JP4807142B2

JP4807142B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP4807142B2
Application number: JP2006145688A
Authority: JP
Inventors: 武彦角田
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2006-05-25
Filing date: 2006-05-25
Publication date: 2011-11-02
Anticipated expiration: 2026-05-25
Also published as: JP2007318914A

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、詳しくは電流モード制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）の制御方式として電圧モード制御と電流モード制御とがある。電流モード制御の場合、電圧モード制御に比較してライン・レギュレーションが良好になる。従来、電流モード制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。このＤＣ／ＤＣコンバータは、一次−二次間が絶縁されたトランスを備え、一次回路に主スイッチを設けたフォワード型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記トランスに補助巻線を設け、この補助巻線に電圧検出回路を接続し、この電圧検出回路に誤差アンプを設けてある。そして、前記一次回路のピーク電流を検出してスイッチングのオン期間を決めるピーク電流モード制御を行い、前記誤差アンプの出力を利用して、出力電圧の基準電圧に正帰還をかけることで出力電圧の負荷電流補正を行う。
特開２００３−２４４９５３号公報

ＤＣ／ＤＣコンバータで電流モード制御を行う場合、リアクトル電流を測定する必要がある。しかし、制御周期と比較して電流検出回路の遅れ時間が大きい場合、制御を行う時点での正しい電流値が分からないため制御が不安定になることがある。制御周期を短くせずに制御を行えば、制御が不安定になるのを避けることはできるが、制御周期が長くなればなるほどピーク電流値が大きくなり、コンバータに使用するチョークコイルや平滑コンデンサが大型化してコンバータを小型化することが困難になる。

本発明は、前記従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、制御周期を短くしても制御が不安定になるのを抑制することができ、コンバータの小型化を図ることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

前記の目的を達成するため請求項１に記載の発明は、スイッチング素子のスイッチング制御を電流モード制御で行うＤＣ／ＤＣコンバータである。そして、コイルに流れる電流量を検出する電流検出手段と、入力電圧、出力電圧、前記コイルに流れる電流値、前記スイッチング素子のデューティ及び前記コイルの電流重畳特性から電流変動値を演算し、前記電流変動値から検出電流値を差し引いた電流値変動分を出力する演算手段と、前記電流検出手段による検出電流値に前記演算手段によって出力された前記電流値変動分を加算し、その加算した値に基づく補正値を検出電流値を遅れ時間分補正するための電流値として出力する補正手段と、前記補正手段により出力された電流値に基づいて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する制御手段とを備えている。ここで、「電流重畳特性」とは、電流値によって決まるインダクタンスの値を意味する。また、「電流変動値」とは、電流検出手段による電流検出時から制御手段に電流値信号が入力されるまでの遅れ時間中に変化する電流値を意味する。以下、この明細書では同様の意味で使用する。

電流モード制御では、コイルに流れる電流量を検出する必要があるが、電流検出が制御周期と比較して遅れが大きいと制御が不安定になりやすい。例えば、キャリア周波数が１００ｋＨｚの場合、電流検出の遅れが数μｓｅｃ以上となると制御が不安定になる可能性がある。しかし、電流検出をこの程度の遅れがない状態で行うのは難しい。この発明では、電流検出を遅れが小さい状態で行うのではなく、電流検出手段によって検出された検出電流値を補正手段により遅れ時間分補正することで、制御手段がスイッチング制御を行う時に正しい電流値を使用することができる。具体的には、演算手段が、入力電圧、出力電圧、コイルに流れる電流値、スイッチング素子のデューティ及び電流重畳特性から電流変動値を演算する。補正手段はその電流変動値に基づいて検出電流値の補正を行う。そして、制御手段は補正された電流値に基づいてスイッチング素子をオン、オフ制御する。従って、制御周期を短くしても制御が不安定になるのを抑制することができ、コンバータの小型化を図ることができる。

また、補正手段が、電流変動値をそのまま使用した補正値を制御手段に出力する構成では、演算手段が故障して電流変動値が得られない場合、制御手段が制御を続けることができなくなる。しかし、この発明では、補正手段は、検出電流値に電流値変動分を加算した値に基づく補正値を制御手段に出力するため、演算手段が故障して電流変動値が得られない場合でも、検出電流値に基づく補正値が制御手段に出力され、演算手段が故障の場合でも制御を続けることができる。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記演算手段には、前記電流変動値を演算するためのマップ又は計算式が記憶されている。

本発明によれば、制御周期を短くしても制御が不安定になるのを抑制することができ、コンバータの小型化を図ることができる。

以下、本発明を降圧型の電流モード制御ＤＣ／ＤＣコンバータに具体化した一実施形態を図１及び図２にしたがって説明する。
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、２個の電力用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直流電源１１に直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれｎチャネルのＭＯＳＦＥＴが使用されている。スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点と、直流電源１１のマイナス端子との間にはコイル（リアクトル）Ｌ１及びコンデンサＣ１が直列に接続されている。コイルＬ１の下流側（スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点側）にはコイルＬ１に流れる電流量を検出する電流検出手段を構成する電流検出用抵抗Ｒ１が設けられている。コンデンサＣ１の一方の端子にはプラス側の出力端子１２ａが設けられ、他方の端子にはマイナス側の出力端子１２ｂが設けられている。そして、両出力端子１２ａ，１２ｂ間に負荷１５が接続されるようになっている。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を電流モード制御で行う制御装置２０は、電流検出手段を構成する電流検出回路２１と、電流変動値を演算する演算手段２２と、電流検出手段による検出電流値を遅れ時間分補正する補正手段２３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン、オフ制御する制御手段としての制御ＩＣ２４とを備えている。

電流検出回路２１は、電流検出用抵抗Ｒ１の両端電圧を検出するとともに電流値信号ＳＩを出力する。
演算手段２２は、入力電圧Ｖinと、出力電圧Ｖout と、コイルＬ１に流れる電流値に相当する電流値信号ＳＩと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングデューティと、コイルＬ１の電流重畳特性とから電流変動値を演算する。入力電圧Ｖinは図示しない電圧検出センサの検出信号を入力することで得られ、出力電圧Ｖout はコンデンサＣ１の端子電圧を検出する図示しない電圧検出センサの検出信号を入力することで得られる。スイッチングデューティは、制御ＩＣ２４からデューティ信号を入手することで確認する。演算手段２２は例えばマイクロコンピュータで構成されている。演算手段２２は、マップ又は計算式をメモリに記憶しており、マップ又は計算式を使用して電流変動値を演算する。

補正手段２３は、演算手段２２の出力を入力してアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器２５と、誤差増幅器２６とを備えている。誤差増幅器２６の反転入力端子には電流検出回路２１の出力端子が抵抗Ｒ２を介して接続され、Ｄ／Ａ変換器２５の出力端子が抵抗Ｒ３を介して接続されている。誤差増幅器２６の非反転入力端子には基準電圧Ｖref が入力される。そして、誤差増幅器２６の出力が制御ＩＣ２４に入力されるようになっている。即ち、補正手段２３は、検出電流値に電流値変動分を加算した値に基づく補正値を制御ＩＣ２４に出力する。

制御ＩＣ２４は、コイルＬ１を流れる電流値に対応する電圧を入力して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン、オフ制御するための制御信号（デューティ信号）を出力するＰＷＭコンパレータ（パルス幅変調器）を備えている。制御ＩＣ２４から出力された制御信号は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに入力されるようになっている。

次に前記のように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータ１０の作用を説明する。制御ＩＣ２４から出力される制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が所定のオンデューティで、交互にＯＮになるようにオン、オフ制御される。

スイッチング素子Ｑ１がＯＮでスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦの状態において、直流電源１１から電流がスイッチング素子Ｑ１、電流検出用抵抗Ｒ１、コイルＬ１に流れてコイルＬ１に電磁エネルギーが蓄えられるとともにコンデンサＣ１の充電も行われ、静電エネルギーが蓄えられる。次ぎにスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦでスイッチング素子Ｑ２がＯＮになると、コイルＬ１の電磁エネルギーがスイッチング素子Ｑ２を介して放出され、電流がスイッチング素子Ｑ２からコイルＬ１に向かうように流れる。この期間、負荷１５はコイルＬ１とコンデンサＣ１の蓄積エネルギーによって連続的に給電を受ける。

制御ＩＣ２４は、コイルＬ１に所定の電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティを設定して制御信号を出力する。コイルＬ１に流れる電流量は電流検出用抵抗Ｒ１及び電流検出回路２１によって検出される。電流検出回路２１の検出信号が遅れなく制御ＩＣ２４に入力されれば問題はない。しかし、電流検出回路２１の検出信号が制御ＩＣ２４に入力されるまでには遅れがある。そして、コイルＬ１を流れる電流量は時間と共に変化し、コイルＬ１を流れる電流値によってインダクタンス（Ｌ値）が変化する。図２に示すように、インダクタンスは直流電流が大きくなるに従って減少し、その減少量を考慮せずに制御を行うと、制御が不安定になる。なお、図２ではインダクタンスが直線的に変化するように表しているが、条件によっては曲線状に変化する場合もある。

この実施形態では、演算手段２２において、入力電圧Ｖinと、出力電圧Ｖout と、コイルＬ１に流れる電流値に相当する電流値信号ＳＩと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングデューティと、電流重畳特性とから電流変動値が演算される。即ち、電流検出回路２１で検出された電流値が制御ＩＣ２４に入力されるまでの遅れ時間を考慮した電流変動値が演算される。演算手段２２は、電流変動値をそのまま補正手段２３のＤ／Ａ変換器２５に出力するのではなく、電流変動値から電流検出回路２１の電流値信号ＳＩの電流値を差し引いた電流値変動分を出力する。

演算手段２２の出力信号がＤ／Ａ変換器２５でアナログ信号に変換され、電流値信号ＳＩに加算された後、誤差増幅器２６の非反転入力端子に入力される。そのため、制御ＩＣ２４には、遅れ時間が補正された電流値に相当する信号が入力される。そして、制御周期（スイッチング周期）に合った正しい電流値に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ（スイッチングデューティ）が設定されて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に制御信号が出力される。

この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
（１）ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を電流モード制御で行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、コイルＬ１に流れる電流量を検出する電流検出用抵抗Ｒ１及び電流検出回路２１と、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout 、コイルＬ１に流れる電流値、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ及びコイルＬ１の電流重畳特性から電流変動値を演算する演算手段２２と、検出電流値を遅れ時間分補正する補正手段２３とを備えている。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン、オフ制御する制御ＩＣ２４は、補正手段２３により補正された電流値に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン、オフ時間、即ちスイッチングデューティを設定する。従って、電流検出手段によって検出された検出電流値を補正手段２３により遅れ時間分補正することで、制御ＩＣ２４がスイッチング制御を行う時に正しい電流値を使用することができる。そのため、制御周期を短くしても制御が不安定になるのを抑制することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０を構成するコイルＬ１やコンデンサＣ１として小型のものを使用でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の小型化を図ることができる。

（２）補正手段２３は、電流検出用抵抗Ｒ１及び電流検出回路２１による検出電流値に電流値変動分を加算した値に基づく補正値を制御ＩＣ２４に出力する。補正手段２３が、電流変動値をそのまま使用した補正値を制御ＩＣ２４に出力する構成では、演算手段２２が故障して電流変動値が得られない場合、制御ＩＣ２４が制御を続けることができなくなる。しかし、補正手段２３は、検出電流値に電流値変動分を加算した値に基づく補正値を制御ＩＣ２４に出力するため、演算手段２２が故障して電流変動値が得られない場合でも、検出電流値に基づく補正値が制御ＩＣ２４に出力されるため、演算手段２２が故障の場合でも制御を続けることができる。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ１０に限らず、例えば、図３に示すような昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ３０に適用してもよい。

○ ２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン、オフ制御される構成に限らず、例えば、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ２に代えてダイオードＤを設けてもよい。ダイオードＤは、アノードが直流電源１１のマイナス端子側に、カソードがスイッチング素子Ｑ１に接続される。この構成においては、構成が簡単になるとともに制御も簡単になる。

○ スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を構成するトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）等その他のスイッチング素子を使用してもよい。ＩＧＢＴを使用する場合は、ＭＯＳＦＥＴのソースが接続される部分にエミッタを接続し、ドレインが接続される部分にコレクタを接続する。

○ ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、非絶縁型のコンバータに限らず、入力側と出力側とが絶縁されている絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用してもよい。絶縁型のコンバータとしては、例えば、プッシュプル型コンバータや一石フォワード型コンバータがある。

○ ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電源はバッテリに限らず、交流を直流に変換した直流、即ちＡＣ／ＤＣインバータの出力であってもよい。
以下の技術的思想（発明）は前記実施形態から把握できる。

・請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、非絶縁型のコンバータである。

一実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図。直流電流の大きさとインダクタンスの関係を示すグラフ。別の実施形態の回路図。別の実施形態の回路図。

符号の説明

Ｌ１…コイル、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｖin…入力電圧、Ｖout …出力電圧、１０，３０…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１…電流検出手段を構成する電流検出回路、２２…演算手段、２３…補正手段、２４…制御手段としての制御ＩＣ。

Claims

スイッチング素子のスイッチング制御を電流モード制御で行うＤＣ／ＤＣコンバータであって、
コイルに流れる電流量を検出する電流検出手段と、
入力電圧、出力電圧、前記コイルに流れる電流値、前記スイッチング素子のデューティ及び前記コイルの電流重畳特性から電流変動値を演算し、前記電流変動値から検出電流値を差し引いた電流値変動分を出力する演算手段と、
前記電流検出手段による検出電流値に前記演算手段によって出力された前記電流値変動分を加算し、その加算した値に基づく補正値を検出電流値を遅れ時間分補正するための電流値として出力する補正手段と、
前記補正手段により出力された電流値に基づいて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する制御手段とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記演算手段には、前記電流変動値を演算するためのマップ又は計算式が記憶されている請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。