JP2009514176A - 無線周波数電力搬送システム - Google Patents

Abstract

電力を動的負荷（２６０）に搬送するシステム（２００）及び方法が提供される。このシステムは、実質的に一定の電力開ループ応答を有するＤＣ電力を提供する電源（２１０）と、前記ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する電力増幅器（２２０）と、電圧と電流と前記ＲＦ電力と関連付けられた電圧ベクトルと電流ベクトルとの間の位相角とを測定するセンサ（２４０）と、動的負荷（２６０）のインピーダンスと少なくとも実質的に一致するように前記電力増幅器のインピーダンスを修正する電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システム（２５０、２５２）と、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御するコントローラ（２３０）と、を備えている。このシステム（２００）は、更に、前記電力増幅器によって搬送される電力を決定するセンサ較正測定モジュールと、前記動的負荷（２６０）に搬送される電力を決定する電子的マッチング・システム較正モジュール（２５２）と、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力を計算する電力消費モジュールとを含む。

Description

技術分野及び背景技術

動的負荷にＲＦ電力を供給するには、様々なアプローチが存在する。ＲＦ生成器は、約４００ｋＨｚから約２００ＭＨｚまで周波数で動的負荷に電力を典型的に供給する。科学、産業及び医療において用いられる周波数は、約２ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ及び２７ＭＨｚである。

図１Ａに示されているように、動的負荷（つまりプラズマ負荷１４０）にＲＦ電力を提供するあるシステム１００は、固定周波数ＲＦ生成器１１０と、５０Ωの伝送線路１３０によって接続されている２軸型調整可能マッチング・ネットワーク１２０とを含む。調整可能なマッチング・ネットワーク１２０は、直列の電動真空可変キャパシタ１２２と、インダクタ１２４と、シャント型の電動真空バリコン１２６とを含む。直列及びシャント・キャパシタンスを決定するのに用いられるアルゴリズムは、振幅及び位相検出器１５０を用いてなされるのが通常であるインピーダンス測定値に基づく。独立的な電力制御は、ＲＦ生成器１１０における電力測定値に基づいている。電力制御ループ１６０とインピーダンス制御ループ１６２とは独立している。

図１Ｂで示されているように、ＲＦ電力を動的負荷に提供する別のシステム１００’は、ＲＦ生成器１１０によって給電され５０Ωの伝送線路１３０によって接続される固定要素型のマッチング・ネットワーク１２０’を含む。固定要素型のマッチング・ネットワーク’１２０は、直列コンデンサ１２２とインダクタ１２４とシャント・キャパシタ１２６とを含んでいる。ＲＦ生成器１１０の周波数は、ある範囲（例えば、１３．５６ＭＨｚ＋−５％）に調整することができる。ＲＦ生成器１１０の周波数コマンドは、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の値に基づく。独立した電力ループ及びＶＳＷＲ（インピーダンス）制御ループ１６０’は、ＲＦ生成器１１０の出力での測定値に基づく。
図１Ｃに示されているように、動的負荷にＲＦ電力を供給する別のシステム１００”は、一体化されたＲＦ生成器インピーダンス・マッチング・ネットワークを１２０”含む。このＲＦ生成器インピーダンス・マッチング・ネットワーク１２０”は、直列キャパシタ１２２と、インダクタ１２４と、複数のシャント・キャパシタ１２６ａ・・・１２６ｎとを含む。シャント・キャパシタ１２６ａ．．．１２６ｎは、これらのキャパシタ１２６をグランドに結合しグラウンドから切断するスイッチング回路１２７ａに結合されている。システム１００”の電源制御と周波数制御１６０”とは、同時に導通することはない。

発明の概要

従来の技術及び方法には欠点が。従来型の技術及び方法では、伝送線路を介して接続される少なくとも２つの必要なモジュールである１）ＲＦ生成器／増幅器と２）インピーダンス・マッチング・ネットワークとに起因して、高コストになりがちである。更に、それぞれのモジュールに、ＲＦ電圧／電流センサ又は振幅／位相検出器が必要になる。

プラズマ・インピーダンスは、プラズマに搬送される電力の関数である。更に、ＲＦ生成器によって搬送される電力は、この生成器から見たインピーダンスの関数である。その結果として、搬送される電力と負荷インピーダンスとの間には循環的な相互依存が明確に存在し、よって、クロスカップリングを備えたマルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）システムが生じる。従来型のシステムでは、ＲＦ生成器制御ループとインピーダンス・マッチング制御ループとは独立であるから、電力制御とインピーダンス・マッチング制御ループとの間のクロスカップリングを補償することができない。これにより、閉ループの低いパフォーマンスが生じてしまう。

任意の制御対象となるシステムの動的応答は、最も低速の機能モジュール（センサ、アクチュエータ、制御システム・パラメータなど）と同じくらいでしかない。従来型のシステムでは、最も低速の機能モジュールは、ＤＣ電源であるのが典型的である。具体的には、ＲＦ電力増幅器の入力に供給されたＤＣ電力は、通常は、高周波化をフィルタリングするのに用いられる大きな電解キャパシタを含む。そのようなフィルタ・ネットワークを用いることに伴う短所は、動的応答（例えば、電力コマンドのステップ変化に対する応答）が、制御更新速度とは無関係に低速であることである。よって、そのようなシステムではプラズマの不安定性を十分に補償できない。

モータによって駆動される真空キャパシタを使用するシステムでは、応答時間は数百ミリ秒のオーダーである。考察対象であるプラズマ過渡現象（インピーダンスの突然で迅速な変更）が数百マイクロ秒の間に生じるから、真空キャパシタはプラズマ過渡現象に起因する負荷変動と一致するためには使えない。

従来用いられるマッチング・ネットワークの制御アルゴリズムは、測定されたインピーダンスの実部及び虚部に依存している。インピーダンス測定ベースのマッチング制御は、内在的な欠点を有する。例えば、インピーダンスの実部を訂正又は修正するシャント・キャパシタンスが変化すると、その結果、インピーダンスの虚部に望ましくない変化が生じてしまう。同様に、インピーダンスの虚部を訂正又は修正する直列キャパシタンス又は周波数が変化すると、その結果、インピーダンスの実部に望ましくない変化が生じる。制御対象である変数ベクトル（インピーダンスの実部及び虚部によって定式化される）と制御する側の変数ベクトル（シャント及び直列キャパシタンス又はシャント・キャパシタンス及び周波数とによって定式化される）とを関連付ける行列は、対角行列ではない。よって、インピーダンス測定値ベースの制御アルゴリズムは有効ではない。インピーダンスの振幅及び位相測定値を用いて定式化されるインピーダンス・ベースの制御アルゴリズムも同様に有効ではない。

従来技術のための較正方法は、ＲＦＲＦインピーダンス・アナライザ又はＶＩプローブを較正する。これらの較正方法では、電子マッチング・ネットワークにおける電力損失は電子マッチング・ネットワークのすべての状態と動作周波数とについて固定されていると仮定している。しかし、電子マッチングネットワークの損失は、システム全体の動作に大きく影響する。

したがって、動的プラズマ負荷に供給される電力とそれと関連付けられる損失とを制御する改善された方法及びシステムに対する必要性が存在している。

電力を動的負荷に搬送するシステムが提供される。このシステムは、実質的に一定の電力開ループ応答を有するＤＣ電力を提供する電源と、前記ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する電力増幅器と、電圧と電流と前記ＲＦ電力に関連付けられた電圧ベクトルと電流ベクトルとの間の位相角とを測定するセンサと、動的負荷のインピーダンスと少なくとも実質的に一致するように前記電力増幅器のインピーダンスを修正する電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムと、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御するコントローラと、を備えている。このシステムは、更に、前記電力増幅器によって搬送される電力を決定するセンサ較正測定モジュールと、動的負荷に搬送される電力を決定する電子的マッチング・システム較正モジュールと、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力を計算する電力消費モジュールと、を更に備えている。

ある実施例では、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、インダクタと、前記インダクタと直列のキャパシタと、前記動的負荷と並列の複数の切換型キャパシタとを含むことがある、前記インダクタは、マルチタップ型のインダクタ又は可変型のインダクタでありうる。前記複数の切換型キャパシタは、それぞれが、スイッチ及び追加的なキャパシタと直列でありうる。別の実施例では、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、キャパシタと、前記動的負荷と並列である複数の切換型キャパシタとを含んでおり、前記複数のキャパシタはそれぞれがスイッチ及び追加的なキャパシタと直列でありうる。更に別の実施例では、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンス・マッチングの周波数を制御することができる。

ある実施例では、前記前記コントローラは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御して、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスに関連付けられたコンダクタンスとサセプタンスとを同時に制御することができる。別の実施例では、前記コントローラは、ＲＦ電力周波数とＲＦ電力振幅と前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスとを同時に制御することができる。更に別の実施例では、前記コントローラは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御し、不安定な動的負荷を安定化する設定点にコンダクタンスとサセプタンスとを調節することができる。

前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力は前記電力増幅器によって搬送される電力と前記動的負荷に搬送される電力との差である。前記動的負荷に搬送される電力は、抵抗性負荷に搬送される電力と前記負荷シミュレータの内部で消費される電力との和である。

前記センサ較正測定モジュールは、前記センサを抵抗性負荷に較正する。ここで、前記抵抗性負荷は５０Ωである。前記電子的マッチング・システム較正モジュールは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムの出力を負荷シミュレータに較正する。前記負荷シミュレータは、逆の（inverse）電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムでありうる。前記電子的マッチング・システム較正モジュールは、抵抗性負荷に搬送される電力を決定する電力計較正モジュールと、前記負荷シミュレータにおいて消費される電力を決定する負荷シミュレータ較正モジュールとを含みうる。前記抵抗性負荷は、５０Ωでありうる。このＲＦ周波数電力搬送システムは、従来型のシステムと比較すると、少なくとも以下の長所を有する。すなわち、このシステムでは、高速（例えば、ある実施例では、５０ｋＨｚを超える）のデジタル・マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）制御を用いて、電力設定点の調整、インピーダンス・マッチング、そして、負荷外乱の緩和が提供される。このシステムは、プラズマ負荷特性に過渡的な変化が存在するときや、高速プラズマ安定化を含む条件下でも動作可能である。このシステムは、システム自体の始動時の過渡現象に対してロバストなＲＦ電力搬送システムを提供することができる。このシステムは、高い電力ステップアップ比を提供する。ここで、この高い電力ステップアップ比は１００（例えば、１５Ｗから１５００Ｗまで）である。このシステムは、一体型の発電機システム（generator system）の出力に接続された負荷に搬送される電力を測定することができる。このシステムは、制御対象である様々な変数の状態／値と関連する電力損失の変動とは無関係な電力の調整が可能である。このシステムでは、プラズマ負荷のためのレシピ・ベースの較正を不要にすることができる。

本発明の以上の及びそれ以外の目的、特徴及び効果は、添付の図面に図解されている本発明の好適実施例に関する以下のより特定の説明から明らかになる。添付の図面は必ずしも寸法通りではなく、むしろ本発明の原理を図解することが強調されている。

一般的に言えば、一体化された無線周波数（ＲＦ）電力搬送システムが、動的負荷（例えば、誘導性及び／又は容量性プラズマ負荷）への適用のために提供される。図２は、一体化された無線周波数（ＲＦ）電力運搬システム２００の図解である。この一体化されたシステム２００の代表的な機能モジュールは、高速ＤＣバス２１０と、ＲＦ電力増幅器（「ＰＡ」）２２０と、デジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）補償器ボード２３０と、ＲＦインピーダンス・アナライザ又はＶＩプローブ２４０と、電子マッチング・ネットワーク２５０とを含む。システム２００は、プラズマ負荷に結合される。この技術分野の当業者であれば理解することであるが、この一体化されたシステム２００は広範囲の抵抗性及び無効負荷に関して実現可能である。

一般に、高速ＤＣバス２１０は、電力増幅器２２０にＤＣ電力を搬送する。電力増幅器２２０は、高速ＤＣバス２１０からのＤＣ電力を、ある周波数を有するＲＦ電力に変換する。電子マッチングシステム２５０は、シャント・キャパシタ（図示せず）を切り換えることにより、電力増幅器２２０とプラズマ負荷２６０との間のインピーダンスと一致させて、電力増幅器２２０からプラズマ負荷２６０までの安定的で最大の電力転送を容易にする。ＤＳＰ補償器ボード２３０は、高速バス・コントローラ２１２とＲＦインピーダンス・アナライザ２４０とから受け取られた測定値に基づいて、システム２００の動作を制御する。ＲＦインピーダンス・アナライザ２４０は、ＲＭＳ電圧と、ＲＭＳ電流と、ＲＦ電圧ベクトルとＲＦ電流ベクトルとの間の位相角とを測定する。これらの測定値に基づき、適切なＲＦパラメータが、ＤＳＰ補償器ボード２３０によって計算される。限定を意味しないが、これらのパラメータには、次が含まれる。すなわち、インピーダンス・ベクトルｚ（上にベクトルを意味するバー付き）、アドミタンス・ベクトルｙ（同じく上にバー付き）、搬送された電力Ｐｄｅｌ、電圧定在波比（「ＶＳＷＲ」）である。ＤＳＰ補償器ボードの典型的な動作には、高速バス・コントローラ２１２による電力設定点、電力増幅器ドライバ２２２によるＲＦ電力周波数設定点、電子マッチング・コントローラ２５２によるスイッチング周波数などが含まれる。

ある１つの特徴では、システム２００は、同時的な電力及びインピーダンスの調整を達成する。独立のサセプタンス調整により、コンダクタンス設定点からのコンダクタンスの偏差にのみ基づいた周波数制御アルゴリズムのインプリメンテーションが可能になる。その結果として、両方の制御ループの同時的かつ高速での動作が可能になり、ロバスト性が向上する。更に、低圧（例えば、図３に示されているように、５ｍＴ及び３００ＷにおけるＳＦ６）での負の電荷を持ったプラズマに関する広く知られた不安定性を、高速ＤＣバス２１０での動作について任意のコンダクタンス及びサセプタンス設定点を設定することにより、安定化させることが可能になる。

図４は、部分共振インバータ電源型の高速ＤＣバス２１０のダイアグラムである。この高速ＤＣバス２１０は、関連する一定電力開ループ応答により、プロセス安定性を提供する。高速ＤＣバス２１０は負荷空間におけるＦＥＴの利用を向上させることにより、同じＰＡ２２０（図２）を用いて、負荷により多くの電力を搬送する。高速ＤＣバス２１０は高速応答速度を有し、それによって、プラズマへより多くの電力を搬送することが可能になり、よって、バス電圧を低下させる柔軟性によりＰＡ２２０上のＦＥＴがセーフ・モードで動作することが保証される。高速ＤＣバス２１０には、他のタイプのトポロジを用いることも可能である。例えば、継続中の一部継続出願である２００４年９月２２日に出願された親出願である米国特許出願第１０／９４７，３９７を参照のこと。この米国出願はその全体を本出願において援用する。

ある１つの実施例では、高速ＤＣバスは、１対のスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）３０２ａ及び３０２ｂと、インダクタ（Ｌ）３０６と、キャパシタ（Ｃ）３０８と、４つのダイオード３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃおよび３１０ｄとを含む部分共振インバータ２１０でありうる。動作においては、部分共振インバータ３００は、入力電圧を方形波又は他の既知のタイプのＤＣ波形に変換する。方形波は、組み合わされてＬＣフィルタを形成するインダクタ３０６及びキャパシタ３０８を通過し、ダイオードによって３１０ｃ及び３０１ｄによってクランプされ、変圧器整流子３０４によって結合及び整流され、フィルタリングがなされて、所望のＤＣ電圧（電力設定点）が得られる。ＤＣ電力設定点は、ＤＳＰ補償器ボード２３０（図２）から提供される。所望のインピーダンス設定点は、そのベクトル逆数（アドミタンスと称される）を用いて特定され、コンダクタンスを任意のコンダクタンス設定点への、そして、サセプタンスを任意のサセプタンス設定点への同時的な調整がなされる。部分共振インバータ３００（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の出力は、ＲＦ電力生成器／増幅器２２０のＤＣ入力に接続される。

動作においては、キャパシタ３０８は、入力レール電圧（＋Ｖｉｎ）に周期的に充電され、キャパシタ電流がプラズマ負荷２６０（ＦＩＧ．２）を流れる間は放電される。すべての充電又は放電サイクルでも、抵抗性負荷におけるエネルギは、負荷の抵抗値とは無関係に、ＣＶ^２／２に等しい。従って、電力は、Ｆ_ＳＷｘＣＶ^２／２に等しい。ここで、Ｆｓｗはスイッチング周波数であり、Ｖは入力電圧である。インダクタ３０６は、キャパシタ３０８が有限の時間で完全に充電及び放電されることを保証する。この部分共振インバータ３００設計の利点としては、ＶとＦｓｗとの少なくとも一方を変動させることによって出力電圧を制御できる点にある。

図５は、ＲＦインピーダンス・アナライザ又はＶＩプローブ２４０の１つの実施例のダイアグラムである。ＶＩプローブ２４０は、ＤＣ電源２４２と、アナライザ・ボード・アセンブリ２４４と、プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６とを含む。アナライザ・ボード・アセンブリ２４４は、プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６から低レベルのＲＦシグナルを受け取る。プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６は、２つの電圧出力を提供する。すなわち、１）プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６に存在する時間変動する電場の電圧表現（電圧信号）と、２）プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６に存在する時間変動する磁場の電圧表現（電流信号）とである。アナライザ・ボード・アセンブリ２４４は、プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６の２つの電圧出力を受け取り処理して、ＤＳＰ補償器ボード２３０（ＦＩＧ．２）にＲＦパラメータを出力する。ＭＫＳインスツルメンツ社によるＶＩプローブ４１００及びＶＩプローブ３５０は、この目的に使用することができる例示的なアナライザである。

図６は、電子マッチング・ネットワーク２５０の１つの実施例のダイアグラムである。ある実施例では、電子マッチング・ネットワーク２５０は、負荷２６０と直列のインダクタンス２５４（例えば、複数のタップ・ポイントを有するコンパクトなインダクタ）と、固定又は可変の直列パディング・キャパシタ２５２と、１又は複数の上側のキャパシタＣｍ（ｉ）２５８ａ・・・２５８ｎをグランドに終端されており対応する下側のキャパシタＣｔｄ（ｉ）２５８ａ’・・・２５８ｎ’に切り換える電界効果トランジスタ（「ＦＥＴ」）２５６ａ・・・２５６ｎとを含む。実施例によっては、電子マッチング・ネットワーク２５０は、負荷２６０と直列のインダクタンスは含まない。これ以外のタイプの電子マッチング・ネットワークを用いることもできる。それについては、米国特許第６，８８７，３３９号を参照のこと。この米国特許の全体をこの出願において援用する。

図７は、ＤＳＰ補償器ボード２３０のモジュール・ベースのダイアグラムを示す。ＤＳＰ補償器ボード２３０は、デジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）とフィールドプログラマブルゲートアレイ（「ＦＰＧＡ」）との両方を組み込んでおり、共に、集積システム２００の全体を制御する。ＤＳＰ補償器ボードは、アドミタンス補償モジュール２３２と、周波数制御モジュール２３４と、電子マッチング制御モジュール２３６と、ＲＦ電力計算モジュール２３７と、ＲＦ電力制御モジュール２３８とを含む。一般に、ＤＳＰ補償器ボードはＶＰのプローブ２４０からの出力を受け取る。アドミタンス計算モジュール２３２は、ＶＩプローブ出力を用いて、システム２００のアドミタンスを計算する。周波数制御モジュール２３４は、アドミタンスを用いて、電力増幅器２２０の周波数を変動させる。電子マッチング制御モジュール２３６は、アドミタンスを用いて、電子マッチング・ネットワーク２５０のＦＥＴ２５６をオン・オフに切り換える。ＲＦ電力計算モジュール２３７は、ＶＩプローブ出力を用いて、システム２００のＲＦ電力を計算する。ＲＦ電力制御モジュール２３４は、ＲＦ電力計算を用いて、高速ＤＣバス電力２１０から供給される動力を調節する。システム２００の動作に関する詳述について以下で述べる。

電源調節の目的及びアルゴリズムの１つの実施例について、以下で述べる。目的は、搬送される電力Ｐｄｅｌをユーザが定義する設定点Ｐｓｐに調節することである。滑らかな移行を保証するため、軌道生成器（trajectory generators）が用いられる。１つの実施例では、第１次の軌道が、以下の数式１（EQN.1、以下同様）のように生成される。

ここで、τ_ｔは軌道時定数であり、Ｐ_ｔは所望の電力軌道である。搬送電力制御アルゴリズムは、高速バスに命令される電力の変化に関し、次の数式２の関係によって与えられる。

ここで、ｋ_ｐとｋ_ｉとは、それぞれ、比例ゲインと積分ゲインとである。

次に、アドミタンス調節の目的について述べる。正規化されたアドミタンス・ベクトルは、ｙ＝ｇ＋ｊｂによって定義される。ただし、左辺のｙの上にはバー（−）が付されている。この日本語訳では、入力の関係で単にｙと書かれている。ｇは正規化されたコンダクタンスであり、ｂは正規化されたサセプタンスである。インピーダンス・マッチング制御の目的は、次のように定式化される。すなわち、ｇ−＞ｇｓｐ及びｂ−＞ｂｓｐとする。ただし、ここで、ｇｓｐ及びｂｓｐはプラズマの安定性を向上させるように選択された任意の設定点である。上述した目的は、次の数式３のようにインピーダンスはアドミタンスの逆数として定義されることに注意すると、インピーダンスによって表現することも可能である。

ただし、ｚは正規化されたインピーダンスであり、ｒ及びｘはそれぞれが抵抗値とリアクタンスであり、Ｚ_０＝Ｒ_０＋ｊ０はノミナルなＲＦ増幅器の特性インピーダンスを表す。これから、ｇ−＞１及びｂ−＞０のときには、Ｒ−＞Ｒ０及びＸ−＞０となる。

次は、アドミタンス調節アルゴリズムである。周波数制御ループは、例えば次の数式４によるＰＩ制御アルゴリズムとして、コンダクタンス測定値を用いることによって設計される。

ここで、ｋ_ｐｆ及びｋ_ｉｆは、スカラ比例ゲインと積分制御ゲインとである。シャント・キャパシタンス制御ループは、例えば次の数式５のＰＩ制御アルゴリズムとして、コンダクタンス測定値を用いることによって設計される。

ここで、ｋ_ｐｃ及びｋ_ｉｃは、スカラ比例ゲインと積分制御ゲインとである。

動作においては、図２、３及び６を参照すると、ユーザが０でない設定点を提供した後で、軌道生成器と電力及びアドミタンス制御アルゴリズムとが同時に付勢され実行される。ＶＩプローブ２４０は、ＲＦ電圧とＲＦ電流とに比例するアナログ信号を提供し、これはアナログ・デジタル変換器によって同期してサンプリングされ、ミキサとＣＩＣフィルタ（図示せず）とに送られ、最終的には、較正行列を介して、次の数式６によって与えられる関係によるＲＦ電圧及びＲＦ電流測定値が生じる。

ここで、Ｖ及びＩ（実際はＶ及びＩの上にバーが付いている）は、瞬時値のＲＦ電圧及び電流のベクトル表現であり、添字のｒ及びＩは実部及び虚部のスカラ値を示すのに用いられている。

平均の搬送電力は、次の数式７によって計算される。

ここで、Ｒｅ｛｝はベクトルの実部を表し、上付きの＊はベクトルの複素共役を示すのに用いられている。

アドミタンス・ベクトルＹ（Ｙの上にバー付き）は次の数式８のように計算される。

ここで、コンダクタンスＧ及びサセプタンスＢは、アドミタンスＹ（上にバー付き）の実部及び虚部である。

正規化されたコンダクタンスｇと正規化されたサセプタンスｂとは、次の数式９によって計算される。

ここでｚ_０は、ＲＦ増幅器の特性インピーダンスを示している。Ｐ_ｄｅｌ、ｇ、ｂの測定値は、それぞれが、Ｐ_ｃｍｄ、ｆ_ｃｍｄ、Ｃ_ｔｃｍｄに対する制御アルゴリズムに設定される。

電子マッチング・コントローラ２５２は、シャント・キャパシタ２５８を切り換えることによりＦＥＴ２５６（図６）を切り換え、電力増幅器２０と動的負荷２６０との間のインピーダンスと一致する。機械的な部材が不在であるから、より高い信頼性が得られることになる。１つの実施例では、応答速度が機械的な応答ではなく電子的に制御されているから、システム２００のステップ応答は約１ミリ秒（ｍｓ）よりも高速である。

周波数が変化する結果として、コンダクタンスとサセプタンスとの両方に変化が生じる。しかし、伝送線路ケーブルが存在しないこの一体化されたシステムでは、シャント・キャパシタンスの変化はサセプタンスの変化にのみ帰着し、コンダクタンス値には影響しない。従って、制御対象である変数ベクトル（アドミタンスの実部及び虚部によって定式化される）と制御する側の変数ベクトル（シャント及び直列キャパシタンス又はシャント及び周波数によって定式化される）とを関連付ける行列は三角行列である。その結果、独立したサセプタンス調節が、シャント・キャパシタンスを変動させることによって達成される。

独立のサセプタンス調節は、コンダクタンス設定点からのコンダクタンスの偏差にのみ基づく周波数制御アルゴリズムのインプリメンテーションを可能にする。その結果、コンダクタンス・ベースの周波数制御ループとサセプタンス・ベースのシャント・キャパシタンス制御ループとの両方が、同時かつ高速で動作可能であり、その結果として、ロバストネスが向上する。

図８は、電子マッチング・ネットワーク２５０（図２）において消費される（損失する）電力を決定してシステム２００の効率を改善する方法のブロック図３００である。ステップ１（３１０）では、電力計３１４（図９Ａ）が５０Ωの熱量計基準に較正され、この５０Ωの負荷に搬送される電力が決定される。ステップ２（３２０）では、負荷シミュレータ熱量計３３２（図９Ｂ）がＤＣ電力基準に較正され、負荷シミュレータ３４２（図９Ｄ）の内部で消費される電力が決定される。ステップ３（３３０）では、ＶＩプローブ２４０（図２）が５０Ωの負荷に較正され、電力増幅器２２０（図２）によって搬送される電力が決定される。ステップ４（３４０）では、システム２００の出力が負荷シミュレーター３４２に較正され、Ｚ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌに搬送される電力が決定される。ステップ５（３５０）では、電子マッチングシステムにおいて消費される電力は、電力増幅器２２０によって搬送される電力とＺ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌに搬送される電力との差によって計算される。

図９Ａは、電力計３１４を測定するステップ３１０の詳細なインプリメンテーション・ダイアグラムである。熱量計３２２はＶＩプローブ２４０の出力に結合されており、ＲＦ電力は電力増幅器２２０から与えられ、電力計３１４が較正される。熱量測定は熱損失の測定値である。これは、熱量計（３２２）における５０Ωの負荷を熱的に絶縁して周囲の熱損失を防止し、冷却水の流率及び温度上昇を測定することによりインプリメントされる。電力計は、Ｑ＝（ｄｍ／ｄｔ）Ｃ（Ｔ_ｏｕｔ−Ｔ_ｉｎ）によって計算される負荷における電力消費に較正される。ここで、ｄｍ／ｄｔは質量流率、Ｃは水の比熱、Ｔｉｎ及びＴｏｕｔは入口及び出口の温度を表す。コンピュータ３２４は、流量と温度測定値とを得て、電力計の読み出しに関して、負荷における電力消費と差（誤差）とを計算する。コンピュータは、次に、この誤差を電力計への訂正として適用し、較正を完了する。

図９Ｂは、負荷シミュレータ熱量計３３２を較正するステップ３２０の詳細なインプリメンテーション・ダイアグラムである。負荷シミュレータ熱量計３３２は、ＤＣ電源３３４に結合され、ＤＣ電力が印加され、負荷シミュレータ熱量計３３２が較正される。ＤＣ電源は、ＤＣ電力測定値を提供する。冷却システムの入口及び出口の流率及び温度測定値を用いて、コンピュータ３２４は、負荷シミュレータにおいて消費される電力を計算する。次に、コンピュータ３２４は、ＤＣ電源によって報告される電力と、熱量測定（calorimetry）を用いて計算される電力との間の誤差を負荷シミュレータへの訂正として適用し、較正を完了する。

図９Ｃは、ＲＦインピーダンス・アナライザ又はＶＩプローブ２４０を較正するステップ３３０の詳細なインプリメンテーション・ダイアグラムである。一般に、それぞれの一体化された高周波生成システム２００でのＶＩプローブ２４０の較正は、ＶＩプローブ電圧とＤＳＰ補償器ボード２３０によって測定される電流とを実際のＲＦ線の電圧及び電流と関係付ける行列伝達関数を生じる下記のステップを含む。

第１に、短絡回路コネクタ３１２が、ＶＩプローブ２４０のＲＦ回線出力端子に結合され、ＲＦ電力が電力増幅器２２０から印加され、Ｚ_{ｄｓｐｓｃ}が計算される。ここで、Ｚ_{ｄｓｐｓｃ}は、ＤＳＰ補償器ボード２３０によって短絡回路に関して測定されるＶ_ｄｓｐ／Ｉ_ｄｓｐの比率として定義される。第２に、開放回路コネクタ３１４はＶＩプローブ２４０のＲＦ回線出力端子に結合され、ＲＦ電力が電力増幅器２２０から印加され、Ｚ_{ｄｓｐｏｃ}が開放回路に関してＤＳＰ補償器ボードによって測定されるＶ_ｄｓｐ／Ｉ_ｄｓｐとして定義される。第３に、５０Ωの負荷が３１６はＶＩプローブ２４０の出力に結合され、ＲＦ電力が電力増幅器２２０から印加され、Ｖｍ及びＩｍが記録され、ＲＦ回線電圧電圧ＶＬが計算される。ここで、Ｖ_Ｌ＝（ＰＬＺＬ）^１／２である。Ｐ_Ｌは、５０Ωの負荷３１６における電力計３１８によって測定される搬送電力である。最後に、ＶＩプローブ較正行列伝達関数は、次の数式１０によって計算される。

方程式１０における表現は、ＶＩプローブ測定値信号を、ＶＩプローブ２４０の出力におけるＲＦ回線電圧とＲＦ回線電流とに変換する。

図９Ｄは、システム２００（図２）を較正するステップ３４０に関する詳細なインプリメンテーション・ダイアグラムである。システム・レベルの較正が用いられ、値マッチング・ネットワーク変数の範囲に関して、電子マッチング・ネットワーク２５０における電力損失を数量化する。典型的には、負荷シミュレータ３４２は、電子マッチング・ネットワーク２５０とは逆数の関係にある電子マッチング・ネットワークである。５０Ωの負荷が負荷シミュレータ３４２の出力に結合される。ＲＦ生成システム２００のシステム・レベルの較正は、以下のように行なわれる。第１に、直列のインダクタンスが、範囲［Ｌ_ｓｍｉｎ，Ｌ_ｓｍａｘ］に含まれるＬｓに対するｌｌステップにおいて調整される。第２に、電力設定点の値は、［Ｐ_{ｓｐｍｉｎ}，Ｐ_{ｓｐｍａｘ}］Ｗに含まれるｐｐステップであるＰｓｐにおいて変更される。第３に、シャント・キャパシタンス設定点の値は、範囲［Ｃ_{ｔｃｍｄｍｉｎ}，Ｃ_{ｔｃｍｄｍａｘ}］に含まれるｃｃステップにおいて変更される。最後に、ＲＦ周波数の値は、範囲［ｆ_ｍｉｎ，ｆ_ｍａｘ］Ｈｚに含まれるｆｆステップであるｆにおいて変更される。

上述したステップのそれぞれの組合せについて、負荷シミュレータ３４２は、電子マッチング・ネットワーク２５０の出力においてインピーダンス不整合を示すように設定される。次に、ＲＦ電力が電力増幅器２２０から印加され、電力計３１４は終端負荷３１２の抵抗値を測定する。この終端負荷抵抗値は、Ｐ５０Ωによって表し、負荷シミュレータ３４２の入力に変換される。シミュレートされた負荷は、Ｐ_ｓｙｓ＝ｆ_{５０−ｔｏ−ｓｉｍ}（Ｐ_５０Ω，Ｃ１，Ｃ２）によって表す。ここで、Ｃ１及びＣ２は負荷シミュレータの直列及びシャント・キャパシタンスである。ｆ_{５０−ｔｏ−ｓｉｍ}は平面上の構成を表す。電子マッチング・ネットワーク２５０において関連付けられる損失は、Ｐ_ＬとＰ_５０Ωとの間の差によって計算される。

いくつかの実施例では、ｌｌｘｐｐｘｃｃｘｆｆの大きさを有する較正テーブルが、Ｐ_ｓｙｓ＝ｆ_{ＶＩ−ｔｏ−ｓｉｍ}（Ｌ_ｓ，Ｐ_ｓｐ，Ｃ_ｔｃｍｄ，ｆ）として不揮発性メモリ（例えばフラッシュ・メモリ）に記憶される。ここで、ｆ_{ＶＩ−ｔｏ−ｓｉｍ}は平面上の構成を表す。高速リアルタイム制御ループのために、システム２００の動作中に、較正テーブルの中の高速サーチが必要となる。不揮発性メモリ（例えばフラッシュ・メモリ）は揮発性メモリ（例えばダイナミックＲＡＭ）より低速な傾向を有する。高速の揮発性メモリが効果的に用いられる。ここで、較正テーブル（ｌｌｘｐｐｘｃｃｘｆｆの大きさ）の構成は、どれくらいの頻度でＬ_ｓ、Ｐ_ｓｐ、Ｃ_ｔｃｍｄ及びｆが／変更されるかに依存する。特に、この較正テーブルはｌｌのメモリ・ブロックに分割が可能であり、それぞれのブロックはｐｐのメモリ・ページを含み、それぞれのメモリ・ページはｃｃｘｆｆの大きさのテーブルを含む。Ｌ_ｓが変更されると新たなメモリ・ブロックを不揮発性メモリの中のロードすることが可能であり、電力設定点が変更されると新たなメモリ・ページのロードが可能であり、Ｃ_ｔｃｍｄ及びｆと関連する適切なメモリ・ページに対する較正点をリアルタイムで拡張することが可能である。

以上では、本発明をその好適実施例を参照しながら示し説明したが、この技術分野の当業者であれば、特許請求の範囲によって画定される本発明の範囲から逸脱することなく形態及び詳細において様々な変更をなすことが可能であることを理解するはずである。

図１Ａは、従来技術による２軸同調可能マッチング・ネットワークを有するＲＦ電力搬送システムの図である。 図１Ｂは、従来技術による固定型マッチング・ネットワークを有するＲＦ電力搬送システムの図である。 図１Ｃは、従来技術による一体型のＲＦ発電機インピーダンス・マッチング・ネットワークを有するＲＦ電力搬送システムの図である。 オンチャンバＲＦ電力搬送システムのモジュール・ベースの図である。 プラズマ安定性グラフである。 図２の高速ＤＣバスの１つの実施例である。 図２のＶＩプローブのＲＦインピーダンス・アナライザの１つの実施例である。 図２の電子的マッチング・ネットワークの１つの実施例である。 図２のＤＳＰ補償器ボードのモジュール・ベースの図の１つの実施例である。 オンチャンバＲＦ電力搬送システムを較正するブロック図である。 電力計を５０Ωの熱量計電力基準に較正する１つの実施例である。 負荷シミュレータをＤＣ電力基準に較正する１つの実施例である。 ＲＦインピーダンス・アナライザを５０Ωの負荷に較正する１つの実施例である。 負荷シミュレータに搬送される電力を較正する１つの実施例である。

Claims (31)

1. 電力を動的負荷に搬送するシステムであって、
   実質的に一定の電力開ループ応答を有するＤＣ電力を提供する電源と、
   前記ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する電力増幅器と、
   電圧と、電流と、前記ＲＦ電力と関連付けられた電圧ベクトルと電流ベクトルとの間の位相角とを測定するセンサと、
   動的負荷のインピーダンスと少なくとも実質的に一致するように前記電力増幅器のインピーダンスを修正する電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムと、
   前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御するコントローラと、
   を備えていることを特徴とするシステム。
2. 請求項１記載のシステムにおいて、前記コントローラは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御して、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスと関連付けられたコンダクタンスとサセプタンスとを同時に制御することを特徴とするシステム。
3. 請求項１記載のシステムにおいて、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、インダクタと、前記インダクタと直列のキャパシタと、前記動的負荷と並列の複数の切換型キャパシタとを含むことを特徴とするシステム。
4. 請求項３記載のシステムにおいて、前記インダクタはマルチタップ型のインダクタ又は可変型のインダクタであることを特徴とするシステム。
5. 請求項３記載のシステムにおいて、前記複数の切換型キャパシタはそれぞれがスイッチ及び追加的なキャパシタと直列であることを特徴とするシステム。
6. 請求項１記載のシステムにおいて、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、キャパシタと、前記動的負荷と並列である複数の切換型キャパシタとを含んでおり、前記複数のキャパシタはそれぞれがスイッチ及び追加的なキャパシタと直列であることを特徴とするシステム。
7. 請求項１記載のシステムにおいて、前記コントローラは、ＲＦ電力周波数とＲＦ電力振幅と前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスとを同時に制御することを特徴とするシステム。
8. 請求項１記載のシステムにおいて、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムは、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンス・マッチングの周波数を制御することを特徴とするシステム。
9. 請求項１記載のシステムにおいて、前記コントローラは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御し、不安定な動的負荷を安定化する設定点にコンダクタンスとサセプタンスとを調節することを特徴とするシステム。
10. 請求項１記載のシステムにおいて、
    前記電力増幅器によって搬送される電力を決定するセンサ較正測定モジュールと、
    動的負荷に搬送される電力を決定する電子的マッチング・システム較正モジュールと、
    前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力を計算する電力消費モジュールと、
    を更に備えていることを特徴とするシステム。
11. 請求項１０記載のシステムにおいて、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力は前記電力増幅器によって搬送される電力と前記動的負荷に搬送される電力との差であることを特徴とするシステム。
12. 請求項１０記載のシステムにおいて、前記センサ較正測定モジュールは前記センサを抵抗性負荷に較正することを特徴とするシステム。
13. 請求項１２記載のシステムにおいて、前記抵抗性負荷は５０Ωであることを特徴とするシステム。
14. 請求項１０記載のシステムにおいて、前記電子的マッチング・システム較正モジュールは、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムの出力を負荷シミュレータに較正することを特徴とするシステム。
15. 請求項１４記載のシステムにおいて、前記負荷シミュレータは逆の（inverse）電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムであることを特徴とするシステム。
16. 請求項１０記載のシステムにおいて、前記電子的マッチング・システム較正モジュールは、
    抵抗性負荷に搬送される電力を決定する電力計較正モジュールと、
    前記負荷シミュレータにおいて消費される電力を決定する負荷シミュレータ較正モジュールと、
    を含むことを特徴とするシステム。
17. 請求項１５記載のシステムにおいて、前記抵抗性負荷は５０Ωであることを特徴とするシステム。
18. 請求項１５記載のシステムにおいて、前記動的負荷に搬送される電力は、抵抗性負荷に搬送される電力と前記負荷シミュレータの内部で消費される電力との和であることを特徴とするシステム。
19. 電力を動的負荷に搬送する方法であって、
    実質的に一定の電力開ループ応答を有するＤＣ電力を提供するステップと、
    電力増幅器を用いて前記ＤＣ電力をＲＦ電力に変換するステップと、
    電圧と、電流と、前記ＲＦ電力と関連付けられた電圧ベクトルと電流ベクトルとの間の位相角とをセンサを用いて測定するステップと、
    電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを用いて、動的負荷のインピーダンスと少なくとも実質的に一致するように前記電力増幅器のインピーダンスを修正するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
20. 請求項１９記載の方法において、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスと関連付けられたコンダクタンスとサセプタンスとを同時に制御するステップを更に含むことを特徴とする方法。
21. 請求項１９記載の方法において、ＲＦ電力周波数とＲＦ電力振幅と前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンスとを同時に制御するステップを更に含むことを特徴とする方法。
22. 請求項１９記載の方法において、前記電力増幅器と前記動的負荷との間のインピーダンス・マッチングの周波数を制御するステップを更に含むことを特徴とする方法。
23. 請求項１９記載の方法において、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを制御し、不安定な動的負荷を安定化する設定点にコンダクタンスとサセプタンスとを調節するステップを更に含むことを特徴とする方法。
24. 請求項１９記載の方法において、
    前記電力増幅器によって搬送される電力を決定するステップと、
    動的負荷に搬送される電力を決定するステップと、
    前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力を計算するステップと、
    を更に含むことを特徴とする方法。
25. 請求項２４記載の方法において、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力は前記電力増幅器によって搬送される電力と前記動的負荷に搬送される電力との差であることを特徴とする方法。
26. 請求項２４記載の方法において、動的負荷に搬送される電力を決定する前記ステップは、
    抵抗性負荷に搬送される電力を決定するステップと、
    負荷シミュレータの内部で消費される電力を決定するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
27. 請求項２６記載の方法において、前記動的負荷に搬送される電力は、抵抗性負荷に搬送される電力と前記負荷シミュレータの内部で消費される電力との和であることを特徴とする方法。
28. 請求項１９記載の方法において、前記センサを抵抗性負荷に較正するステップを更に含むことを特徴とする方法。
29. 請求項１９記載の方法において、前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムの出力を負荷シミュレータに較正するステップを更に含むことを特徴とする方法。
30. 電力を動的負荷に搬送する方法であって、
    実質的に一定の電力開ループ応答を有するＤＣ電力を提供する手段と、
    電力増幅器を用いて前記ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する手段と、
    電圧と、電流と、前記ＲＦ電力と関連付けられた電圧ベクトルと電流ベクトルとの間の位相角とを測定する手段と、
    電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムを用いて、動的負荷のインピーダンスと少なくとも実質的に一致するように前記電力増幅器のインピーダンスを修正する手段と、
    を含むことを特徴とする方法。
31. 請求項３０記載の方法において、
    前記電力増幅器によって搬送されるＲＦ電力を決定する手段と、
    動的負荷に搬送される電力を決定する手段と、
    前記電気的に制御可能なインピーダンス・マッチング・システムにおいて消費される電力を計算する手段と、
    を含むことを特徴とする方法。