JP6909052B2

JP6909052B2 - 制御装置

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Publication number: JP6909052B2
Application number: JP2017102885A
Authority: JP
Inventors: 誠二居安; 裕二林; 祐一半田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2017-05-24
Filing date: 2017-05-24
Publication date: 2021-07-28
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Description

トランスの偏磁を抑制する制御装置に関する。

従来、トランスを介して一次側回路と二次側回路とを接続する電力変換装置が存在する。電力変換装置では、トランスに生じる、磁束が偏る偏磁が生じる場合がある。トランスの偏磁は、トランスに磁束を生じさせる電流である励磁電流の偏り量により推定することができる。

特許文献１に開示された電力変換システムでは、トランスの二次側コイルに電流検出素子が設けられており、この電流検出素子により検出された電流を、フィルタ回路を用いて平滑化する。そして、平滑化後の電流値から励磁電流の偏り量を示す偏磁量を推定している。

特開２０１６−１９２８８９号公報

特許文献１のように電流検出素子を用いて偏磁量を推定する場合、電流検出素子が検出した電流にオフセット誤差が重畳する場合がある。そのため、このオフセット誤差が偏磁量の推定精度を低下させる場合がある。オフセット誤差は、検出対象に実際に流れる電流値に対して電流検出素子の検出値が規定値だけずれる誤差のことである。偏磁量の推定精度が低下すると、トランスの偏磁を適正に抑制できないおそれがある。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、トランスの偏磁量を精度よく推定することで、偏磁を適正に抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係る制御装置は、トランスと、第１スイッチ部及び第２スイッチ部のオン・オフを切り替えることで直流電流を交流電流に変換して前記トランスの一次側コイルに流す電流型の第１回路と、前記トランスの二次側コイルの交流電圧を直流電圧に変換する電圧型の第２回路と、前記第１回路又は前記第２回路に流れる電流を検出する電流センサと、を備える電力変換装置に適用される。制御装置は、前記第１スイッチ部が単独でオンする期間における前記電流センサの検出値を第１電流として取得する第１取得部と、前記第２スイッチ部が単独でオンする期間における前記電流センサの検出値を第２電流として取得する第２取得部と、を備えている。そして、前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて、前記トランスに流れる励磁電流の偏りを示す偏磁量を推定する推定部と、推定された前記偏磁量に基づいて、前記トランスの偏磁を抑制すべく、前記第１回路又は前記第２回路の駆動態様を変更する処理である抑制処理を行う抑制部と、を備える。

トランスに偏磁が生じている場合、第１入力スイッチ部と第２入力スイッチ部とが単独でオンする期間に第２回路に流れる電流は、偏磁の影響により値が変化している。また、電流センサの検出値に重畳される直流成分であるオフセット誤差は、電流の向きに関わらず一定である。そのため本発明では、第１入力側スイッチ部が単独でオンする期間における電流センサの検出値を第１電流として取得し、第２入力側スイッチ部が単独でオンする期間における電流センサの検出値を第２電流として取得する。そして、第１電流と第２電流との差分に基づいてトランスの偏磁量を推定することで、オフセット誤差が偏磁量の推定に及ぼす影響を抑制する。そして、推定した偏磁量に基づいて、トランスの偏磁を抑制すべく、第１回路又は第２回路の駆動態様を変更する処理である抑制処理を行うこととした。これにより、偏磁量を精度よく推定し、偏磁を適正に抑制することができる。

第１実施形態にかかる電力変換システムの構成図。制御装置の機能を説明するブロック図。ＤＤＣの動作を説明するシーケンス図。励磁電流ＩＭの波形を示す図。抑制処理を説明するフローチャート。第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との取得時期を説明する図。抑制処理を説明するシーケンス図。制御装置の機能を説明するブロック図。第２実施形態に係る抑制処理を説明するフローチャート。第２実施形態に係る抑制処理を説明するシーケンス図。第３実施形態に係る制御装置の機能を説明するブロック図。第３実施形態に係る抑制処理を説明するフローチャート。第３実施形態に係る抑制処理を説明するシーケンス図。変形例としての抑制処理を説明するシーケンス図。第４実施形態に係る、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との取得時期を説明する図。第４実施形態において、図４のステップＳ１２で実施される処理を説明するフローチャート。変形例としての電力変換システムを説明する図。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電力変換システム１０の構成図である。電力変換システム１０は、蓄電池１００から供給される直流電圧を昇圧して、第１出力端子Ｔｏｕｔ１及び第２出力端子Ｔｏｕｔ２に接続された給電対象としての機器に電力を供給する。機器としては、例えば、車載機器や、蓄電池１００以外の蓄電装置である。

電力変換システム１０は、フィルタコンデンサ２０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ９０とを備えている。フィルタコンデンサ２０は、蓄電池１００のプラス端子とマイナス端子との間に並列に接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ９０は、第１回路４０と、トランス３０と、第２回路５０とを備えている。第１回路４０は、直流電流を交流電流に変換する電流型の変換回路である。また、第２回路５０は、交流電圧を直流電圧に変換する電圧型の変換回路である。第１回路４０と第２回路５０とはトランス３０を介して接続されており、第１回路４０から第２回路５０の向きで、蓄電池１００の端子間電圧ＶＢｒを昇圧して出力電圧ＶＨｒを生成する。

本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ９０が電力変換装置に相当する。以下では、ＤＣ／ＤＣコンバータ９０をＤＤＣ９０と記載する。

トランス３０は、一次側コイルである第１コイル３１及び第２コイル３２と、二次側コイルである第３コイル３３とを備えている。トランス３０の第１及び第２コイル３１，３２に電圧が印加されることで、トランス３０には、磁束を生じさせる電流である励磁電流ＩＭが流れる。励磁電流ＩＭは第１〜第３コイル３１〜３３に鎖交磁束を生じさせることで、第３コイル３３に二次巻線電圧Ｖｔを生じさせる。励磁電流ＩＭと二次巻線電圧Ｖｔとの関係は下記式（１）により算出される。
Ｖｔ＝Ｌｍ×（ΔＩＭ／Δｔ） … （１）
Ｌｍは、励磁インダクタンスＬｍであり、図１では、第３コイル３３に並列接続される態様で励磁インダクタンスＬｍを示す。ΔＩＭ／Δｔは、励磁電流ＩＭの時間変化を示す。

トランス３０の第１及び第２コイル３１，３２には、第１回路４０が接続されている。第１回路４０は、第１及び第２低圧配線ＬＬ１，ＬＬ２と、リアクトル４１と、第１スイッチＱ１と、第２スイッチＱ２とを備えている。

第１低圧配線ＬＬ１は、第１コイル３１の第１端に接続され、第２低圧配線ＬＬ２は、第２コイル３２の第１端に接続されている。第１低圧配線ＬＬ１の第１コイル３１に接続される側と反対側には、第１入力端子Ｔｉｎ１が接続されている。この第１入力端子Ｔｉｎ１は、蓄電池１００のプラス端子に接続されている。そして、第２低圧配線ＬＬ２の第２コイル３２に接続される側と反対側は、第１低圧配線ＬＬ１に接続されている。第１低圧配線ＬＬ１における第２低圧配線ＬＬ２の接続点よりも第１入力端子Ｔｉｎ１側には、リアクトル４１が直列接続されている。

第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２と、第１コイル３１と, 第２コイル３２とは、センタータップ型回路を構成している。第１スイッチＱ１のドレインは第１コイル３１の第２端に接続され、第２スイッチＱ２のドレインは第２コイル３２の第２端に接続されている。また、第１スイッチＱ１のソースと第２スイッチＱ２のソースとが第３低圧配線ＬＬ３に接続されている。第３低圧配線ＬＬ３は、蓄電池１００のマイナス端子に接続された第２入力端子Ｔｉｎ２に接続されている。本実施形態では、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２はＭＯＳ−ＦＥＴによって構成されている。第１スイッチＱ１が第１入力側スイッチ部に相当し、第２スイッチＱ２が第２入力側スイッチ部に相当する。

第１スイッチＱ１がオンすることで、蓄電池１００と、リアクトル４１と、第１コイル３１とを含む閉回路が形成される。また、第２スイッチＱ２がオンすることで、蓄電池１００と、リアクトル４１と、第２コイル３２とを含む閉回路が形成される。

トランス３０の第３コイル３３には、第２回路５０が接続されている。第２回路５０は、第３スイッチＱ３と、第４スイッチＱ４と、第５スイッチＱ５と、第６スイッチＱ６と、第１高圧配線ＨＬ１と、第２高圧配線ＨＬ２と、平滑コンデンサ５１とを備えている。

第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６は、フルブリッジ回路を構成している。第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６の内、第３スイッチＱ３のソースと第５スイッチＱ５のドレインとが直列接続されることで第１レグが形成されている。また、第４スイッチＱ４のソースと第６スイッチＱ６のドレインとが直列接続されることで第２レグが形成されている。第１レグ及び第２レグは、第１及び第２高圧配線ＨＬ１，ＨＬ２の間に並列接続されている。また、第３スイッチＱ３と第５スイッチＱ５との接続点は、第３コイル３３の第１端に接続されており、第４スイッチＱ４と第６スイッチＱ６との接続点は、第３コイル３３の第２端に接続されている。

本実施形態では、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６はＭＯＳ−ＦＥＴによって構成されている。また、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のドレインとソース間には、還流ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ接続されている。第３及び第６スイッチＱ３，Ｑ６が第１出力側スイッチ部に相当し、第４及び第５スイッチＱ４，Ｑ５が第２出力側スイッチ部に相当する。

第１高圧配線ＨＬ１は、第３及び第４スイッチＱ３，Ｑ４が接続される側と反対側で第１出力端子Ｔｏｕｔ１に接続されている。また、第２高圧配線ＨＬ２は、第５及び第６スイッチＱ５，Ｑ６が接続される側と反対側で第２出力端子Ｔｏｕｔ２に接続されている。また、平滑コンデンサ５１は、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６よりも出力側で、第１高圧配線ＨＬ１と第２高圧配線ＨＬ２とに並列接続されている。

電力変換システム１０は、制御装置６０を備えている。制御装置６０は、周知のマイクロコンピュータにより構成されており、第１回路４０及び第２回路５０が備える各スイッチＱ１〜Ｑ６のオン・オフを制御する。なお、制御装置６０は、例えば、複数の機能ブロックを備える集積回路により構成されていればよい。制御装置６０の各機能については後述する。

電力変換システム１０は、入力電圧センサ１１、出力電圧センサ１２、第１電流センサ１３、及び第２電流センサ１４を備えている。入力電圧センサ１１は、第１入力端子Ｔｉｎ１と蓄電池１００のプラス端子とを接続するプラス側配線Ｌｐと、第２入力端子Ｔｉｎ２と蓄電池１００のマイナス端子とを接続するマイナス側配線Ｌｎとの間に接続されており、蓄電池１００の端子間電圧ＶＢｒを検出する。出力電圧センサ１２は、第１出力端子Ｔｏｕｔ１と第２出力端子Ｔｏｕｔ２との間に並列接続されており、平滑コンデンサ５１の端子間電圧を出力電圧ＶＨｒとして検出する。

第１電流センサ１３は、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２に流れる電流を一次側電流ＩＬとして検出する。本実施形態では、第１電流センサ１３は、第１回路４０において、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２それぞれのソースと第２入力端子Ｔｉｎ２とを接続する第３低圧配線ＬＬ３に設けられている。第２電流センサ１４は、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６に流れる電流を二次側電流ＩＨとして検出する。本実施形態では、第２電流センサ１４は、第２回路５０において、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６により構成されたフルブリッジ回路よりも第１出力端子Ｔｏｕｔ１側の第１高圧配線ＨＬ１に設けられている。入力電圧センサ１１、出力電圧センサ１２、第１電流センサ１３、及び第２電流センサ１４の検出値ＶＢｒ、ＶＨｒ、ＩＬ，ＩＨは制御装置６０に入力される。

次に、制御装置６０の機能を説明する。図２は、制御装置６０の機能を説明するブロック図である。制御装置６０は、第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２のオン期間を設定する一次側設定部６５を備えている。

図２に示すように、一次側設定部６５は、主として、定電圧制御部６１と、定電流制御部６２と、最小値選択部６３と、平均電流モード制御部６４とを備えている。

定電圧制御部６１は、出力電圧ＶＨｒを出力電圧指令値ＶＨ＊にフィードバック制御すべく定電圧制御を実施する。本実施形態では、定電圧制御部６１は、出力電圧ＶＨｒを出力電圧指令値ＶＨ＊にフィードバック制御するための操作量として、ＤＤＣ９０の出力電流の目標値である目標電流値Ｉｒｅｆ１を算出する。

定電流制御部６２は、上限電流値Ｉｒｅｆ２を算出する。上限電流値Ｉｒｅｆ２はＤＤＣ９０の定格電流に応じて設定されている。例えば、トランス３０の巻数比、リアクトル４１に流れるリプル電流などを考慮し、上限電流値Ｉｒｅｆ２が定められている。

最小値選択部６３は、定電圧制御部６１から出力される目標電流値Ｉｒｅｆ１と、定電流制御部６２から出力される上限電流値Ｉｒｅｆ２とを比較し、いずれか小さい方の値を指令電流値Ｉｒｅｆ３として出力する。

平均電流モード制御部６４は、二次側電流ＩＨを指令電流値Ｉｒｅｆ３に制御すべく、平均電流モード制御により第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間を設定する。例えば、平均電流モード制御部６４は、指令電流値Ｉｒｅｆ３と、二次側電流ＩＨとの偏差を算出し、この偏差が０となるよう第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間を定める第１駆動指令値Ｄｃｃ１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ２を算出する。第１駆動指令値Ｄｃｃ１は、第１スイッチＱ１の１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン期間を定める指令値である。第２駆動指令値Ｄｃｃ２は、第２スイッチＱ２の１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン期間を定める指令値である。本実施形態では、第１駆動指令値Ｄｃｃ１は、第２駆動指令値Ｄｃｃ２よりも半周期分（＝Ｔｓｗ／２）だけ位相がずれている。

制御装置６０は、トランス３０の偏磁を抑制する抑制処理を実施する。制御装置６０は、抑制処理を実施するために、第１取得部７１と、第２取得部７２と、推定部７３と、抑制部７４とを備えている。各部７１〜７４の機能については後述する。

次に、ＤＤＣ９０の動作を説明する。図３は、ＤＤＣ９０の動作を説明するシーケンス図である。図３（ａ）は、二次側電流ＩＨの推移を示す。図３（ｂ）は、第１スイッチＱ１の駆動状態の推移を示し、図３（ｃ）は、第２スイッチＱ２の駆動状態の推移を示す。図３（ｄ）は、二次巻線電圧Ｖｔの推移を示す。図３（ｄ）では、二次巻線電圧Ｖｔの最大値をＥ＋として示し、最小値をＥ−として示している。図３（ｅ）は、第３及び第６スイッチＱ３、Ｑ６の駆動状態の推移を示す。図３（ｆ）は、第４及び第５スイッチＱ４、Ｑ５の駆動状態の推移を示す。

ＤＤＣ９０は、Ａモード、Ｂモード、Ｃモード，Ｂモードの順序で、動作モードが変化する。Ｂモードでは、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２が共にオンすることで、トランス３０の第３コイル３３に二次巻線電圧Ｖｔを生じさせない。Ａモードは、第１スイッチＱ１のみが単独でオンすることで、第３コイル３３にプラスの二次巻線電圧Ｖｔを生じさせる。Ｃモードでは、第２スイッチＱ２のみが単独でオンすることで、第３コイル３３にマイナスの二次巻線電圧Ｖｔを生じさせる。なお、Ａ，Ｂ，Ｃモードでは、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６がオフする。

本実施形態では、第１スイッチＱ１の１スイッチング周期と、第２スイッチＱ２の１スイッチング周期とが同じ周期Ｔｓｗに設定されている。また、第１スイッチＱ１がオンする期間の開始タイミングと、第２スイッチＱ２がオンする期間の開始タイミングとが１スイッチング周期Ｔｓｗの１/２だけずらされている。

Ｂモードでは、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２が共にオンすることで、第１コイル３１及び第２コイル３２を含む閉回路が形成され、第１及び第２コイル３１，３２の電位差がなくなる。そのため、第３コイル３３に二次巻線電圧Ｖｔが生じず、第２回路５０には二次側電流ＩＨが流れない。また、Ｂモードでは、リアクトル４１に流れる電流が増大し、リアクトル４１に磁気エネルギがチャージされる。

ＢモードからＡモードへ移行することで、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２が共にオンする状態から第１スイッチＱ１のみが単独でオンする状態となる。そのため、第１コイル３１を含む閉回路に電流が流れ、第１コイル３１に電圧が印加される。また、リアクトル４１にチャージされた電流が第１コイル３１に流れることで、第１コイル３１に印加される電圧は端子間電圧ＶＢｒとリアクトル４１に生じる電圧の和となる。そのため、第３コイル３３に二次巻線電圧Ｖｔを生じさせ、第２回路５０に二次側電流ＩＨが流れる。Ａモードでは、第３コイル３３にはプラスの二次巻線電圧Ｖｔが生じる。

ＡモードからＢモードへ移行することで、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２が共にオンし、第１コイル３１と第２コイル３２との電位差がなくなる。そのため、二次巻線電圧Ｖｔは生じず、第２回路５０には、二次側電流ＩＨが流れない。また、リアクトル４１に磁気エネルギがチャージされる。

ＢモードからＣモードへ移行することで、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２が共にオンする状態から、第２スイッチＱ２のみが単独でオンする状態となる。そのため、第２コイル３２を含む閉回路に電流が流れる。このＣモードにおいても、第２コイル３２に印加される電圧は、端子間電圧ＶＢｒとリアクトル４１に生じる電圧の和となる。そのため、第３コイル３３に二次巻線電圧Ｖｔを生じさせ、第２回路５０に二次側電流ＩＨが流れる。また、Ｃモードでは、第２コイル３２に印加される電圧の向きは、Ａモードでの第１コイル３１に印加される電圧と反対となるため、第３コイル３３にはマイナスの二次巻線電圧Ｖｔが生じる。

図３で示すＤＤＣ９０の動作において、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間は、トランス３０の磁束が飽和しないようその値が定められている。具体的には、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２の１スイッチング周期Ｔｓｗでのトランス３０のＥＴ積の収支が下記式（２）に示す関係となるように、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間が定められている。ＥＴ積は、トランス３０の一次側から二次側を通過する電圧の電圧時間積を示し、本実施形態では、二次巻線電圧Ｖｔと、この二次巻線電圧Ｖｔが印加される時間の積により算出される。

ΣＥＴ＝ＥＴ１＋ＥＴ２＋ＥＴ３＋ＥＴ４＝０ … （２）
ＥＴ１は、Ａモードでの二次巻線電圧Ｖｔと第１スイッチＱ１が単独でオンする期間との積を示す。ＥＴ３は、Ｃモードでの二次巻線電圧Ｖｔと第２スイッチＱ２が単独でオンする期間との積を示す。なお、ＥＴ２，ＥＴ４はＢモードでのＥＴ積を示し、理想的には、二次巻線電圧Ｖｔが０となるため、０となる。

トランス３０に偏磁が生じている場合、二次巻線電圧Ｖｔがプラス側又はマイナス側へ偏ることで、ＥＴ積の収支が０とならなくなる。トランス３０の偏磁は、励磁電流ＩＭの波形となって表れる。図４は、励磁電流ＩＭの波形を示す図である。図４（ａ）は、偏磁が生じていない場合の励磁電流ＩＭを示す。図４（ｂ）は、偏磁が生じている場合の励磁電流ＩＭを示す。なお、本実施形態では、励磁電流ＩＭは、第３，第５スイッチＱ３，Ｑ５の接続点から第４，第６スイッチＱ４，Ｑ６の接続点の向きで流れる場合をプラスとする。また、励磁電流ＩＭは、第４，第６スイッチＱ４，Ｑ６の接続点から第３，第５スイッチＱ３，Ｑ５の接続点の向きで流れる場合をマイナスとする。

励磁電流ＩＭは、プラスの二次巻線電圧Ｖｔが生じるＡモードにおいて増加した後、磁束密度が変化しないＢモードにおいて一定となる。そして、励磁電流ＩＭは、マイナスの二次巻線電圧Ｖｔが生じるＣモードにおいて減少する。ここで、トランス３０に偏磁が生じていない場合、励磁電流ＩＭの平均値を示すＡｖｅＩＭが０となる。一方、トランス３０に偏磁が生じている場合、励磁電流ＩＭの平均値ＡｖｅＩＭがプラス側又はマイナス側に偏る。図４（ｂ）では、励磁電流ＩＭの平均値ＡｖｅＩＭがプラス側に偏っている。以下では、トランス３０に偏磁が生じない場合の励磁電流ＩＭの平均値とトランス３０に励磁が生じる場合の励磁電流ＩＭの平均値との差をトランス３０の偏磁量を示す偏磁電流Iｂｃとする。なお、本実施形態では、偏磁電流Ｉｂｃは、第３，第５スイッチＱ３，Ｑ５の接続点から第４，第６スイッチＱ４，Ｑ６の接続点の向きで流れる場合をプラスとする。また、偏磁電流Ｉｂｃは、第４，第６スイッチＱ４，Ｑ６の接続点から第３，第５スイッチＱ３，Ｑ５の接続点の向きで流れる場合をマイナスとする。

二次巻線電圧ＶｔのプラスのＥＴ積（図３では、ＥＴ１＋ＥＴ２）がマイナスのＥＴ積（図３では、ＥＴ３＋ＥＴ４）よりも大きい場合、偏磁電流Ｉｂｃはプラスとなる。一方、二次巻線電圧ＶｔのプラスのＥＴ積がマイナスのＥＴ積よりも小さい場合、偏磁電流Ｉｂｃはマイナスとなる。そのため、偏磁電流Ｉｂｃを推定することで、トランス３０の偏磁度合いを求めることができる。

次に、図２に戻り、制御装置６０の内、第１取得部７１と、第２取得部７２と、推定部７３と、抑制部７４との各機能を説明する。第１取得部７１は、Ａモードでの二次側電流ＩＨを第１電流ＩＨ１として取得する。また、第２取得部７２は、Ｃモードでの二次側電流ＩＨを第２電流ＩＨ２として取得する。

トランス３０の一次側と二次側の起磁力が同じであると仮定すると、第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２は、下記式（３），（４）により示される。
ＩＨ１＝（ＩＨ１ｔｒ＋ＤＣ）＝ＩＬ／Ｎ−Ｉｂｃ … （３）
ＩＨ２＝（ＩＨ２ｔｒ＋ＤＣ）＝ＩＬ／Ｎ＋Ｉｂｃ … （４）
ＤＣはオフセット誤差を示す。ＩＨ１ｔｒはオフセット誤差ＤＣがないと仮定した場合の第１電流ＩＨ１を示し、ＩＨ２ｔｒはオフセット誤差ＤＣがあると仮定した場合の第２電流ＩＨ２を示す。Ｎはトランス３０の巻数比であり、二次側の巻数を分子とし、一次側の巻数を分母とする値である。

上記式（３），（４）に示すように、第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２にはオフセット誤差ＤＣが重畳している。このオフセット誤差ＤＣは、電流の向きに関わらず一定の値となる。そのため、オフセット誤差ＤＣを相殺できるよう第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２を取得し、取得した第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２の差分を算出することで、オフセット誤差ＤＣを相殺しつつ、偏磁電流Ｉｂｃを推定することができる。

推定部７３は、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２とに基づいて、偏磁電流Ｉｂｃを算出する。詳しくは、下式（５）に基づいて偏磁電流Ｉｂｃを算出する。
Ｉｂｃ＝（ＩＨ２−ＩＨ１）／２ … （５）
第１電流ＩＨ１が第２電流ＩＨ２よりも大きい場合、偏磁電流Ｉｂｃは、マイナスとなり、トランス３０のＥＴ積の収支がマイナス側に偏っていることを示す。一方、第２電流ＩＨ２が第１電流ＩＨ１よりも大きい場合、偏磁電流Ｉｂｃは、プラスとなり、トランス３０のＥＴ積の収支がプラス側に偏っていることを示す。

抑制部７４は、推定部７３で算出された偏差に基づいて、トランス３０の偏磁を抑制すべく第１回路４０の動作を制御する抑制処理を実施する。本実施形態では、抑制部７４は、推定した偏磁電流Ｉｂｃに基づいて、トランス３０のＥＴ積の収支が０となるように、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間を調整する。

抑制部７４は、負帰還用除算器１０１と、ＰＩ制御部１０２と、リミッタ１０３と、加算器１０４と、除算器１０５とを備えている。負帰還用除算器１０１は、偏磁電流Ｉｂｃの目標値から偏磁電流Ｉｂｃを引いた値をＰＩ制御部１０２に出力する。ＰＩ制御部１０２は、負帰還用除算器１０１の出力値を０にフィードバック制御するための操作量として、第１補正値Ｄｂｉａｓ１を算出する。第１補正値Ｄｂｉａｓ１は、トランス３０のＥＴ積の収支が０となるように、第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１，Ｄｃｃ２のオン期間を調整するものである。

本実施形態では、偏磁電流Ｉｂｃがプラスである場合、ＰＩ制御部１０２からは、マイナスの第１補正値Ｄｂｉａｓが出力される。また、偏磁電流Ｉｂｃがマイナスである場合、ＰＩ制御部１０２からは、プラスの第１補正値Ｄｂｉａｓ１が出力される。

リミッタ１０３は、ＰＩ制御部１０２から出力された第１補正値Ｄｂｉａｓ１をその上限値又は下限値で制限する。加算器１０４は、第１駆動指令値Ｄｃｃ１に第１補正値Ｄｂｉａｓ１を加算することで、第１スイッチＱ１のオン期間を定める第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１を設定する。また、除算器１０５は、第２駆動指令値Ｄｃｃ２から第１補正値Ｄｂｉａｓ１を除算することで、第２スイッチＱ２のオン期間を定める第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２を設定する。

次に、制御装置６０により実施される抑制処理を説明する。図５は、抑制処理を説明するフローチャートである。図５に示す処理は、制御装置６０により所定周期毎に繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、第１電流ＩＨ１を取得する。本実施形態では、Ａモードにおいて第２スイッチＱ２がターンオフしてから所定期間経過したタイミングで第２電流センサ１４により検出された電流値を第１電流ＩＨ１として取得する。Ａモードにおいて、第２スイッチＱ２がターンオフしてから第１電流ＩＨ１が取得されるまでの期間を第１取得時期Ｔａｑ１と記載する。ステップＳ１１が第１取得部に相当する。

ステップＳ１２では、第２電流ＩＨ２を取得する。本実施形態では、Ｃモードにおいて第１スイッチＱ１がターンオフしてから所定期間経過したタイミングで第２電流センサ１４により検出された電流値を第２電流ＩＨ２として取得する。Ｃモードにおいて、第１スイッチＱ１がターンオフしてから第２電流ＩＨ２が取得されるまでの期間を第２取得時期Ｔａｑ２と記載する。ステップＳ１２が第２取得部に相当する。

図６は、第１及び第２取得時期Ｔａｑ１，Ｔａｑ２を説明する図である。図６では、実際に第２電流センサ１４により検出された第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２を実線で示している。また、偏磁電流Ｉｂｃが重畳していないと仮定した場合の理想的な第１及び第２電流ＩＨ１ｔｒ，ＩＨ２ｔｒを破線で示している。

第１回路４０が備えるリアクトル４１により、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２とには時間変化が生じる。そのため、理想的な第１電流ＩＨ１ｔｒ及び第２電流ＩＨ２ｔｒが同じ値である時期で第１及び第２電流ＩＨ１，ＩＨ２を取得しないと、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との差分に偏磁電流Ｉｂｃ以外の値が含まれてしまう。本実施形態では、第１電流ＩＨ１の取得タイミングと、第２電流ＩＨ２の取得タイミングとが１スイッチング周期の１／２だけずらされている。

ＢモードからＡモードへ移行する際、第２スイッチＱ２がターンオフすることで、二次側電流ＩＨにノイズが重畳する。また、ＢモードからＣモードへ移行する際、第１スイッチＱ１がターンオフすることで、二次側電流ＩＨにノイズが重畳する。そこで、第１及び第２取得時期Ｔａｑ１，Ｔａｑ２は、第１スイッチＱ１又は第２スイッチＱ２がターンオフしてから第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２にノイズが重畳する期間を避けた時期に定められている。

ステップＳ１３では、ステップＳ１１で取得した第１電流ＩＨ１とステップＳ１２で取得した第２電流ＩＨ２との差分により、偏磁電流Ｉｂｃを推定する。本実施形態では、上記式（５）を用いて、偏磁電流Ｉｂｃを推定する。ステップＳ１３が推定部に相当する。

ステップＳ１４では、ステップＳ１３で推定した偏磁電流Ｉｂｃに応じて、第１補正値Ｄｂｉａｓ１を算出する。本実施形態では、ステップＳ１３で推定した偏磁電流ＩｂｃをＰＩ制御部１０２に入力することで、ＰＩ制御部１０２の出力を第１補正値Ｄｂｉａｓ１として設定する。ＰＩ制御部１０２から出力された第１補正値Ｄｂｉａｓ１は、リミッタ１０３に入力され、上限値及び下限値が制限されて出力される。

ステップＳ１５では、第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１，Ｄｃｃ２を算出する。ステップＳ１６では、ステップＳ１５で算出した第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１，Ｄｃｃ２で定められるオン期間を、ステップＳ１４で算出した第１補正値Ｄｂｉａｓ１で調整する。そして調整した値を、第１スイッチＱ１の第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１として設定する。本実施形態では、図４で示したように、第１駆動指令値Ｄｃｃ１と第１補正値Ｄｂｉａｓ１とを加算器１０４に入力し、加算器１０４の出力値を第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１に設定する。

ステップＳ１７では、第２駆動指令値Ｄｃｃ２により定められるオン期間を、第１補正値Ｄｂｉａｓ１で調整する。そして調整した値を、第２スイッチＱ２の第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２として設定する。本実施形態では、図４で示したように、第２駆動指令値Ｄｃｃ２と第１補正値Ｄｂｉａｓ１とを除算器１０５に入力し、除算器１０５の出力値を第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２として設定する。

ステップＳ１８では、第３スイッチＱ３のオン期間を定める第３デューティ指令値Ｄｕｔｙ３、及び第６スイッチＱ６のオン期間を定める第６デューティ指令値Ｄｕｔｙ６を設定する。また、ステップＳ１９では、第４スイッチＱ４のオン期間を定める第４デューティ指令値Ｄｕｔｙ４、及び第５スイッチＱ５のオン期間を定める第５デューティ指令値Ｄｕｔｙ５を設定する。本実施形態では、第３〜第５デューティ指令値Ｄｕｔｙ３〜Ｄｕｔｙ５が０とされる。このため、第３〜第５スイッチＱ３〜Ｑ５はオフ状態に維持される。

ステップＳ２０では、設定した第１〜第６デューティ指令値Ｄｕｔｙ１〜６により、第１〜第６スイッチＱ１〜Ｑ６を駆動する。このとき、ステップＳ１６，Ｓ１７でオン期間を調整した第１及び第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２により、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２を駆動する。ステップＳ１４〜Ｓ２０が抑制部に相当する。

次に、ステップＳ２０の処理によりトランス３０の偏磁が抑制される作用を、図７のシーケンス図を用いて説明する。なお図７（ａ）〜図７（ｆ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｆ）に対応している。

図７では、偏磁電流Ｉｂｃがマイナスである場合を例示している。図７（ａ）では、偏磁が生じていないと仮定した場合の二次側電流ＩＨを点線で示し、実際の二次側電流ＩＨを実線で示している。偏磁電流Ｉｂｃがマイナスであるため、Aモードでの二次側電流ＩＨがCモードでの二次側電流ＩＨよりも大きくなっている。

偏磁電流Ｉｂｃがマイナスの値として推定されることで、第１補正値Ｄｂｉａｓ１がプラスの値となる。その結果、第１駆動指令値Ｄｃｃ１により設定されたオン期間よりも、第１補正値Ｄｂｉａｓ１に応じた期間ＴＢ１だけ増加したオン期間に渡って、第１スイッチＱ１がオンされる。また、第２駆動指令値Ｄｃｃ２により設定されたオン期間よりも、第１補正値Ｄｂｉａｓ１に応じた期間ＴＢ１だけ減少したオン期間に渡って、第２スイッチＱ２がオンされる。そのため、第１スイッチＱ１が単独でオンするＡモードの期間が増加し、第２スイッチＱ２が単独でオンするＣモードの期間が減少することで、トランス３０における二次巻線電圧Ｖｔの平均値ＡｖｅＶｔを増加させる。その結果、トランス３０のプラスのＥＴ積が増加し、マイナスのＥＴ積が減少することで、ＥＴ積の収支が改善され、偏磁が抑制される。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・制御装置６０は、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との差分により、偏磁電流Ｉｂｃを推定することで、オフセット誤差ＤＣを相殺する。そして、推定した偏磁電流Ｉｂｃに基づいて、トランス３０の偏磁を抑制するように、第１回路４０の駆動態様を制御することとした。この場合、第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２に重畳するオフセット誤差ＤＣを相殺することができるため、偏磁電流Ｉｂｃの推定精度を高めることができる。その結果、トランス３０の偏磁を適正に抑制することができる。

・トランス３０を通過する電圧の電圧時間積を示すＥＴ積を調整することで、トランス３０の磁束の偏り調整することができる。この点、制御装置６０は、抑制処理として、推定された偏磁電流Ｉｂｃに基づいて、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のうち少なくとも一方のオン期間を調整する処理を行う。この場合、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とのオン期間を用いた既存の構成を流用して、トランス３０の偏磁を抑制することができる。

・制御装置６０は、第２回路５０に流れる電流が所定値となるよう第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のオン期間を設定する平均電流モード制御を実施する。そして、制御装置６０は、推定した偏磁電流Ｉｂｃに基づいて平均電流モード制御により設定したオン期間を調整する。これにより、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間を平均電流モード制御により定める場合においても、トランス３０の偏磁を抑制することができる。

・第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２が単独でオンしてから所定期間では、二次側電流ＩＨにはノイズが重畳する。第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２にノイズが重畳すると、偏磁電流Ｉｂｃの推定精度を低下させるため望ましくない。この点、制御装置６０は、Ａモード又はＣモードにおいて、第１又は第２スイッチＱ１,Ｑ２のターンオフ単独オンから第１及び第２取得時期Ｔａｑ１，Ｔａｑ２の経過後のタイミングで第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２を取得することとした。この場合、ノイズに起因した偏磁電流Ｉｂｃの推定精度の低下を防止することができる。

・トランス３０を介して昇圧動作を行う構成では、第２回路５０に流れる二次側電流ＩＨは、第１回路４０に流れる一次側電流ＩＬよりも小さくなる。この点、制御装置６０は、第２回路５０に設けられた第２電流センサ１４の検出結果を、第１電流ＩＨ１及び第２電流ＩＨ２として取得することとした。この場合、第２電流センサ１４の定格電流を小さくすることで体格を小さくすることができ、ひいてはＤＤＣ９０の体格を小さくすることができる。

・第１取得部７１による第１電流ＩＨ１の取得タイミングと、第２取得部７２による第２電流ＩＨ２の取得タイミングとを１スイッチング周期Ｔｓｗの１／２だけずらした。この場合、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との差分に基づいて算出される偏磁電流Ｉｂｃの推定精度を高めることができる。

（第１実施形態の変形例）
図２の推定部７３は、第１電流ＩＨ１と第２電流ＩＨ２との偏差を算出して出力してもよい。この場合、ＰＩ制御部１０２は、算出された偏差を０にフィードバック制御するための操作量として、第１補正値Ｄｂｉａｓ１を算出すればよい。

（第２実施形態）
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。

第２実施形態では、制御装置６０は、第１回路４０に流れる一次側電流ＩＬのピーク値に基づいて、第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２のオフタイミングを設定するピーク電流モード制御を実施する。

図８は、制御装置６０の機能の内、ピーク電流モード制御に係る機能を説明する機能ブロック図である。図８において、一次側設定部６５は、第１スイッチＱ１の第１駆動指令値Ｄｃｃ１を設定する第１ピーク電流モード制御部６７と、第２スイッチＱ２の第２駆動指令値Ｄｃｃ２を設定する第２ピーク電流モード制御部６８とを備えている。

第１ピーク電流モード制御部６７は、ＤＡ変換器３４１と、コンパレータ３４２と、加算器３４３と、ＲＳフリップフロップ３４７と、Ｄｕｔｙ制限部３４８とを備えている。まず、最小値選択部６３により選択された指令電流値Ｉｒｅｆ３は、ＤＡ変換器３４１に入力される。ＤＡ変換器３４１は、入力された指令電流値Ｉｒｅｆ３をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流値Ｉｒｅｆ３は、コンパレータ３４２の反転入力端子に入力される。加算器３４３は、一次側電流ＩＬとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償後スイッチ電流として出力する。加算器３４３の出力信号は、コンパレータ３４２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号は、リアクトル４１に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

本実施形態では、指令電流値Ｉｒｅｆ３を一次側電流ＩＬのピーク値として用いている。具体的には、コンパレータ３４２は、指令電流値Ｉｒｅｆ３と補償後スイッチ電流とを比較し、補償後スイッチ電流が指令電流値Ｉｒｅｆ３より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３４７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３４２は、補償後スイッチ電流が指令電流値Ｉｒｅｆ３より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３４７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３４７のＳ端子には、クロック信号が入力される。ＲＳフリップフロップ３４７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部３４８によってデューティの上限を設定された上で、第１駆動指令値Ｄｃｃ１として出力される。

第２ピーク電流モード制御部６８は、第１ピーク電流モード制御部６７と同様、ＤＡ変換器３４１と、コンパレータ３４２と、加算器３４３と、ＲＳフリップフロップ３４７と、Ｄｕｔｙ制限部３４８とを備えている。第２ピーク電流モード制御部６８のＲＳフリップフロップ３４７の出力は、Ｄｕｔｙ制限部３４８によってデューティの上限値を設定された上で、第２駆動指令値Ｄｃｃ２として出力される。

制御装置６０により実施されるピーク電流モード制御では、一次側電流ＩＬがピーク値である指令電流値Ｉｒｅｆ３を超えないように第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１,Ｄｃｃ２のオン期間が設定される。そのため、ピーク電流モード制御は、ＤＤＣ９０の出力側に接続された給電対象の負荷が変動する場合でも、第１回路４０に流れる過電流の抑制に有効となる。そのため、ピーク電流モード制御では、ＤＤＣ９０の定格電流の増加を抑制でき、ひいてはＤＤＣ９０の体格の増加を抑制できる。

本実施形態では、抑制部７４は、第１及び第２ピーク電流モード制御部６７，６８により設定されたオフタイミングを遅延補正することにより、オン期間を調整するＤｅｌａｙ部７５を備えている。Ｄｅｌａｙ部７５は、偏磁電流Ｉｂｃに基づいて算出される第２補正値Ｄｂｉａｓ２（遅延補正量に相当）の正負（符号）の向きに基づいて、第１スイッチＱ１又は第２スイッチＱ２のいずれかのオフタイミングを遅延補正する。Ｄｅｌａｙ部７５は、第２補正値Ｄｂｉａｓ２がプラスである場合、第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１，Ｄｃｃ２の内、第１駆動指令値Ｄｃｃ１により定められるオフタイミングを遅延補正する。また、Ｄｅｌａｙ部７５は、第２補正値Ｄｂｉａｓ２がマイナスである場合、第１及び第２駆動指令値Ｄｃｃ１，Ｄｃｃ２の内、第２駆動指令値Ｄｃｃ２により定められるオフタイミングを遅延補正する。

次に、第２実施形態に係る抑制処理を、図９を用いて説明する。図９に示す処理は、制御装置６０により所定周期毎に繰り返し実施される。なお図９において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

ステップＳ３１では、ステップＳ１３で推定した偏磁電流Ｉｂｃに基づいて、第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２のオフタイミングの遅延時間を規定する第２補正値Ｄｂｉａｓ２を算出する。本実施形態では、ＰＩ制御部１０２により、第２補正値Ｄｂｉａｓ２を算出する。

ステップＳ３２では、ステップＳ３１で算出した第２補正値Ｄｂｉａｓ２の符号を判定する。第２補正値Ｄｂｉａｓ２がプラスであれば、ステップＳ３３に進む。ステップＳ３３では、第１駆動指令値Ｄｃｃ１により定められるオン期間のオフタイミングを第２補正値Ｄｂｉａｓ２だけ遅延補正した値を、第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１として設定する。ステップＳ３４では、第２駆動指令値Ｄｃｃ２をそのまま第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２として設定する。

第２補正値Ｄｂｉａｓ２がマイナスであれば、ステップＳ３５に進む。ステップＳ３５では、第２駆動指令値Ｄｃｃ２により定められるオン期間のオフタイミングを第２補正値Ｄｂｉａｓ２だけ遅延補正した値を第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２として設定する。ステップＳ３６では、第１駆動指令値Ｄｃｃ１をそのまま第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１として設定する。

ステップＳ２０では、第１〜第６スイッチＱ１〜Ｑ６を駆動する。このとき、ステップＳ３３，Ｓ３４又はステップＳ３５，Ｓ３６で設定した第１及び第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ１,Ｄｕｔｙ２により、第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２を駆動する。そして、ステップＳ２０の処理が終了すると、図８に示す処理を一旦終了する。

次に、ステップＳ２０の処理によるトランス３０の偏磁抑制効果を、図１０のシーケンス図を用いて説明する。図１０（ａ）は、二次側電流ＩＨの推移を示す。図１０（ｂ）は、一次側電流ＩＬの推移を示す。図１０（ｃ）は、第１スイッチＱ１の駆動状態の推移を示し、図１０（ｄ）は第２スイッチＱ２の駆動状態の推移を示す。図１０（ｅ）は、二次巻線電圧Ｖｔの推移を示す。図１０（ｆ）は、第３及び第６スイッチＱ３、Ｑ６の駆動状態の推移を示す。図１０（ｇ）は、第４及び第５スイッチＱ４、Ｑ５の駆動状態の推移を示す。なお、説明を容易にするため、一次側電流ＩＬを、増加と減少とを所定周期で繰り返す波形としている。

図１０では、偏磁電流Ｉｂｃがマイナスである場合を例示している。図１０（ａ）では、偏磁が生じていないと仮定した場合の二次側電流ＩＨを破線で示し、実際の二次側電流ＩＨを実線で示している。偏磁電流Ｉｂｃがマイナスであるため、Aモードでの二次側電流ＩＨがCモードでの二次側電流ＩＨよりも大きくなっている。

偏磁電流Ｉｂｃがマイナスの値として推定されることで、第２補正値Ｄｂｉａｓ２がプラスの値となる。そのため、制御装置６０は、第２補正値Ｄｂｉａｓ２により、第１スイッチＱ１のオフタイミングを遅延させる。図１０（ｃ）では、第１スイッチＱ１のオフタイミングは、一次側電流ＩＬとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとの加算結果である補償後スイッチ電流が、指令電流値Ｉｒｅｆ３に到達したタイミングよりも第２補正値Ｄｂｉａｓ２だけ遅延している。一方で、第２スイッチＱ２のオフタイミングは、一次側電流ＩＬとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとの加算結果である補償後スイッチ電流が、指令電流値Ｉｒｅｆ３に到達したタイミングとなっている。

第１スイッチＱ１のオフタイミングの遅延により、Ｃモードの期間が減少する。そのため、第２スイッチＱ２が単独でオンする期間が減少し、二次巻線電圧Ｖｔの平均値ＡｖｅＶｔをプラス側に増加させる。その結果、トランス３０のマイナスのＥＴ積が減少することで、ＥＴ積の収支が改善され、ひいては偏磁が抑制される。

上記構成により、本実施形態に係る電力変換システム１０は、以下の効果を奏する。

・制御装置６０は、第１回路４０に流れる電流が所定上限値を超えないように第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオフタイミングを設定するピーク電流モード制御を実施する。また、制御装置６０は、推定した偏磁電流Ｉｂｃに基づいて、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のオフタイミングを遅延補正することにより、オン期間を調整する。この場合、制御装置６０による抑制処理とピーク電流モード制御とを併存させることで、ピーク電流モード制御によるＤＤＣ９０の体格の抑制効果と、抑制処理によるトランス３０の体格の抑制効果とを得ることができる。

・制御装置６０は、推定された偏磁電流Ｉｂｃに基づく第２補正値Ｄｂｉａｓ２の正負に応じて、第１スイッチＱ１のオフタイミング、又は第２スイッチＱ２のオフタイミングのいずれかを遅延補正する。上記構成により、第１及び第２スイッチＱ１，Ｑ２のいずれかのオフタイミングのみを変更すればよいため、抑制処理に要する時間を短くすることができる。

（第３実施形態）
この第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。

第３実施形態では、第２回路５０の第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間を変更することで、トランス３０のＶＴ積を調整し、偏磁を抑制する。

Ａモードにおいて、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６を共にオフさせた場合、第３コイル３３に生じる二次巻線電圧Ｖｔは、下記式（６）により算出される。
Ｖｔ（Ａｏｆｆ）＝ＶＨｒ＋Ｖｆ１＋Ｖｆ４ … （６）
Ｖｔ（Ａｏｆｆ）は、Ａモードにおいて、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６を共にオフさせた場合の二次巻線電圧Ｖｔである。Ｖｆ１,Ｖｆ４は、第１及び第４還流ダイオードＤ１,Ｄ４の順方向電圧である。

Ａモードにおいて、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６を共にオンさせた場合、二次巻線電圧Ｖｔは、下記式（７）により算出される。
Ｖｔ（Ａｏｎ）＝ＶＨｒ＋Ｖｒｏｍ３＋Ｖｒｏｍ６ … （７）
Ｖｔ（Ａｏｎ）は、Ａモードにおいて、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６を共にオンさせた場合の二次巻線電圧Ｖｔである。Ｖｒｏｍ３,Ｖｒｏｍ６は、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６に電流が流れる場合のオン抵抗の電圧降下分である。電圧降下分Ｖｒｏｍ３,Ｖｒｏｍ６は、順方向電圧Ｖｆ１，Ｖｆ４よりも小さい。

Ｃモードにおける二次巻線電圧Ｖｔは、下記式（８）,（９）により算出される。
Ｖｔ（Ｃｏｆｆ）＝ＶＨｒ＋Ｖｆ２＋Ｖｆ３ … （８）
Ｖｔ（Ｃｏｎ）＝ＶＨｒ＋Ｖｒｏｍ４＋Ｖｒｏｍ５ … （９）
Ｖｔ（Ｃｏｆｆ）は、Ｃモードにおいて、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５を共にオフさせた場合の二次巻線電圧Ｖｔである。Ｖｆ２,Ｖｆ３は、第２及び第３還流ダイオードＤ２,Ｄ３の順方向電圧である。Ｖｔ（Ｃｏｎ）は、Ｃモードにおいて、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５を共にオンさせた場合の二次巻線電圧Ｖｔである。Ｖｒｏｍ４,Ｖｒｏｍ５は、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５に電流が流れる場合のオン抵抗の電圧降下分である。電圧降下分Ｖｒｏｍ４,Ｖｒｏｍ５は、順方向電圧Ｖｆ２，Ｖｆ３よりも小さい。

上記式（６）,（７）により、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６のオン期間を調整することで、Ａモードにおいて、二次巻線電圧ＶｔをＶｔ（Ａｏｆｆ）又はＶｔ（Ａｏｎ）に変化させることができる。また、上記式（８），（９）により、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５のオン期間を調整することで、Ｃモードにおいて、二次巻線電圧ＶｔをＶｔ（Ｃｏｆｆ）又はＶｔ（Ｃｏｎ）に変化させることができる。そのため、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間の調整により、トランス３０のＥＴ積を調整することが可能となる。

図１１は、第３実施形態において、制御装置６０の各機能を主に示すブロック図である。制御装置６０は、第３及び第６スイッチＱ３，Ｑ６のオン期間を定める第３駆動指令値Ｄｃｃ３と、第４及び第５スイッチＱ４，Ｑ５のオン期間を定める第４駆動指令値Ｄｃｃ４を設定する信号処理部１１１を備えている。本実施形態では、信号処理部１１１は、第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１に応じて第３駆動指令値Ｄｃｃ３を設定する。また、信号処理部１１１は、第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２に応じて、第４駆動指令値Ｄｃｃ４を設定する。

図１２は、第３実施形態において、制御装置６０により実施される抑制処理を説明するフローチャートである。図１２に示す処理は、制御装置６０により所定周期毎に繰り返し実施される。

ステップＳ４１では、ステップＳ１３で推定した偏磁電流Ｉｂｃに応じて、第２回路５０の第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間を調整するための第３補正値Ｄｂｉａｓ３を算出する。

ステップＳ４２では、第１スイッチＱ１のオン期間を定める第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１を設定する。本実施形態では、第１駆動指令値Ｄｃｃ１をそのまま第１デューティ指令値Ｄｕｔｙ１として設定する。ステップＳ４３では、第２スイッチＱ２のオン期間を定める第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２を設定する。本実施形態では、第２駆動指令値Ｄｃｃ２をそのまま第２デューティ指令値Ｄｕｔｙ２として設定する。

ステップＳ４４では、第３駆動指令値Ｄｃｃ３で定められたオン期間を、第３補正値Ｄｂｉａｓ３で調整した値を第３及び第６デューティ指令値Ｄｕｔｙ３，Ｄｕｔｙ６として設定する。本実施形態では、図１１に示したように、第３駆動指令値Ｄｃｃ３と第３補正値Ｄｂｉａｓ３とを加算器１０４に入力し、加算器１０４の出力を第３及び第６デューティ指令値Ｄｕｔｙ３，Ｄｕｔｙ６として設定する。

ステップＳ４５では、第４駆動指令値Ｄｃｃ４で定められたオン期間を、第３補正値Ｄｂｉａｓ３で調整した値を第４及び第５デューティ指令値Ｄｕｔｙ４，Ｄｕｔｙ５として設定する。本実施形態では、図１１に示したように、第４駆動指令値Ｄｃｃ４と第３補正値Ｄｂｉａｓ３とを除算器１０５に入力し、除算器１０５の出力を第４及び第５デューティ指令値Ｄｕｔｙ４，Ｄｕｔｙ５として設定する。

ステップＳ２０では、第１〜第６デューティ指令値Ｄｕｔｙ１〜Ｄｕｔｙ６に応じて、第１〜第６スイッチＱ１〜Ｑ６を駆動する。ステップＳ２０の処理が終了すると、図１２に示す処理を一旦終了する。

次に、第３実施形態において、ステップＳ２０の処理によりトランス３０の偏磁が抑制される作用を、図１３のシーケンス図を用いて説明する。なお図１３（ａ）〜図１３（ｆ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｆ）に対応している。

図１３では、偏磁電流Ｉｂｃがプラスである場合を例示している。図１３（ａ）では、偏磁が生じていないと仮定した場合の二次側電流ＩＨを破線で示し、実際の二次側電流ＩＨを実線で示している。偏磁電流Ｉｂｃがプラスであるため、Cモードでの二次側電流ＩＨがAモードでの二次側電流ＩＨよりも大きくなっている。

偏磁電流Ｉｂｃがプラスの値であるため、１スイッチング周期におけるＥＴ積の収支を減少させるよう第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間が調整される。図１３（ｆ）の例では、Ｃモードにおいて、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５のオン期間を第３補正値Ｄｂｉａｓ３に応じた期間ＴＢ３だけ延長している。その結果、Ｃモードの内、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５のオン期間が延長された期間において、第２及び第３還流ダイオードＤ２，Ｄ３の電圧降下分と、第４及び第５スイッチＱ４，Ｑ５のオン抵抗による電圧降下分Ｖｒｏｍ４,Ｖｒｏｍ５との電圧差だけ二次巻線電圧Ｖｔの値が減少している。その結果、トランス３０のＥＴ積の収支が減少し、偏磁が抑制される。

第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間を調整することで、トランス３０の偏磁を抑制することができる。そのため、Ａモード及びＣモードの期間を変更することなく抑制処理を実施することができる。

（第３実施形態の変形例）
第３実施形態において、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６のオン期間の調整をＢモードで実施してもよい。第１及び第２スイッチＱ１,Ｑ２が共にオンするＢモードにおいても、二次巻線電圧Ｖｔは厳密には０とならず、第２回路５０には電流が流れている。そのため、Ｂモードにおいても、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６の各オン期間を調整することで、二次巻線電圧Ｖｔを調整することができる。

図１４は、変形例に係るトランス３０の抑制処理を説明するシーケンス図である。偏磁電流Ｉｂｃに応じて、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５のオン期間がＡモードからＢモードまで延長している。また、第３及び第６スイッチＱ３，Ｑ６のオン期間がＣモードからＢモードまで延長している。そのため、Ｂモードの内、第３及び第６スイッチＱ３,Ｑ６のオン期間において、第１及び第４還流ダイオードＤ１，Ｄ４の電圧降下分と、第３及び第６スイッチＱ３，Ｑ６のオン抵抗による電圧降下分Ｖｒｏｍ３,Ｖｒｏｍ６との電圧差だけ、二次巻線電圧Ｖｔの値が増加している。また、Ｃモードの内、第４及び第５スイッチＱ４,Ｑ５のオン期間において、第２及び第３還流ダイオードＤ２，Ｄ３の電圧降下分と、第４及び第５スイッチＱ４，Ｑ５のオン抵抗による電圧降下分Ｖｒｏｍ４,Ｖｒｏｍ５との電圧差だけ、二次巻線電圧Ｖｔの値が増加している。その結果、トランス３０のＥＴ積を調整し、偏磁を抑制することが可能となる。

（第４実施形態）
この第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。

この第４実施形態では、第１電流ＩＨ１の取得タイミングを規定する第１取得時期Ｔａｑ１と、第２電流ＩＨ２の取得タイミングを規定する第２取得時期Ｔａｑ２とは個別に設定される。そして、第１及び第２取得時期Ｔａｑ１，Ｔａｑ２の内、一方を基準とし、他方を基準とした時期での二次側電流ＩＨとなるよう補正することで、偏磁電流Ｉｂｃの推定精度の低下を抑制する。

図１５は、Ａモード及びＢモードにおける第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２の取得時期Ｔａｑのばらつきを説明する図である。図１５では、第２電流ＩＨ２にノイズが重畳するのを避けるために、第１取得時期Ｔａｑ１は第２取得時期Ｔａｑ２よりも長くなっている。

制御装置６０は、第１取得時期Ｔａｑ１を基準とする場合、第１取得時期Ｔａｑ１経過時点での第２電流ＩＨ２の推定値を算出し、算出した値を第２電流ＩＨ２とする。一方、制御装置６０は、第２取得時期Ｔａｑ２を基準とする場合、第２取得時期Ｔａｑ２での第１電流ＩＨ１の推定値を算出し、算出した値を第１電流ＩＨ１とする。第１取得時期Ｔａｑ１が第１期間に相当し、第２取得時期Ｔａｑ２が第２期間に相当する。

図１６は、第４実施形態において、図５のステップＳ１２で実施される処理を説明するフローチャートである。図１６では、第１電流ＩＨ１の第１取得時期Ｔａｑ１を基準として、第２電流ＩＨ２の推定値を算出する場合を例示している。

ステップＳ５１では、第２取得時期Ｔａｑ２に応じて第２電流ＩＨ２を取得する。本実施形態では、第２取得時期Ｔａｑ２は、ノイズの重畳が収まる期間に応じて定められており、第１電流ＩＨ１の第１取得時期Ｔａｑ１と異なっている。

ステップＳ５２では、第１及び第２取得時期の差ΔＴａｑを算出する。具体的には、取得時期の差ΔＴａｑは、下記式（１０）を用いて算出される。
ΔＴａｑ＝Ｔａｑ１−Ｔａｑ２ … （１０）
ステップＳ５２が期間差算出部に相当する。

ステップＳ５３では、第２電流ＩＨ２の傾きを算出する。本実施形態では、リアクトル４１に流れるリプル電流の変化を第２電流の傾きとして算出する。リプル電流の変化は、リアクトル４１の両端に生じる電圧と、リアクトル４１のインダクタンスＬｉを用いて下記式（１１）により算出される。
ΔＩ／Δｔ＝（ＶＢｒ−ＶＨｒ／Ｎ）／Ｌｉ … （１１）
Ｎはトランス３０の巻数比を示す。ステップＳ５３が傾き算出部に相当する。

ステップＳ５４では、ステップＳ５２で算出した取得時間の差ΔＴａｑと、ステップＳ５３で算出した傾き（ΔＩ／Δｔ）とに基づいて第１取得時期Ｔａｑ１での第２電流ＩＨ２の推定値を算出する。本実施形態では、下記式（１２）により、第２電流ＩＨ２の推定値を算出する。
ＩＨ２ｅｓ＝ＩＨ２＋（ΔＩ／Δｔ）×ΔＴａｑ … （１２）
ＩＨ２ｅｓが第２電流ＩＨ２の推定値を示す。ステップＳ５４が電流算出部に相当する。

図５のステップＳ１３では、第１電流ＩＨ１と、第１取得時期Ｔａｑ１を基準として算出された第２電流の推定値ＩＨ２ｅｓとに基づいて偏磁電流Ｉｂｃを推定する。

制御装置６０は、第１取得時期Ｔａｑ１での第２電流ＩＨ２の推定値を算出する。そして、基準とした取得時期Ｔａｑ１により取得される第１電流ＩＨ１と、推定値とに基づいて、偏磁電流Ｉｂｃを算出する。そのため、ＡモードとＣモードとの間で、ノイズが重畳する期間にばらつきが生じている場合でも、オフセット誤差を適正に相殺することが可能となる。また、第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２を取得する時期を柔軟に設定することができ、設計の自由度を高めることができる。

（第４実施形態の変形例）
第２取得時期Ｔａｑ２での第１電流ＩＨ１の推定値を算出するものであってもよい。この場合、ステップＳ５４において、ステップＳ５２で算出した取得時間の差ΔＴａｑと、ステップＳ５３で算出した第１電流ＩＨ１の傾き（ΔＩ／Δｔ）とに基づいて第２取得時期Ｔａｑ２での第１電流ＩＨ１の推定値を算出すればよい。

（その他の実施形態）
第１回路４０を、センタータップ型の電流型回路に代えて、フルブリッジ型の電流型回路により構成してもよい。図１７は、変形例としての電力変換システム１０を示す図である。第１回路４０は、第７スイッチＱ７のソースと第９スイッチＱ９のドレインとを直列接続した第３レグ、及び第８スイッチＱ８のソースと第１０スイッチＱ１０のドレインとを直列接続した第４レグを備えている。第３レグ及び第４レグは、第１及び第２低圧配線ＬＬ１，ＬＬ２の間に並列接続されている。また、第７スイッチＱ７と第９スイッチＱ９との接続点は、第４コイル３４の第１端に接続されており、第８スイッチＱ８と第１０スイッチＱ１０との接続点は、第４コイル３４の第２端に接続されている。

また、第２回路５０において、第２電流センサ１４が、第２高圧配線ＨＬ２に接続されている。制御装置６０は、偏磁電流Ｉｂｃがマイナスである場合、第７及び第１０スイッチＱ７,Ｑ１０のオン期間を低下させ、第８及び第９スイッチＱ８,Ｑ９スイッチのオン期間を増加させる。また、制御装置６０は、偏磁電流Ｉｂｃがプラスである場合、第７及び第１０スイッチＱ７,Ｑ１０のオン期間を増加させ、第８及び第９スイッチＱ８,Ｑ９スイッチのオン期間を低下させる。

・第１及び第２電流ＩＨ１,ＩＨ２を、第１回路４０に備えられた第１電流センサ１３により検出するものであってもよい。

・第２電流センサ１４は、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６に流れる電流を検出できるものであればよく、第３コイル３３に直列に接続されていてもよい。

・第２回路５０を、同期整流式の電圧型変換回路で構成することに代えて、非同期整流式の電圧型変換回路により構成してもよい。この場合、第２回路５０は、ダイオードによりトランス３０の第３コイル３３の交流電圧を整流するダイオード整流回路により構成される。

第３スイッチ部と第４スイッチ部とをフルブリッジ回路により構成することに代えて、ハーフブリッジ回路により構成するものであってもよい。

ＤＤＣ９０を昇圧型の変換装置としたことは一例であり、降圧型の変換装置であってもよい。

１０…電力変換システム、３０…トランス、３１…第１コイル、３２…第２コイル、３３…第３コイル、４０…第１回路、５０…第２回路、６０…制御装置、９０…ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＩＨ１…第２電流、ＩＨ２…第２電流、Ｑ１…第１スイッチ、Ｑ２…第２スイッチ。

Claims

トランス（３０）と、
第１入力側スイッチ部（Ｑ１，Ｑ７，Ｑ１０）及び第２入力側スイッチ部（Ｑ２，Ｑ８，Ｑ９）のオン・オフを切り替えることで直流電流を交流電流に変換して前記トランスの一次側コイル（３１，３２，３４）に流す電流型の第１回路（４０）と、
前記トランスの二次側コイル（３３）の交流電圧を直流電圧に変換する電圧型の第２回路(５０)と、
前記第１回路又は前記第２回路に流れる電流を検出する電流センサ（１３，１４）と、を備える電力変換装置（１０）に適用され、
前記第１入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに正の電圧が発生する正電圧期間における前記電流センサの検出値を第１電流として取得する第１取得部と、
前記第２入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに負の電圧が発生する負電圧期間における前記電流センサの検出値を第２電流として取得する第２取得部と、
前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて、前記トランスに流れる励磁電流の偏りを示す偏磁量を推定する推定部と、
推定された前記偏磁量に基づいて、前記トランスの偏磁を抑制すべく、前記第１回路又は前記第２回路の駆動態様を変更する処理である抑制処理を行う抑制部と、を備え、
前記第１取得部は、前記正電圧期間の内、前記第２入力側スイッチ部がターンオフしてから第１期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第１電流として取得し、
前記第２取得部は、前記負電圧期間の内、前記第１入力側スイッチ部がターンオフしてから第２期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第２電流として取得し、
前記電流センサの検出値の傾きを算出する傾き算出部と、
前記第１期間と前記第２期間との差である期間差、前記傾き算出部により算出された前記傾き及び前記第２取得部により取得された前記第２電流に基づいて、前記第２入力側スイッチ部がターンオフしてから前記第１期間の経過タイミングでの前記第２電流の推定値を算出する電流算出部と、を備え、
前記推定部は、前記電流算出部により算出された前記第２電流の推定値と、前記第１電流とに基づいて、前記偏磁量を推定する、制御装置（６０）。
トランス（３０）と、
第１入力側スイッチ部（Ｑ１，Ｑ７，Ｑ１０）及び第２入力側スイッチ部（Ｑ２，Ｑ８，Ｑ９）のオン・オフを切り替えることで直流電流を交流電流に変換して前記トランスの一次側コイル（３１，３２，３４）に流す電流型の第１回路（４０）と、
前記トランスの二次側コイル（３３）の交流電圧を直流電圧に変換する電圧型の第２回路(５０)と、
前記第１回路又は前記第２回路に流れる電流を検出する電流センサ（１３，１４）と、を備える電力変換装置（１０）に適用され、
前記第１入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに正の電圧が発生する正電圧期間における前記電流センサの検出値を第１電流として取得する第１取得部と、
前記第２入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに負の電圧が発生する負電圧期間における前記電流センサの検出値を第２電流として取得する第２取得部と、
前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて、前記トランスに流れる励磁電流の偏りを示す偏磁量を推定する推定部と、
推定された前記偏磁量に基づいて、前記トランスの偏磁を抑制すべく、前記第１回路又は前記第２回路の駆動態様を変更する処理である抑制処理を行う抑制部と、を備え、
前記第１取得部は、前記正電圧期間の内、前記第２入力側スイッチ部がターンオフしてから第１期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第１電流として取得し、
前記第２取得部は、前記負電圧期間の内、前記第１入力側スイッチ部がターンオフしてから第２期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第２電流として取得し、
前記電流センサの検出値の傾きを算出する傾き算出部と、
前記第１期間と前記第２期間との差である期間差、前記傾き算出部により算出された前記傾き及び前記第１取得部により取得された前記第１電流に基づいて、前記第１入力側スイッチ部がターンオフしてから前記第２期間の経過タイミングでの前記第１電流の推定値を算出する電流算出部と、を備え、
前記推定部は、前記電流算出部により算出された前記第１電流の推定値と、前記第２電流とに基づいて、前記偏磁量を推定する、制御装置（６０）。
トランス（３０）と、
第１入力側スイッチ部（Ｑ１，Ｑ７，Ｑ１０）及び第２入力側スイッチ部（Ｑ２，Ｑ８，Ｑ９）のオン・オフを切り替えることで直流電流を交流電流に変換して前記トランスの一次側コイル（３１，３２，３４）に流す電流型の第１回路（４０）と、
第１出力側スイッチ部（Ｑ３，Ｑ６）及び第２出力側スイッチ部（Ｑ４，Ｑ５）のオン・オフを切り替えることで前記トランスの二次側コイル（３３）の交流電圧を直流電圧に変換する電圧型の第２回路（５０）と、
前記第１回路又は前記第２回路に流れる電流を検出する電流センサ（１３，１４）と、を備える電力変換装置（１０）に適用され、
前記第１入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに正の電圧が発生する正電圧期間における前記電流センサの検出値を第１電流として取得する第１取得部と、
前記第２入力側スイッチ部が単独でオンされることにより、前記二次側コイルに負の電圧が発生する負電圧期間における前記電流センサの検出値を第２電流として取得する第２取得部と、
前記第１電流と前記第２電流との差分に基づいて、前記トランスに流れる励磁電流の偏りを示す偏磁量を推定する推定部と、
推定された前記偏磁量に基づいて、前記トランスの偏磁を抑制すべく、前記第２回路の駆動態様を変更する処理である抑制処理を行う抑制部と、を備え、
前記抑制部は、前記抑制処理として、推定された前記偏磁量に基づいて、前記第１入力側スイッチ部、前記第２入力側スイッチ部、前記第１出力側スイッチ部及び前記第２出力側スイッチ部のうち、前記第１出力側スイッチ部及び前記第２出力側スイッチ部の少なくとも一方のオン期間を調整する処理を行う、制御装置（６０）。
前記抑制部は、前記抑制処理として、推定された前記偏磁量に基づいて、前記第１入力側スイッチ部及び前記第２入力側スイッチ部のうち少なくとも一方のオン期間を調整する処理を行う、請求項１又は２に記載の制御装置。
前記第１回路又は前記第２回路に流れる電流が所定値となるよう前記第１入力側スイッチ部及び前記第２入力側スイッチ部のオン期間を設定する平均電流モード制御を実施する平均電流モード制御部（６４）を備え、
前記抑制部は、推定された前記偏磁量に基づいて前記平均電流モード制御部により設定された前記オン期間を調整する請求項４に記載の制御装置。
前記第１回路に流れる電流のピーク値に基づいて、前記第１入力側スイッチ部及び前記第２入力側スイッチ部のオフタイミングを設定するピーク電流モード制御を実施するピーク電流モード制御部（６７，６８）を備え、
前記抑制部は、推定された前記偏磁量に基づいて、前記ピーク電流モード制御部により設定された前記オフタイミングを遅延補正することにより、前記オン期間を調整する、請求項４に記載の制御装置。
前記抑制部は、推定された前記偏磁量に基づいて前記オフタイミングの遅延補正量を算出し、算出した前記遅延補正量の符号に応じて、前記第１入力側スイッチ部のオフタイミング、又は前記第２入力側スイッチ部のオフタイミングのいずれかを遅延補正する、請求項６に記載の制御装置。
前記第１入力側スイッチ部の１スイッチング周期と、前記第２入力側スイッチ部の１スイッチング周期とが同じ周期に設定されており、
前記第１入力側スイッチ部がオンする期間の開始タイミングと、前記第２入力側スイッチ部がオンする期間の開始タイミングとが前記１スイッチング周期の１／２だけずらされており、
前記第１取得部による前記第１電流の取得タイミングと、前記第２取得部による前記第２電流の取得タイミングとが前記１スイッチング周期の１／２だけずらされている、請求項１〜７のいずれか一項に記載の制御装置。
前記第１取得部は、前記正電圧期間の内、前記第２入力側スイッチ部がターンオフしてから第１期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第１電流として取得し、
前記第２取得部は、前記負電圧期間の内、前記第１入力側スイッチ部がターンオフしてから第２期間の経過後に前記電流センサの検出値を前記第２電流として取得する、請求項３に記載の制御装置。
前記電流センサ（１４）は、前記第２回路に流れる電流を検出する、請求項１〜９のいずれか一項に記載の制御装置。