・キャパシタ1045と直列に配置されている。インダクタ1042は位相スイッチト型ではなく、したがってLDCとして示されている。位相スイッチト・インダクタ1045は、図4に関して説明したのと同様に、インダクタ1046と直列にスイッチ1048を含む。
異形も可能である。例えば、位相スイッチト・キャパシタと直列にキャパシタを配することにより、キャパシタと位相スイッチト・キャパシタの物理容量との直列結合に等しい最大容量と、キャパシタと位相スイッチト容量値との直列結合に等しい最小容量とを有する、正味の実効インピーダンスが得られる。
ス200および位相スイッチト可変インダクタンス400には、それらの可変リアクタンス範囲と、システムの残りに注入される高調波成分の量との間にトレードオフが存在する。言い換えると、実効リアクタンスを制御することができる範囲は、システム内部で耐えることができる(例えば、ソース102および/または負荷114によって)高調波成分の量によって限定される。ある実施形態は、ソース102および/または負荷114に注入される高調波成分を低減するために、追加のまたは外部フィルタリング部品を採用することもできる。しかしながら、ある実施形態では、追加のフィルタリング部品を採用することができない場合もある。
い場合、位相スイッチト可変容量200および位相スイッチト可変インダクタンス400を、位相スイッチト型でない1つ以上のディジタル制御キャパシタまたはインダクタ・マトリクスと組み合わせることによって、高調波成分を低減することができる。このような混成スイッチト・ネットワークは、RF動作周波数において、そしてRF波形に関して制御された位相およびデューティ・サイクルで動作するRFスイッチを含む。また、混成スイッチト・ネットワークは、スイッチト・マトリクス(switched matrix)における1つ以
上のキャパシタまたはインダクタに関連するディジタル・スイッチも含む。これらのディジタル・スイッチは、通例、RF周波数よりも遙かに低い周波数で動作するが、実効リアクタンスCEFFまたはLEFFの制御帯域幅によって決定されるRF周波数まで動作させることができる(例えば、サイクル毎)。
ッチト・リアクタンス(例えば、キャパシタC01116および並列スイッチ1118)と、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102とを含む。ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102および負荷114と並列に結合された位相スイッチト可変容量(例えば、キャパシタC01116および並列スイッチ1118)として示すが、他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスが、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102および負荷114と直列に結合された位相スイッチト可変インダクタンス(例えば、図4に示すような)として、または図10A~図10Dに示した位相スイッチト・リアクタンス回路の内の1つとして、または他の等価回路として実現されることも可能である。
よび関連するスイッチを含む。これらは、キャパシタ1104、1108、および1112、ならびにスイッチ1106、1110、および1114として示されている。ある実施形態では、キャパシタ1104、1108、および1112の各々が一意の容量値を有し、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102の容量値を、大きな容量範囲にわたって変化させることを可能にする。例えば、図11に示すように、キャパシタ1104、1108、および1112は、最大容量値(例えば、(2・2N-1)・C0)に達するまで、C0の刻みで、位相スイッチト・キャパシタ基準値(例えば、C0)から増大することができる。ここで、Nはディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102におけるキャパシタの数である。
1108、および1112の内対応するものと直列に結合され、それぞれのキャパシタを接続する(または切断する)ことによって、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102の容量を調節するように動作可能である。スイッチ1106、1110、および1114は、制御回路106からの1つ以上の制御信号に基づいて動作することができる。前述のように、スイッチ1106、1110、および1114は、一般に、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102の容量値を調節するために、RF周波数未満の周波数で動作する。
ッチト・リアクタンス(例えば、インダクタL01216および直列スイッチ1218)と、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202とを含む。ディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202と直列に、そして負荷114と並列に結合された位相スイッチト可変インダクタンス(例えば、インダクタL01216および直列スイッチ1218)として示されているが、他の実施形態では、位相スイッチト・リアクタンスは、位相スイッチト可変容量(例えば、図2に示したような)として、または図10A~図10Dに示した位相スイッチト・リアクタンス回路の内の1つとして、または他の等価回路として実現されてもよい。
よび関連するスイッチを含み、これらはインダクタ1206、1210、および1214、ならびに1204、1208、および1212として示されている。ある実施形態では、インダクタ1206、1210、および1214の各々は、一意のインダクタンス値を有し、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202の容量値を、大きなインダクタンス範囲にわたって変化させることを可能にする。例えば、図12に示すように、インダクタ1206、1210、および1214、ならびに1218は、最大インダクタンス値に達するまで、L0の刻みで、位相スイッチト・インダクタ基準値(例えば、L0)から増大することができる。
210、および1214の対応するものと並列に結合され、それぞれのインダクタを接続することによって(または、短絡させる、例えば、インダクタを迂回するために低インピーダンス経路を設ける)、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202のインダクタンスを調節するように動作可能である。スイッチ1204、1208、および1212は、制御回路106からの1つ以上の制御信号に基づいて動作することができる。前述のように、スイッチ1204、1208、および1212は、一般に、ディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202の容量値を調節するために、RF周波数未満の周波数で動作する。
ンダクタ・ネットワーク1202は、過度の高調波成分をソース102および/または負荷114に混入させることなく、位相スイッチト・リアクタンス(例えば、キャパシタC01116および並列スイッチ1118、またはインダクタL01216および直列スイッチ1218)のリアクタンスを連続的に変化させることができる範囲を広げる。例えば、図11および図12に示す実施形態は、スイッチト・ネットワーク1100(または1200)の基準値C0(またはL0)を制御するために、ディジタル制御キャパシタ・ネットワーク1102(またはディジタル制御インダクタ・ネットワーク1202)を採用する。位相スイッチト・リアクタンスのスイッチ(例えば、スイッチ1118またはスイッチ1218)は、先に説明した関係(1)および(2)によって決定される係数によって基準容量C0(またはインダクタンスL0)を設定するために動作させることができる。
グ周波数における実効容量CEFFは、図3に示したように、0から約π/2まで変化するスイッチング角度αによって、RFスイッチを半波切り替えることによって、低い方の容量値C0と高い方の容量値との間で制御することができる。図7に示すように、π/2(90度)未満のスイッチング角度αによるRFスイッチの動作は、約35%未満のピーク高調波歪みに対応する。つまり、混成スイッチト・ネットワーク(例えば、1100および1200)は、最小限の高調波歪みで、そして調節可能なバイアス電圧または電流を必要とせずに、広い容量(または誘導)範囲にわたってスイッチング周波数における実効リアクタンスの連続制御を可能にする。
206または406)は、種々のタイプのスイッチング素子の1つまたは組み合わせとして、例えば、RFシステム100のRF周波数または他の動作パラメータに基づいて実現することができる。例えば、横または縦型FET、HEMT、サイリスタ、ダイオード、または他の同様の回路エレメントを採用することもできる。
00は、更に複雑な位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク(PS-TMN)、例えば、π-ネットワーク・トポロジPS-TMN(Pi-TMN)内における回路エレメントとして採用することもできるが、L-ネットワーク、T-ネットワーク、または他の同様のネットワークというような、他のネットワーク・トポロジも可能である。図13は、π-TMN1302に結合されたRFソース1301を含む例示的なRFシステム1300の模式図を示す。π-TMN1302はRF負荷1303に結合されている。π-PMN1302は2つの可変分路容量サセプタンスB11310およびB21314を含む。例示的な実施形態では、RFソース1301は一般に電力増幅器または他のRFシステムの出力である。図13に示すように、RFソース1301は、そのノートン等価回路によって、 ソース抵抗RS1306およびソース・サセプタンスBS1308と並列な電流源1304を含むように表すことができる。同様に、RF負荷1303は、負荷サセプタンスBL1316と並列な負荷抵抗RL1318を含むように表すことができる。ソースおよび負荷インピーダンスZSおよびZLは、それぞれ、次のように表すことができる。
量サセプタンスB11310およびB21314と、固定誘導性リアクタンスX1312とを含むが、可変分路誘導性サセプタンスおよび固定容量性リアクタンスを採用する、3つのリアクティブ分岐を全て可変部品として実装する等というような、 数多くの他の実
現例もπ-TMNには可能である。勿論、1つの可変分路エレメントおよび1つの可変直列路エレメントを有するL-セクションTMNを実現することも可能であることは認められてしかるべきである。他のタイプのネットワークを採用することもできる。以下で更に詳しく説明するが、接地基準(ground-referenced)可変キャパシタは、RF周波数におけ
る位相スイッチト可変リアクタンス・ネットワークによる実現に非常に適している。
負荷インピーダンスの例示的な範囲が、(RSに正規化された)スミス・チャート・プロット1400において陰影領域1402として示されている。例えば、陰影領域1402
によって表されるインピーダンス値は、X=RSを有する例示的なπ-TMNと、1/RSから4/RSの範囲にわたって可変なサセプタンスB1とによって、そして1/RSから2/RSの範囲にわたって可変なサセプタンスB2によって得ることができる。図14に示すように、π-TMN1302は、RFソース1301のインピーダンスを、約10:1抵抗範囲および5:1リアクタンス範囲(容量的および誘導的の双方)にわたって変化する負荷インピーダンスに整合させることができる。このようにするために、π-TMN1302は、1:4の範囲にわたってB1を調整し、1:2の範囲にわたってB2を調整する。これは、図2および図4に示したような位相スイッチト可変リアクタンス・ネットワークを採用すれば遂行することができる。
して、図14に示した整合範囲を得るための位相スイッチトπ-TMN回路1502の例示的な実施形態を示す。誘導性リアクタンスXは、ノートン等価ソース抵抗RS(例えば、50Ω)と値が等価となるように選択される。図15に示すように、可変容量サセプタンスB1およびB2は、半波位相スイッチト・キャパシタ(例えば、図2の位相スイッチト・キャパシタ200)として実現される。可変容量サセプタンスB1は、位相スイッチト・キャパシタCP21514とFETスイッチ1512とを含み、FETスイッチ1512は、スイッチング角度α2を有する制御信号q2を切り替えることによって制御される。可変容量サセプタンスB2は、位相スイッチト・キャパシタCP11520とFETスイッチ1522とを含み、FETスイッチ1522は、スイッチング角度α1を有する制御信号q1を切り替えることによって制御される。
12MHzで動作し、50Ωのソース・インピーダンスを、スイッチのスイッチング角度(α1およびα2)およびこれらの間の位相シフトを適正に調節することにより(例えば、スイッチング制御信号q1およびq2を調節することにより)、約10:1抵抗範囲および5:1リアクタンス範囲(容量性および誘導性双方)にわたって変化する負荷インピーダンスに整合させることができる。
タ・ネットワークとして実現することにより、スイッチのゼロ電圧スイッチング(ZVS)動作が得られ、各可変リアクタンスを、1つの接地-基準スイッチ(例えば、可変容量サセプタンスB1にFET1512、そして可変容量サセプタンスB2にFET1522)によって実現することを可能にする。ZVS動作は、スイッチング電力損失を低減し、全体的なシステム効率を向上させるので、スイッチト・システム(switched system)において望まれる。更に、FET1512および1522の出力(ドレイン-ソース間)容量は、位相スイッチト・キャパシタCP1およびCP2と並列であり、したがって分路容量に追加し、TMNの一部として利用することができる。
X1312は、直列共振回路として実装される。この直列共振回路は、分路エレメント(例えば、接地に結合される)として配置された可変サセプタンスB1およびB2の間に直列に配置されたインダクタLS21516およびキャパシタCS21518を含む。インダクタLS21516およびキャパシタCS21518は、所望の周波数においてソース・インピーダンス(例えば、50Ω)にほぼ等しい誘導性インピーダンスを有するように選択される。
つはπ-TMN回路1502の入力フィルタとして、そして1つはπ-TMN回路の出力フィルタとして、スイッチングの結果としてソースおよび負荷に注入される高調波成分の
量を制限するために含まれる。例えば、キャパシタCS11508およびインダクタLS11510は、ソース1504とπ-TMN回路1502との間における直列共振入力フィルタとして作用する。同様に、インダクタLS31524およびキャパシタCS31526は、負荷1528とπ-TMN回路1502との間における直列共振出力フィルタとして作用する。
スイッチト・キャパシタCP11520と位相スイッチト・キャパシタCP21514との間の相互作用を制御する。例えば、品質係数Qを増大させると(例えば、LS21516およびCS21518の値を増大させることによって)、位相スイッチト・キャパシタCP11520と位相スイッチト・キャパシタCP21514との間における相互作用が減少するが、品質係数Qを増大させると、ネットワークの有効帯域幅も減少する。
ス・インピーダンス(例えば、RS1506)のために、図14に示した整合範囲を達成するための位相スイッチトπ-TMN回路1502では、位相スイッチト・キャパシタCP11520は、130pFの物理値C0を有すればよく、位相スイッチト・キャパシタCP21514は100pFの物理値C0を有すればよい。位相スイッチト・キャパシタCP11520と位相スイッチト・キャパシタCP21514との間における直列共振回路によって所望の品質係数Qを達成するためには、キャパシタCS21518は0.01μPの値を有すればよく、インダクタLS21516は297nHの値を有すればよい。直列共振回路によって所望の入力および出力フィルタリングを達成するためには、キャパシタCS11508およびCS31526は23.4pFの値を有すればよく、インダクタLS11510およびLS31524は1.47μHの値を有すればよい。更に、FET1512および1522は、10mΩのオン状態抵抗を有してもよく、各FETのボディ・ダイオードは0.4Vの順方向電圧および10mΩのオン状態抵抗を有してもよい。
づいてそれらのドレイン電流に同期される。スイッチング角度αは、キャパシタCP1およびCP2の所望の実効容量に基づく。半波位相スイッチト・キャパシタについて先に説明したように、FET1512および1522は、それらのドレイン電流が負から正に交差した後にオフにされ、次いで一旦それらのそれぞれのドレイン電圧がゼロに戻ったなら再度オンにされる。FET1512および1522の各々に対するαのしかるべき値は、関係(5)および(6)によって与えられるように、所望の負荷インピーダンスZLに対して必要とされるB1およびB2サセプタンスを決定することによって、計算することができる。一旦各容量サセプタンスB1およびB2がわかったなら、所望のサセプタンス値に対応するαの値を決定するために、関係(1a)(半波位相スイッチト・キャパシタの場合)または関係(2a)(全波位相スイッチト・キャパシタの場合)において、その値をCEFFとして入力することができる(C0はキャパシタの物理容量として知られている値である)。
ットワークでは、関係(1)および(2)から、所望のサセプタンスを達成するための正確な値のαが得られないおそれがある。更に、ドレイン-ソース・スイッチ容量の非線形性、および2つのスイッチト・ネットワークの相互作用(mutual interaction)(例えば、容量性サセプタンスB1およびB2)のために、精度が低いαの計算となるおそれもある。このため、ある実施形態は、αのしかるべき値を決定するために、固定または適応可能な参照表(例えば、LUT108)、フィードバック(例えば、フィードバック回路110による)、フィードフォワード補償(例えば、フィードフォワード回路104による)、スイッチング角度のディジタル・プレディストーション(例えば、プレディストーション回路107による)、あるいは他の同様の技法というような、非線形制御技法を採用する(例えば、制御回路106によって)。
512および1522の各々にスイッチング制御パラメータαの正しい値を設定するために、LUT108は種々の負荷インピーダンスに対応する所定のスイッチング角度(例えば、α1およびα2)を格納することができる。例えば、表2は、π-TMN回路1502が50Ωソースに整合させることができる可能な負荷インピーダンス、およびスイッチング制御信号q1およびq2に対するスイッチング角度α1およびα2の対応する値の例示的なリストを示す。
トワークを採用することができる。例えば、特定の周波数においてまたは特定の周波数帯域にわたって配電するRF電力増幅器(PA)の恩恵を、広範囲のシステムが受けることができる。このようなPAは、広範囲にわたって出力電力を制御し、その動作範囲にわたって高い効率を維持することができるという利点がある。従来の線形増幅器(例えば、A、B、AB級等)は、広範囲にわたる動的出力電力制御および忠実性が高い増幅という利点が得られるが、ピーク効率に限界があり、電力のバックオフによって急速にピーク効率が低下する。一方、スイッチングPA(例えば、D、E、F、Φ級等のようなインバータ)は、高いピーク効率を提供するが、スイッチング・モード(switched mode)に留まる間
は一定のエンベロープ信号(一定の供給電圧で)しか生成しない。
ものであり、PAの負荷を外部ネットワークによって調整する。説明する実施形態では、PAの負荷は、位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク(TMN)(例えば、π-TMN回路1502のような、1つ以上の位相スイッチト可変容量200または位相スイッチト可変インダクタンス400を含むネットワーク)によって調整される。例えば、位相スイッチトTMNのインピーダンス変換がPAの出力電力を制御することもできる。
SIM)増幅器がPSIM増幅器1600として示されている。PSIM増幅器1600は、特定の周波数、または特定の周波数範囲にわたってRF電力を生成するRF電力増幅器(またはインバータ)1602を含む。RF PA1602は、電源(例えば、電圧
VDC および接地)および位相スイッチトTMN1604に結合されている。位相スイ
ッチトTMN1604は、負荷インピーダンスZLを有するRF負荷1606に結合されている。位相スイッチトTMN1604はコントローラ1608に結合されている。コントローラ1608は、例えば、所望のインピーダンスを達成するためのスイッチング角度(例えば、α)に基づいて制御信号をTMNのスイッチに供給することによって、TMNの動作を制御する。図16には示されないが、ある実施形態では、コントローラ1608はRF PA1602に結合され、PAの動作も制御する。位相スイッチトTMN1604は、負荷インピーダンスZLからPA1602に呈するインピーダンスへの変換を適応的に制御する。例えば、位相スイッチトTMN1604は、PA1602に呈する負荷(例えば、ZTMN)を調整することによってPA1602の出力電力を制御し、および/または周波数および/または負荷インピーダンスの変動を補償して高い効率および所望の電力を負荷に供給することができる。
、(2)振幅変調線形PA、または(3)これらの組み合わせである(例えば、所望の出力に依存する)。例えば、図17は、例示的なPSIM増幅器1700のブロック図を示す。PSIM増幅器1700は、1つのスイッチ(例えば、FET1706)を含むスイッチングPA1702(例えば、E、F、Φ、PA級等)を含む。他の実施形態では、線形PA(例えば、A、B、AB、またはC級)またはDC電力をRF電力に変換するために1つよりも多いスイッチを使用する他のスイッチングPA(例えば、D級、逆D級等)のような、他のタイプのPAを採用することもできる。
710)を覗き込む(look into)PAによって見られる実効負荷インピーダンスZTMN
を調整することによって、PSIM増幅器(例えば、増幅器1602および1702)の動作電力範囲にわたって出力電力を制御する。加えて、PSIM増幅器の動作電力範囲は、更に、大きな出力電力バックオフのためにPA駆動信号の振幅変調も採用することによって広げることができる。
な、他の電力変調技法を採用することもできる。PAのドレイン変調は、PAのバイアス端子に印加されるバイアス電圧を調整する(例えば、切り替える)。例えば、1つのドレイン変調技法をあげると、複数の離散電圧レベルの間でバイアス電圧を切り替える、またはある電圧範囲にわたってバイアス電圧を連続的に調節することでもよい。
て、位相スイッチトTMN(例えば、TMN1604または1710)は負荷インピーダンスZLの変動も補償することができる。例えば、位相スイッチトTMNを採用して、動作周波数が変化するにつれて増幅器の負荷ネットワーク・インピーダンスの変動を補償することによって、つまりZVS動作を維持することによって、所与の出力電力レベルに対して可変負荷インピーダンスを所望のRFインバータ負荷インピーダンスZTMNに整合させるために、位相スイッチトTMNを連続的にチューニングすることができる。このように、PSIM増幅器(例えば、PSIM増幅器1600および1700)は、広い周波
数範囲にわたって、RFプラズマ負荷のような、広く変動する負荷インピーダンスにそれが配電する出力電力を動的に制御する。
00)は、(1)広い電力範囲にわたる出力電力の効率的な動的制御、(2)インピーダンスを整合し広い範囲に及ぶ負荷に電力を配電する能力、および(3)周波数アジャイル動作のための周波数範囲にわたる完全なゼロ電圧スイッチング(ZVS)動作を可能にする。
ク図は、PSIM増幅器を、位相スイッチトTMN(例えば、位相スイッチトTMN1604および1710)とRF PA(例えば、RF PA1602および1702)とのカスケード結合として示すが、他の実施形態では、PS-TMNをRF PAの設計に統合する。その結果、このような統合PSIM増幅器を、2つ以上のスイッチを含むRF増幅器と見なすことができ、第1スイッチ(またはスイッチのグループ)は主にDC入力電力からRF電力を生成する役割を担い、第2スイッチ(またはスイッチのグループ)は主に負荷ネットワークによってRF増幅器に呈する実効インピーダンスを調整する役割を担う。殆どの実施形態では、第2スイッチ(またはスイッチのグループ)はDC電力をRF電力に変換しない(例えば、第2スイッチはDCからRFへのゼロ電力変換を提供する)が、ある実施形態では、第2スイッチがDCからRFにまたはRFからDCに電力を変換してもよい。
増幅器とすることができ、スイッチング・トランジスタは実質的にスイッチング・モードで動作し、ゼロ電圧スイッチングの下でオンおよびオフになり、高い効率を達成することを可能にする。他の実現例では、PSIM増幅器はその動作範囲の一部において(例えば、高出力電力を配電している間)スイッチング・モード動作(例えば、飽和動作)を行い、その範囲の他の部分では線形モード動作を利用するのでもよい。
図を示す。図示のように、PSIM増幅器1800Aは、インダクタLFと直列に結合されたDCソース1802に結合されており、一方インダクタLFはトランジスタ1804およびキャパシタCFの並列結合に結合されている。インダクタLF、キャパシタCF、およびFET1804は、一般に、DCソースから、ネットワークの残りへのRF出力電力を生成するように動作する。分岐抵抗X1がキャパシタCFとノードN2との間に結合されており、ノードN2はπ-TMNに結合されている。π-TMNは、第1位相スイッチト・リアクタンス(例えば、FET1806、分岐リアクタンスXS2、および位相スイッチト可変リアクタンスXP2)と第2位相スイッチト・リアクタンス(例えば、FET1808、分岐リアクタンスXS3、および位相スイッチト可変リアクタンスXP3)との間に結合されたリアクタンスX2を含む。分岐リアクタンスX1は、ノードN1におけるπ-TMNと負荷インピーダンスZLとの間に結合されている。分岐リアクタンスX1、X2、X3、XS2、XS3、ならびに位相スイッチト可変リアクタンスXP2およびXP3は、要求される設計の機能に依存して、種々の異なるリアクタンス・ネットワークとして実現することができる。
00Bを示す。図18Bに示すように、位相スイッチト可変リアクタンス(FETスイッチ1806および1808と、位相スイッチト・キャパシタCP2およびCP3とを含む)は、図2および図3に関して説明したような、半波位相スイッチト・キャパシタ・ネットワークと共に実装されている。図18Bに示すように、3つのスイッチ1814、18
16、および1818はDCにおいて相互に分離される(例えば、それぞれ、キャパシタCS1、CS2、およびCS3によって)。FETスイッチ1814は、全てのRF電力を生成する役割を担い、一方FETスイッチ1816および1818は、負荷ZLによって回路のDC-RF部分に呈するインピーダンスを変換および調整する役割を担う(例えば、ノードN2におけるスイッチ1814の出力ポートにおいて)。
00Cを示す。ネットワーク1800Cはネットワーク1800Bと同様であるが、ネットワーク1800Cでは、位相スイッチト・キャパシタ・ネットワーク(例えば、FET1826およびキャパシタCP2ならびにFET1828およびキャパシタCP3)は、それぞれ、キャパシタCP4およびCP5と直列に接続されている。これによって、スイッチト・キャパシタ・ネットワークの実効リアクタンスの変動に対するPSIM増幅器の感度を低下させる。
00Dを示す。ここでは、FETスイッチ1834および1836がDC結合され(例えば、インダクタLS1を介して)、したがって、潜在的に、FETスイッチ1834および1836の一方または双方を、DC電力をRF電力に、またはその逆に変換するために使用することができる。一方、FETスイッチ1838はDC分離され(例えば、容量CS2およびCS3によって)、したがって負荷インピーダンスZLに対するインピーダンス整合のためにのみ使用される。
00Eを示す。ここでは、3つのFETスイッチ1844、1846、および1848の全てがDC結合され(例えば、インダクタLS2を介して)、一方負荷だけがDC分離されている(例えば、キャパシタCS3によって)。つまり、このような実施形態では、3つのFETスイッチ1844、1846、および1846の全てを、潜在的に、DC電力とRF電力との間で変換するために使用することができ、および/またはネットワークの負荷に対するインピーダンス整合の役割を担うことができるが、3つの全てが各機能を行うことは必要でない。
イッチト・キャパシタ・ネットワークは、キャパシタCP2、インダクタL2、およびFETスイッチ1846の位相スイッチト・ネットワークと並列である。その結果、ある実施形態は、これら2つのネットワークを組み合わせて、FET1844および1846に関連する2つのスイッチト・リアクタンス・ネットワークの入力電流の合計と一致する入力電流を有する1つのスイッチト・リアクタンス・ネットワークにすることができる。つまり、ある実施形態では、図18Eに示す3-スイッチPSIMを、図19および図20に示すような、2-スイッチPSIMとして実装することができる。
模式図が示されている。2-スイッチPSIM1900は、インダクタLFと直列に結合されたRFソース1902に結合されており、一方インダクタLFはFET1904およびキャパシタCFの並列結合に結合されている。分岐リアクタンスX1が、キャパシタCFと、リアクタンスXS2を含む位相スイッチト・リアクタンス・ネットワークとの間に結合されている。リアクタンスXS2は、位相スイッチト・リアクタンスXP2およびFET1906の並列結合と直列に結合されている。分岐リアクタンスX2は、この位相スイッチト・リアクタンス・ネットワークと負荷インピーダンスZLとの間に結合されている。分岐リアクタンスX1、X2、およびXS2、ならびに位相スイッチト可変リアクタンスXP2は、要求される設計の機能に依存して、種々の異なるリアクタンス・ネットワ
ークとして実現することができる。スイッチFET1904および1906の一方、またはスイッチ1904および1906の双方のいずれかを、DC電力およびRF電力間で変換するために使用することができる。
された分岐リアクタンスX1を有する、2-スイッチPSIM1900の例示的な実現例が示されている。キャパシタCS1は、FETスイッチ2004および2006間でDC分離を行う。つまり、FETスイッチ2004はRF電力を生成し、FETスイッチ2006はソースに呈するインピーダンスを調整する。
PSIM増幅器2100は、20.86MHzから27.12MHzまでの周波数範囲にわたって動作する(1.3倍の周波数)。更に、PSIM増幅器2100は、±10%のインピーダンス変動(抵抗性およびリアクティブ)がある50ΩのインピーダンスZLを有する負荷に配電される出力電力の10:1動的制御の能力を与える。
N2104、分岐フィルタ2106、および負荷インピーダンスZLを含む。RF PA2102は、FETスイッチ2108、インダクタLF、ならびにキャパシタCFおよびCS1とインダクタLS1とによって形成された出力ネットワークを含む。図21に示す実施形態では、RF PA2102は、変更E級インバータであり、FETスイッチ2108がDC電力およびRF電力間で変換を行う。π-TMN2104は、第1位相スイッチト・キャパシタ(例えば、CP2およびFET2110)と、第2位相スイッチト・キャパシタ(例えば、CP1およびFET2112)とを含む。分岐フィルタ2106は、インダクタLS3と、π-TMN2104と負荷ZLとの間に結合されたキャパシタCS3とを含む。
2102の動作周波数におけるほぼ抵抗性負荷として維持するとき、RF PA2102は、異なる出力電力レベルにおいてゼロ電圧スイッチング(ZVS)および高効率を維持する。RF PA2102は、ZTMNが50Ωであるとき(例えば、負荷インピーダンスZLと一致する)、ピークRF電力を生成する。RF PA2102の電力バックオフの動的制御は、π-TMN2104がZTMNを調整することによって遂行することができる。
、図21に示すPSIM増幅器2100の例示的な実施形態は、113nHの値を有するインダクタLF、180pFの値を有するキャパシタCF、15.2pFの値を有するキャパシタCS1、3.81μHの値を有するインダクタLS1、152pFの物理値C0を有する位相スイッチト・キャパシタCP2、381nHの値を有するインダクタLS2、0.01μpの値を有するキャパシタCS2、152pFの物理値C0を有する位相スイッチト・キャパシタCP1、3.81μHの値を有するインダクタLS3、および15.2pFの値を有するキャパシタCS3を採用する。ある実施形態では、π-TMN2104は半波スイッチト・キャパシタ・ネットワーク(例えば、キャパシタCP2およびFET2110、ならびにキャパシタCP1およびFET2112)を採用する。
ンス・ネットワーク分岐は、20.86MHzの周波数において50Ωの誘導性インピーダンスを有し、更に2つのスイッチト・ネットワーク(例えば、キャパシタCP2およびFET2110、ならびにキャパシタCP1およびFET2112)をDC分離する。キ
ャパシタCS2およびインダクタLS2のインピーダンスは、π-TMN2104のTZMNを調整することができる抵抗範囲を設定する。キャパシタCS3およびインダクタLS3によって形成された直列共振ネットワークは、負荷電流ILの追加のフィルタリングを行い、DC電流および高周波高調波成分が負荷ZLに結合されるのを防止する。π-TMN2104は、FETスイッチ2110および2112をしかるべく駆動することにより、例えば、FETの導通角を調節することにより、RF PA2102に呈するインピーダンスZTMNを調整することができる。RF PA2102に呈するインピーダンスZTMNを調整することにより、π-TMN2014は、RF PA2102から負荷ZLに配電される出力電力を制御することができる。
することができる例示的なインピーダンス範囲(例えば、陰影領域2202)を示す。図23は、π-TMN2104のZTMNを27.12MHzにおいて調節することができる例示的なインピーダンス範囲(例えば、陰影領域2302)を示す。スミス・チャート2200および2300は、50Ωに正規化されている。陰影領域2202および2302は、位相スイッチト・キャパシタCP1を1:6のインピーダンス範囲にわたって変化させ(例えば、FET2112のスイッチング角度α1を約0度から125度にわたって変化させる)、更に位相スイッチト・キャパシタCP1を1:10のインピーダンス範囲にわたって変化させる(例えば、FET2110のスイッチング角度α2を約0度から135度にわたって変化させる)ことによって、π-TMN2104が10:1の範囲にわたって負荷インピーダンスZLを整合させることができることを示す。更に、RF PA2102の動作周波数において負荷インピーダンスZL(抵抗性およびリアクティブの双方)の±10%の変動を考慮するために、ZTMNを調整することができる。
びFET2110のスイッチング角度α2の正しい値を設定して所与のインピーダンスを達成するために、LUT108は種々のインピーダンスに対応する所定のスイッチング角度(例えば、α1およびα2)を格納することもできる。例えば、表3は、50Ω負荷インピーダンスZLに整合することができる、可能なインピーダンスZTMNと、対応するスイッチング角度(例えば、α1およびα2)の例示的なリストを示す。表3の値は、PSIM増幅器2100のシミュレーションに基づいて決定することができ、10mΩのオン状態抵抗と、0.4V順方向電圧降下を有するボディ・ダイオードとを有するFET2110および2112をモデル化した。表3に羅列した出力電力は、PSIM増幅器に48VDC電源が供給されたときの、基本周波数以上において配電される電力を含む。
ンピーダンス、および動作周波数にわたって、全てのFETスイッチのゼロ電圧スイッチングを維持する。例えば、58.6Wの出力電力を50Ω負荷ZLに20.86MHzで、48VDCの電圧源によって配電する例示的なPSIM増幅器2100では、TMN2102はほぼ1:1のインピーダンス整合(例えば、ZL=ZTMN=50Ω)を与えることを要求される。この動作条件の下で、ノードN1およびN2における要求実効分路容量は、それぞれ、CP1およびCP2容量と等価であり、したがって、FETスイッチ2110および2112は、サイクル全体の間オフとなり、FETスイッチ2110および2112のドレイン電圧波形は正弦波状となる。
で、48VDCの電圧源によって配電する例示的なPSIM増幅器2100では、TMN2102は、約500ΩのインピーダンスZTMNを与えることを要求される(図3に示す通り)。この動作条件の下では、ノードN1およびN2における要求実効分路容量は、それぞれ、CP1およびCP2容量よりも高く、したがって、FETスイッチ2110および2112は、ZVSを維持している間、サイクルの一定部分の間オンにされる。FETスイッチ2110および2112のドレイン電圧波形の高周波高調波成分にも拘わらず、負荷ZLを流れる負荷電流ILはほぼ正弦波状のままでいるはずである。このように、PSIM増幅器2100は、広いスイッチング周波数にわたって可変負荷に整合しつつ、動的出力電力制御を行うことができる。
イッチト可変ネットワーク・リアクタンス素子に基づくチューニング可能整合ネットワークを提供する。本明細書では、これを位相スイッチト・チューニング可能整合ネットワーク(PS-TMN)と呼ぶ。このようなPS-TMNは、高いバイアス電圧や電流を必要とせず、高電力レベルで効率的に動作しつつ、広いインピーダンス範囲にわたって素早く、高帯域幅の連続インピーダンス整合を可能にする。このようなPS-TMNは、単独で採用することができ、または離散スイッチト・リアクタンス・バンクのような他の整合技法と組み合わせて採用することもできる。また、説明した実施形態は、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)高周波(RF)増幅器も提供する。ここでは、これを位相スイッチト・インピーダンス変調(PSIM)増幅器と呼ぶ。このようなPSIM増幅器は、広い周波数範囲にわたって出力電力を効率的に調整し、高可変負荷に整合させる(例えば、広いインピーダンス範囲に整合させる)ことによって、広い周波数範囲にわたって動作するためにPS-TMNを採用することができる。
形態に関連して説明された特定の特徴、構造、または特性を、特許請求する主題の少なくとも1つの実施形態に含むことができることを意味する。明細書の種々の場所において「一実施形態において」という句が現れるとき、必ずしも同じ実施形態を指すとは限らず、他の実施形態とは必ずしも互いに排他的な別の実施形態または代わりの実施形態であるとも限らない。これは「実現例」という用語にも当てはまる。
または」を意味することを意図している。即ち、別段指定されない限り、または文脈から明らかでない限り、「XはAまたはBを採用する」は、自然な包含的置換(natural inclusive permutation)のいずれかを意味することを意図している。即ち、XはAを採用する、XはBを採用する、またはXはAおよびBの双方を採用する場合、以上の実例のいずれの下においても、「XはAまたはBを採用する」が満たされる。加えて、冠詞「a」および「an」は、本願および添付する特許請求の範囲において使用される場合、別段していされない限り、または単数形を対象とすることが文脈から明らかでない限り、一般に「1つ以上」を意味すると解釈されてしかるべきである。
おいて(例えば、上方、下方、平行、垂直等)、これらの用語は、実施形態を説明するときに補助することを意図するに過ぎず、特許請求の範囲を限定することは全く意図していない。このような用語は、正確さ(例えば、正確に垂直または正確な平行等)を要求するのではなく、通常の許容度および範囲が適用されることを意図している。同様に、別段明示的に述べられていないのであれば、各数値および数値範囲は、「約」、「実質的に」、または「ほぼ」という単語がその値または値の範囲に先立つかのように、大凡であると解釈されてしかるべきである。
で実現することもできる。更に、当業者には明白であろうが、回路素子の種々の機能も、ソフトウェア・プログラムにおける処理ブロックとして実現することができる。説明した実施形態は、磁気記録媒体、ハード・ドライブ、フロッピ・ディスケット、磁気テープ媒体、光記録媒体、コンパクト・ディスク(CD)、ディジタル・バーサタイル・ディスク(DVD)、ソリッド・ステート・メモリ、混成磁気およびソリッド・ステート・メモリ、または任意の他の機械読み取り可能な記憶媒体というような、有形媒体において具体化されたプログラム・コードという形態で実現することもできる。プログラム・コードがコンピュータのような機械にロードされこれによって実行されると、機械は、特許請求する発明を実施する装置となる。また、説明した実施形態は、プログラム・コードの形態で実現することもでき、例えば、記憶媒体に格納される、機械にロードされおよび/または実行される、あるいは電気配線(wiring or cabling)を介して、光ファイバを通って、または電磁放射線によってというように、何らかの伝送媒体または搬送波(carrier)を介して伝送されるのでもよい。プログラム・コードがコンピュータのような機械にロードされ実行されると、この機械は、特許請求する発明を実施する装置となる。処理デバイスに実装されると、プログラム・コード・セグメントがプロセッサと結合して、特定のロジック回路と同様に動作する一意のデバイスを提供する。このような処理デバイスは、例えば、汎用マイクロプロセッサ、ディジタル信号プロセッサ(DSP)、縮小命令セットコンピュータ(RISC:reduced instruction set computer)、特定用途集積回路(ASIC)、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ(FPGA)、プログラマブル・ロジック・アレイ(PLA)、マイクロコントローラ、埋め込みコントローラ、マルチコア・プロセッサ、および/または以上のものの組み合わせを含むその他を含むことができる。また、説明した実施形態は、特許請求の範囲において記載される方法および/または装置を使用して生成され、媒体を介して電気的または光学的に伝送されるビットストリームあるいは他の信号値のシーケンス、磁気記録媒体等に格納される磁場変動という形態で実現することもできる。
」、「接続する」、「接続している」、または「接続された」という用語は、2つ以上の素子間でエネルギが伝送されることを可能にし、1つ以上の追加素子の介在が考えられるが必須ではない、当技術において知られている、または今後開発される任意の方法を指す。逆に、「直接結合された」、「直接接続された」等という用語は、このような追加エレメントの不在を含意する。信号および対応するノードまたはポートが同じ名称で呼ばれることもあり、本明細書では故意に相互交換可能にしている。
実行されなければならないのではなことは理解されてしかるべきであり、このような方法のステップの順序は、単に例示に過ぎないことは理解されてしかるべきである。同様に、このような方法に追加のステップを含ませることもでき、種々の実施形態による方法において、一定のステップを省略するまたは組み合わせることもできる。
ける種々の変更も、以下の請求項の範囲から逸脱することなく、当業者によって行うことができることも理解されよう。
Claims (25)
- 入力ポートおよび出力ポートを有する高周波(RF)増幅システムであって、
前記RF増幅システムの入力ポートに結合された入力ポートを有し、更に出力ポートを有するRF増幅器と、
前記RF増幅器の前記出力ポートと前記RF増幅システムの出力ポートとの間に結合された位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークであって、前記RF増幅器の出力ポートに呈するインピーダンスを変化させるために、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させるように構成され、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークの前記インピーダンスが、前記RF増幅器の前記出力ポートにおけるRF信号の周波数および位相に関係した周波数および位相で少なくとも1つのリアクタンス素子を前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに電気的に接続または切断することによって変化させられて、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークの出力において所望のリアクタンス値を有する前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークを提供する、位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークと、
を含む、高周波増幅システム。 - 請求項1記載のRF増幅システムにおいて、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子を含み、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、それぞれの制御信号を受けるように構成され、供給された前記それぞれの制御信号に応答して、対応する所望のリアクタンス値を有する各位相スイッチト・リアクタンス素子が提供され、前記RF増幅システムが、更に、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々にそれぞれの制御信号を供給するように構成されたコントローラを含む、RF増幅システム。
- 請求項2記載のRF増幅システムにおいて、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、
1つ以上のリアクタンス素子であって、前記1つ以上のリアクタンス素子のうちの少なくとも1つのリアクタンス素子がそれに結合された少なくとも1つのスイッチを有する、1つ以上のリアクタンス素子
を含み、
前記1つ以上のリアクタンス素子の内少なくとも1つが、それに結合された少なくとも1つのスイッチによって、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに電気的に接続され、および、該位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークから電気的に切断されるように構成され、
前記少なくとも1つのスイッチが、前記RF増幅器の出力ポートにおけるRF信号の周波数に関係するスイッチング周波数と、前記それぞれの制御信号に基づくスイッチング位相とで切り替え可能である、RF増幅システム。 - 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記少なくとも1つのスイッチが、前記RF増幅器の出力ポートにおける前記RF信号のサイクル毎に1回オンおよびオフに切り替わるために、半波スイッチング構成で動作可能である、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記少なくとも1つのスイッチが、前記RF増幅器の出力ポートにおける前記RF信号のサイクル毎に2回オンおよび2回オフに切り替わるために、全波スイッチング構成で動作可能である、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、スイッチと並列なキャパシタを含む、RF増幅システム。
- 請求項6記載のRF増幅システムにおいて、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々が、更に、前記スイッチと並列な前記キャパシタの組み合わせと直列なインダクタを含む、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記少なくとも1つのスイッチが、前記少なくとも1つのスイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも1つを提供するように動作可能である、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記スイッチング周波数およびスイッチング位相が、所望のリアクタンス値を有する前記位相スイッチト・リアクタンス素子を提供するように選択される、RF増幅システム。
- 請求項9記載のRF増幅システムにおいて、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の内少なくとも1つが、
実効容量値を有するキャパシタであって、前記キャパシタの実効容量値が、前記キャパシタの物理DC容量値と前記スイッチング位相とに関係する、キャパシタ、および
実効インダクタンス値を有するインダクタであって、所望の周波数における前記インダクタの実効インダクタンス値が、前記インダクタの物理DCインダクタンス値と前記スイッチング位相とに関係する、インダクタ、
の一方である、RF増幅システム。 - 請求項1記載のRF増幅システムにおいて、前記RF増幅システムの出力ポートに結合された可変負荷インピーダンスを前記RF増幅器のインピーダンスに整合させるために、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって前記RF増幅器の出力ポートに呈するインピーダンスを動的に適応させ、前記RF増幅システムが、更に、前記RF増幅システムの出力ポートに結合されたRF負荷を含み、前記RF負荷が、アンテナ、伝送線、およびプラズマ負荷の内少なくとも1つである、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記RF増幅器が、RF電力を生成するように構成された少なくとも1つのスイッチング素子を含むスイッチング・インバータを含む、RF増幅システム。
- 請求項12記載のRF増幅システムにおいて、前記RF増幅器が前記スイッチング・インバータの前記少なくとも1つのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング(ZVS)を維持するように、前記コントローラが前記RF増幅器の出力ポートに呈する前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させる、RF増幅システム。
- 請求項3記載のRF増幅システムにおいて、前記1つ以上の位相スイッチト・リアクタンス素子の各々の少なくとも1つのスイッチを切り替えることによって、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって提供されるインピーダンス変換を行う、RF増幅システム。
- 請求項1記載のRF増幅システムであって、更に、
前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークに結合されたフィルタを含み、
前記フィルタが、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって生成され、前記RF増幅器の出力ポートおよび前記RF増幅システムの出力ポートの内少なくとも1つに呈する、高調波成分を低減するフィルタ特性を有し、
前記フィルタが、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークと、前記RF増幅器および前記RF増幅システムの出力ポートの内少なくとも1つとの間においてDC信号を電気的に分離するように構成された1つ以上のフィルタ部品を含む、RF増幅システム。 - 請求項1記載のRF増幅システムにおいて、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、
直列経路リアクタンス素子の第1ノードに結合された第1分路位相スイッチト可変リアクタンス素子を含む、RF増幅システム。 - 請求項16記載のRF増幅システムにおいて、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、更に、
前記直列経路リアクタンス素子の第2ノードに結合された第2分路位相スイッチト可変リアクタンス素子を含む、RF増幅システム。 - 高周波(RF)増幅システムの動作方法であって、
RF信号をRF増幅器の入力ポートに供給するステップと、
前記RF増幅器によって前記RF信号を増幅し、前記RF増幅器の出力ポートにおいて増幅RF信号を供給するステップと、
前記RF増幅器の出力ポートに呈するインピーダンスを変化させるために、前記RF増幅器の出力ポートと前記RF増幅システムの出力ポートとの間に結合された位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させるステップであって、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスが、前記RF増幅器の前記出力ポートにおけるRF信号の周波数に関係した周波数で変化させられる、ステップと、
を含む、方法。 - 請求項18記載の方法において、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダン
ス・ネットワークのインピーダンスを変化させるステップが、
前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによる制御信号を受けるステップと、
前記制御信号に応答して、所望のリアクタンス値を有する前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークを提供するために、前記RF増幅器の出力ポートにおけるRF信号の周波数に関係する周波数および位相で、少なくとも1つのリアクタンス素子を前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークへ電気的に接続しまたは該位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークから電気的に切断するステップと、
を含む、方法。 - 請求項19記載の方法において、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークが、1つ以上のリアクタンス素子と、少なくとも1つのスイッチとを含み、少なくとも1つのリアクタンス素子を前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークへ電気的に接続しまたは該位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークから電気的に切断するステップが、
前記制御信号に基づくスイッチング周波数およびスイッチング位相で、前記1つ以上のリアクタンス素子の内少なくとも1つを、それに関連する少なくとも1つのスイッチによって、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークへ電気的に接続しまたは該位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークから電気的に切断するようにするステップを含む、方法。 - 請求項20記載の方法であって、更に、
所望のリアクタンス値を有する位相スイッチト・リアクタンス素子を提供するために、前記RF増幅器の出力ポートにおけるRF信号の周波数に基づいて、前記スイッチング周波数およびスイッチング位相を選択するステップを含む、方法。 - 請求項18記載の方法であって、更に、
前記RF増幅システムの出力ポートに結合された可変負荷インピーダンスを前記RF増幅器のインピーダンスに整合させるために、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって、前記RF増幅器に呈するインピーダンスを動的に適応させるステップを含む、方法。 - 請求項18記載の方法において、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークによって前記RF増幅器に呈する負荷インピーダンスを変化させることにより、前記RF増幅システムの出力ポートに供給される前記増幅信号の電力レベルを制御する、方法。
- 請求項20記載の方法において、前記RF増幅器が、RF電力を生成するように構成された少なくとも1つのスイッチング素子を含むスイッチング・インバータを含み、前記方法が、更に、
前記RF増幅器に呈する前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークのインピーダンスを変化させることによって、前記スイッチング・インバータの少なくとも1つのスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング(ZVS)を維持するステップを含む、方法。 - 請求項20記載の方法であって、更に、
前記少なくとも1つのスイッチのゼロ電圧スイッチングおよびゼロ電流スイッチングの内少なくとも1つを提供するために、前記位相スイッチト・チューニング可能インピーダンス・ネットワークの前記少なくとも1つのスイッチを切り替えるステップを含む、方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022078811A JP2022110070A (ja) | 2014-12-19 | 2022-05-12 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US201462094144P | 2014-12-19 | 2014-12-19 | |
US62/094,144 | 2014-12-19 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017532742A Division JP6685305B2 (ja) | 2014-12-19 | 2015-12-18 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022078811A Division JP2022110070A (ja) | 2014-12-19 | 2022-05-12 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2020114011A JP2020114011A (ja) | 2020-07-27 |
JP7126529B2 true JP7126529B2 (ja) | 2022-08-26 |
Family
ID=56127690
Family Applications (3)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017532742A Active JP6685305B2 (ja) | 2014-12-19 | 2015-12-18 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
JP2020060147A Active JP7126529B2 (ja) | 2014-12-19 | 2020-03-30 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
JP2022078811A Withdrawn JP2022110070A (ja) | 2014-12-19 | 2022-05-12 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017532742A Active JP6685305B2 (ja) | 2014-12-19 | 2015-12-18 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022078811A Withdrawn JP2022110070A (ja) | 2014-12-19 | 2022-05-12 | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US9755576B2 (ja) |
JP (3) | JP6685305B2 (ja) |
KR (3) | KR102638385B1 (ja) |
CN (2) | CN107112972B (ja) |
WO (1) | WO2016100841A1 (ja) |
Families Citing this family (46)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10790784B2 (en) | 2014-12-19 | 2020-09-29 | Massachusetts Institute Of Technology | Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications |
US10581276B2 (en) * | 2015-03-29 | 2020-03-03 | Chargedge, Inc. | Tuned resonant microcell-based array for wireless power transfer |
WO2016182407A1 (ko) * | 2015-05-14 | 2016-11-17 | 아탈라에르긴 | 자기 공명 영상 스캐너 |
WO2016195281A1 (ko) | 2015-05-21 | 2016-12-08 | 아탈라에르긴 | 경사자장을 발생시키기 위해 복수의 코일을 이용하는 경사자장 발생 모듈 |
US10571537B2 (en) | 2015-05-21 | 2020-02-25 | Bilkent University | Multi-purpose gradient array for magnetic resonance imaging |
FR3037745B1 (fr) * | 2015-06-22 | 2020-11-20 | Tekcem | Procede et appareil pour accord automatique d'une matrice impedance, et emetteur radio utilisant cet appareil |
JP6661190B2 (ja) * | 2015-11-16 | 2020-03-11 | 国立大学法人豊橋技術科学大学 | 可変リアクタンス回路 |
WO2017160723A1 (en) * | 2016-03-15 | 2017-09-21 | Northeastern University | Distributed wireless charging system and method |
US10536093B2 (en) * | 2016-06-28 | 2020-01-14 | Massachusetts Institute Of Technology | High-frequency variable load inverter and related techniques |
EP3280224A1 (en) | 2016-08-05 | 2018-02-07 | NXP USA, Inc. | Apparatus and methods for detecting defrosting operation completion |
EP3280225B1 (en) * | 2016-08-05 | 2020-10-07 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus with lumped inductive matching network and methods of operation thereof |
US20180048305A1 (en) * | 2016-08-09 | 2018-02-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Radio-frequency switch with switchable capacitor |
US10666300B2 (en) * | 2016-09-09 | 2020-05-26 | Skyworks Solutions, Inc. | Switchable impedance phase shifter for switched multiplexing applications |
TR201914968A1 (tr) | 2017-04-06 | 2022-02-21 | Ihsan Dogramaci Bilkent Ueniversitesi | Optimum faz kayması darbe genişlik modülasyonu modelinin uygulanması vasıtasıyla gradyan dizisi sisteminde minimum akım dalgalanmasının algoritması ve uygulanması. |
US10389162B2 (en) * | 2017-05-19 | 2019-08-20 | Qualcomm Incorporated | Power receiving unit reflected reactance and tuning methods |
US10447242B2 (en) | 2017-05-24 | 2019-10-15 | Skyworks Solutions, Inc. | Signal switching systems and modules and devices using same |
JP6812911B2 (ja) * | 2017-06-22 | 2021-01-13 | Tdk株式会社 | 電力変換装置 |
DE202017105350U1 (de) | 2017-08-25 | 2018-11-27 | Aurion Anlagentechnik Gmbh | Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk und seine Verwendung |
US10917948B2 (en) | 2017-11-07 | 2021-02-09 | Nxp Usa, Inc. | Apparatus and methods for defrosting operations in an RF heating system |
US10771036B2 (en) | 2017-11-17 | 2020-09-08 | Nxp Usa, Inc. | RF heating system with phase detection for impedance network tuning |
US10785834B2 (en) | 2017-12-15 | 2020-09-22 | Nxp Usa, Inc. | Radio frequency heating and defrosting apparatus with in-cavity shunt capacitor |
EP3503679B1 (en) | 2017-12-20 | 2022-07-20 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus and methods of operation thereof |
EP3534493B1 (en) * | 2018-02-28 | 2023-09-13 | Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. | Wireless power transfer control |
US10447220B2 (en) * | 2018-03-07 | 2019-10-15 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Variable gain amplifier |
US10491165B2 (en) * | 2018-03-12 | 2019-11-26 | Psemi Corporation | Doherty amplifier with adjustable alpha factor |
EP3547801B1 (en) | 2018-03-29 | 2022-06-08 | NXP USA, Inc. | Defrosting apparatus and methods of operation thereof |
CN108880251B (zh) * | 2018-06-29 | 2021-07-13 | 上海联影医疗科技股份有限公司 | 具有输出特性调节电路的电源*** |
US10952289B2 (en) | 2018-09-10 | 2021-03-16 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with mass estimation and methods of operation thereof |
US11800608B2 (en) | 2018-09-14 | 2023-10-24 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with arc detection and methods of operation thereof |
US11166352B2 (en) | 2018-12-19 | 2021-11-02 | Nxp Usa, Inc. | Method for performing a defrosting operation using a defrosting apparatus |
US11039511B2 (en) | 2018-12-21 | 2021-06-15 | Nxp Usa, Inc. | Defrosting apparatus with two-factor mass estimation and methods of operation thereof |
US11631998B2 (en) * | 2019-01-10 | 2023-04-18 | Hengchun Mao | High performance wireless power transfer and power conversion technologies |
EP3716493B1 (en) * | 2019-03-29 | 2021-11-10 | Nokia Solutions and Networks Oy | Full duplex transmission arrangement |
EP3731339A1 (en) | 2019-04-23 | 2020-10-28 | NXP USA, Inc. | Impedance compensation system with microstrip and slotline coupling and controllable capacitance |
US11158488B2 (en) * | 2019-06-26 | 2021-10-26 | Mks Instruments, Inc. | High speed synchronization of plasma source/bias power delivery |
CN114600361A (zh) * | 2019-09-12 | 2022-06-07 | 索雷斯能源公司 | 高频无线功率传输***及其发射器和接收器 |
CN111900943B (zh) * | 2020-07-14 | 2023-05-05 | 电子科技大学 | 一种射频宽带高效率整流器 |
WO2022026797A1 (en) | 2020-07-31 | 2022-02-03 | Massachusetts Institute Of Technology | Radio-frequency power generator and control method |
CN113258782B (zh) * | 2021-06-02 | 2022-07-15 | 中南大学 | 基于耦合电感的可变电感电路及方法 |
DE102021205817A1 (de) | 2021-06-09 | 2022-12-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Ladestation für ein elektrisch antreibbares Fahrzeug |
CN115549702A (zh) * | 2021-06-29 | 2022-12-30 | 中电长城圣非凡信息***有限公司 | 一种甚低频发信机及发信方法 |
WO2023137215A1 (en) * | 2022-01-14 | 2023-07-20 | Advanced Energy Industries, Inc. | Two-stage solid state match |
US20230230808A1 (en) * | 2022-01-17 | 2023-07-20 | Advanced Energy Industries, Inc. | Solid-state match (ssm)-generator synchronization |
WO2024036293A2 (en) * | 2022-08-12 | 2024-02-15 | Massachusetts Institute Of Technology | Multiple-output tunable impedance matching networks |
WO2024091857A1 (en) * | 2022-10-24 | 2024-05-02 | Lam Research Corporation | Systems and methods for fast control of impedance associated with an output of a plasma source |
WO2024116538A1 (ja) * | 2022-12-02 | 2024-06-06 | 株式会社村田製作所 | デジタル式可変リアクタンス素子、移相器およびインピーダンス整合回路 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003504906A (ja) | 1999-07-01 | 2003-02-04 | イノベイティブ・テクノロジー・ライセンシング・エルエルシー | 集積型の同調可能で高能率な電力増幅器 |
JP2007501600A (ja) | 2003-05-23 | 2007-01-25 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 誘導結合電力伝達システムを制御する方法および装置 |
JP2009514176A (ja) | 2005-10-31 | 2009-04-02 | エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド | 無線周波数電力搬送システム |
JP2014187678A (ja) | 2013-02-20 | 2014-10-02 | Daihen Corp | 可変リアクタンス素子、その可変リアクタンス素子を用いたインピーダンス整合装置及びそのインピーダンス整合装置を内蔵した高周波電源 |
Family Cites Families (35)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1380066A (en) * | 1971-11-02 | 1975-01-08 | Int Computers Ltd | Circuits for producing controlled pulses |
US5640082A (en) * | 1996-01-31 | 1997-06-17 | Hughes Electronics | Duty cycle controlled switch variable capacitor circuit |
US5654679A (en) * | 1996-06-13 | 1997-08-05 | Rf Power Products, Inc. | Apparatus for matching a variable load impedance with an RF power generator impedance |
JPH11220338A (ja) * | 1998-01-30 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波電力増幅器 |
US6887339B1 (en) | 2000-09-20 | 2005-05-03 | Applied Science And Technology, Inc. | RF power supply with integrated matching network |
JP2002158556A (ja) * | 2000-11-22 | 2002-05-31 | Hitachi Kokusai Electric Inc | If帯域フィルタ回路 |
JP2002271160A (ja) * | 2001-03-14 | 2002-09-20 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 整合点距離検出補正装置及びその方法 |
US6587017B1 (en) * | 2001-09-20 | 2003-07-01 | Lsi Logic Corporation | Method and apparatus for calibrated phase-shift networks |
JP2004236112A (ja) * | 2003-01-31 | 2004-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器、複合モジュールおよび通信装置 |
US7332980B2 (en) * | 2005-09-22 | 2008-02-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for a digitally tunable impedance matching network |
US7764140B2 (en) | 2005-10-31 | 2010-07-27 | Mks Instruments, Inc. | Radio frequency power delivery system |
KR101109861B1 (ko) * | 2008-01-15 | 2012-02-14 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전치 보상기 |
US8072285B2 (en) | 2008-09-24 | 2011-12-06 | Paratek Microwave, Inc. | Methods for tuning an adaptive impedance matching network with a look-up table |
US9634577B2 (en) | 2008-11-11 | 2017-04-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Inverter/power amplifier with capacitive energy transfer and related techniques |
US8054892B2 (en) | 2009-02-12 | 2011-11-08 | Agere Systems Inc. | Compensating transmission line to reduce sensitivity of performance due to channel length variation |
US8339174B2 (en) * | 2010-02-25 | 2012-12-25 | Atmel Corporation | Apparatus, circuit and method for automatic phase-shifting pulse width modulated signal generation |
JP5452283B2 (ja) * | 2010-03-01 | 2014-03-26 | 三菱電機株式会社 | 歪み補償装置 |
US8611834B2 (en) * | 2010-11-01 | 2013-12-17 | Cree, Inc. | Matching network for transmission circuitry |
US8416008B2 (en) * | 2011-01-20 | 2013-04-09 | Advanced Energy Industries, Inc. | Impedance-matching network using BJT switches in variable-reactance circuits |
US8718188B2 (en) | 2011-04-25 | 2014-05-06 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for envelope tracking |
WO2013019819A2 (en) | 2011-07-31 | 2013-02-07 | The Regents Of The University Of California | Zero-voltage-switching contour based outphasing power amplifier |
EP2764604B1 (en) * | 2011-08-04 | 2018-07-04 | WiTricity Corporation | Tunable wireless power architectures |
WO2013109797A1 (en) | 2012-01-17 | 2013-07-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Enhanced stacked switched capacitor energy buffer circuit |
US9407164B2 (en) | 2012-02-03 | 2016-08-02 | Massachusetts Institute Of Technology | Systems approach to photovoltaic energy extraction |
US10090772B2 (en) | 2012-03-08 | 2018-10-02 | Massachusetts Institute Of Technology | Resonant power converters using impedance control networks and related techniques |
US8868011B2 (en) * | 2012-04-30 | 2014-10-21 | Triquint Semiconductor, Inc. | Power amplifier with fast loadline modulation |
US8830710B2 (en) | 2012-06-25 | 2014-09-09 | Eta Devices, Inc. | RF energy recovery system |
US9450506B2 (en) | 2012-08-13 | 2016-09-20 | Massachusetts Institute Of Technology | Apparatus for multi-level switched-capacitor rectification and DC-DC conversion |
US9595923B2 (en) | 2013-03-14 | 2017-03-14 | Peregrine Semiconductor Corporation | Systems and methods for optimizing amplifier operations |
US8963644B2 (en) * | 2013-03-25 | 2015-02-24 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. | Reconfigurable output matching network for multiple power mode power amplifiers |
CN103337717B (zh) * | 2013-06-25 | 2015-07-08 | 华为技术有限公司 | 天线阻抗匹配装置、半导体芯片和方法 |
US10840805B2 (en) | 2013-09-24 | 2020-11-17 | Eta Devices, Inc. | Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers |
US9755672B2 (en) | 2013-09-24 | 2017-09-05 | Eta Devices, Inc. | Integrated power supply and modulator for radio frequency power amplifiers |
US9525383B2 (en) * | 2014-12-15 | 2016-12-20 | Intel IP Corporation | Apparatus and methods for a capacitive digital-to-analog converter based power amplifier |
JP6661190B2 (ja) * | 2015-11-16 | 2020-03-11 | 国立大学法人豊橋技術科学大学 | 可変リアクタンス回路 |
-
2015
- 2015-12-18 CN CN201580069046.1A patent/CN107112972B/zh active Active
- 2015-12-18 KR KR1020237001062A patent/KR102638385B1/ko active IP Right Grant
- 2015-12-18 US US14/974,563 patent/US9755576B2/en active Active
- 2015-12-18 WO PCT/US2015/066722 patent/WO2016100841A1/en active Application Filing
- 2015-12-18 JP JP2017532742A patent/JP6685305B2/ja active Active
- 2015-12-18 CN CN202310095776.5A patent/CN115913144A/zh active Pending
- 2015-12-18 KR KR1020237034992A patent/KR20230149858A/ko not_active Application Discontinuation
- 2015-12-18 KR KR1020177017717A patent/KR20170096125A/ko not_active Application Discontinuation
- 2015-12-19 US US14/975,742 patent/US9923518B2/en active Active
-
2018
- 2018-03-12 US US15/918,410 patent/US20190020313A1/en not_active Abandoned
-
2020
- 2020-03-30 JP JP2020060147A patent/JP7126529B2/ja active Active
-
2022
- 2022-05-12 JP JP2022078811A patent/JP2022110070A/ja not_active Withdrawn
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003504906A (ja) | 1999-07-01 | 2003-02-04 | イノベイティブ・テクノロジー・ライセンシング・エルエルシー | 集積型の同調可能で高能率な電力増幅器 |
JP2007501600A (ja) | 2003-05-23 | 2007-01-25 | オークランド ユニサービシズ リミテッド | 誘導結合電力伝達システムを制御する方法および装置 |
JP2009514176A (ja) | 2005-10-31 | 2009-04-02 | エム ケー エス インストルメンツ インコーポレーテッド | 無線周波数電力搬送システム |
JP2014187678A (ja) | 2013-02-20 | 2014-10-02 | Daihen Corp | 可変リアクタンス素子、その可変リアクタンス素子を用いたインピーダンス整合装置及びそのインピーダンス整合装置を内蔵した高周波電源 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2018506200A (ja) | 2018-03-01 |
US9923518B2 (en) | 2018-03-20 |
KR20170096125A (ko) | 2017-08-23 |
JP6685305B2 (ja) | 2020-04-22 |
KR102638385B1 (ko) | 2024-02-21 |
WO2016100841A1 (en) | 2016-06-23 |
KR20230010008A (ko) | 2023-01-17 |
CN115913144A (zh) | 2023-04-04 |
JP2020114011A (ja) | 2020-07-27 |
JP2022110070A (ja) | 2022-07-28 |
CN107112972A (zh) | 2017-08-29 |
US20160181986A1 (en) | 2016-06-23 |
US20190020313A1 (en) | 2019-01-17 |
CN107112972B (zh) | 2023-02-14 |
US9755576B2 (en) | 2017-09-05 |
KR20230149858A (ko) | 2023-10-27 |
US20160181987A1 (en) | 2016-06-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP7126529B2 (ja) | 位相スイッチト素子を使用したチューニング可能整合ネットワーク | |
US11942898B2 (en) | Generation and synchronization of pulse-width modulated (PWM) waveforms for radio-frequency (RF) applications | |
JP5711354B2 (ja) | クラス特性可変増幅器 | |
US20150180426A1 (en) | Adaptive receiver/transmitter amplifier circuit | |
JP2011101408A5 (ja) | ||
KR20230043147A (ko) | 무선 주파수 발전기 및 제어 방법 | |
EP2738940A2 (en) | Variable phase shifter and phase shifting method | |
US20110057726A1 (en) | Switching amplifier | |
Perreault | A new architecture for high-frequency variable-load inverters | |
JP6470398B2 (ja) | 電力増幅器 | |
JP7252323B2 (ja) | 無線周波数(rf)用途のためのパルス幅変調(pwm)波形の生成及び同期 | |
US20220103141A1 (en) | Devices and methods involving power-amplification architecture using t-network | |
Jurkov | Lossless multi-way power combining and outphasing for radio frequency power amplifiers | |
Arfaei Malekzadeh et al. | Architectures and Topologies |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20200402 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20200402 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20210201 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20210217 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20210517 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20210817 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20220112 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20220512 |
|
C60 | Trial request (containing other claim documents, opposition documents) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: C60 Effective date: 20220512 |
|
C11 | Written invitation by the commissioner to file amendments |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: C11 Effective date: 20220524 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20220616 |
|
C21 | Notice of transfer of a case for reconsideration by examiners before appeal proceedings |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: C21 Effective date: 20220617 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20220722 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20220816 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7126529 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |