JP4393207B2

JP4393207B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP4393207B2
Application number: JP2004010268A
Authority: JP
Inventors: 均小西
Original assignee: Kyoto Denkiki Co Ltd
Current assignee: Kyoto Denkiki Co Ltd
Priority date: 2004-01-19
Filing date: 2004-01-19
Publication date: 2010-01-06
Anticipated expiration: 2024-01-19
Also published as: JP2005204463A

Description

本発明は、系統連系システムに利用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来より、太陽電池や燃料電池などの直流電源を備えた数ｋＷの比較的に小容量の分散電源設備をインバータを介して商用電力系統と連系（接続）し、家電製品などの負荷に給電する系統連系システムが用いられている。この系統連系システムにおいて、直流電源より供給される電圧を昇圧し、この昇圧した直流電圧をインバータに供給するための回路として、プッシュプル方式のＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。

図５は、従来より用いられているプッシュプル方式の電圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。直流電源１（例えば燃料電池）からの電圧を、２個のトランジスタＱ１、Ｑ２をオン・オフ制御することにより交流に変換した後、トランス２を介してこの交流を昇圧して整流平滑回路３へ出力し、さらにこの整流平滑回路３にて直流に変換して、一対の出力端４、４に直流電圧を出力している。

上記のような電圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス２の二次巻線２２における電圧の極性が切り替わる際に、整流平滑回路３を構成する整流ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれにその極性とは逆方向の電流（リカバリー電流という）が流れ、各整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の逆回復時にトランス２の浮遊インダクタンス（図示せず）に蓄積されたエネルギーが過大なサージ電圧となり、このサージ電圧が整流ダイオードＤ１〜Ｄ４のそれぞれに印加されてしまい、エネルギー損失のため効率が低下してしまうという問題が生じる。また、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、このサージ電圧の約２倍の大きさの耐電圧を有するものを用いなければならず、製造コストが高くついてしまう。また、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４の耐圧が高くなると、順方向電圧が高くなり、エネルギー損失が大きくなる。さらに、サージ電圧を吸収するためのスナバ回路が必要となり、スナバ回路でのエネルギー損失も増加してしまう。

また、従来より、図６に示すようなプッシュプル方式の電流型ＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。この電流型ＤＣ−ＤＣコンバータは、基本的には電圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様の動作をし、直流電源１の正極側とトランス２の一次巻線２１の中間タップ２３との間にインダクタンス素子Ｌが介挿されている。ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時、すなわち出力端４、４から出力される直流電圧が最小の時は、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング波形は図７（ａ）のようになり、トランジスタＱ１、Ｑ２がともにオンまたはオフする期間はなく、トランジスタＱ１、Ｑ２はそれぞれオンデューティ５０％で交互にオン・オフ動作している。そして、図７（ｂ）のようにトランジスタＱ１、Ｑ２がともにオンであるオン期間Ｔｏｎを増大させるにしたがい、出力端４、４から出力される直流電圧が増大していく。このようにトランジスタＱ１、Ｑ２をオン・オフ制御して、所望の電圧値が得られるまで直流電圧を増大させる。

この時、トランジスタＱ１、Ｑ２がともにオンであるオン期間Ｔｏｎにインダクタンス素子Ｌにエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ１、Ｑ２のいずれか一方がオフになった時にインダクタンス素子Ｌに蓄積されたエネルギーを放出するように、トランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフを制御している。
特開２００１−１１２２５３号公報（段落０００３及び０００４）

しかしながら、上記記載の電流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動時、すなわち出力端からの直流電圧の電圧値が最小の時には、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング波形は図７（ａ）のようになり、直流電圧の電圧値は零とはならず、トランス２の巻数比やトランジスタＱ１、Ｑ２のオンデューティ等で決まる、ある値を有する電圧値となる。このため、起動時に、整流平滑回路３を構成する電解コンデンサＣに過大な突入電流が流れ、これに伴い２個のトランジスタＱ１、Ｑ２に過大な電流が流れてしまうため、エネルギー損失により効率が低下してしまうという問題が生じる。したがって、突入電流を緩和するための限流回路が必要となって製造コストが高くなり、また回路が複雑になるという問題がさらに生じてしまう。そこで、トランジスタＱ１、Ｑ２のオンデューティが０％の状態から徐々にオンデューティを増大していくようにすると（図７（ｃ）参照）、起動時の直流電圧の電圧値は零となり、起動時に整流平滑回路３の電解コンデンサＣに突入電流が流れる問題は解消されるものの、起動後に２個のトランジスタＱ１、Ｑ２の一方がオンの状態から、２個のトランジスタＱ１、Ｑ２がともにオフとなる際に、インダクタンス素子Ｌに蓄積されたエネルギーが放出されないため、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ・エミッタ間にそれぞれこのエネルギーに相当する過大な電圧が印加されてしまい、トランジスタＱ１、Ｑ２が破損してしまう恐れがある。

本発明は、このような従来技術が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的とするところは、高効率を実現するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

本発明は、直流電源と、一次巻線及び二次巻線を備え且つ該一次巻線側に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の正極側と前記一次巻線の中間タップとの間に接続されたインダクタンス素子と、前記一次巻線の両端と前記直流電源の負極側との間にそれぞれ接続された第一、第二スイッチング素子と、前記トランスの二次巻線に接続した整流平滑回路と、該整流平滑回路に設けた一対の出力端と、を備え、前記第一、第二スイッチング素子をオン・オフ制御して前記直流電源の電圧より高い直流電圧を前記出力端に出力し、この直流電圧をインバータを介して商用交流電圧に変換するようにした系統連系システムに利用するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インダクタンス素子の両端にダイオード及び第三スイッチング素子を直列接続してなるエネルギー放出手段と、該エネルギー放出手段に制御信号を送出する制御手段と、を備え、前記第一、第二スイッチング素子のいずれか一方がオンの状態から前記第一、第二スイッチング素子がともにオフになった際に、前記制御手段により前記第一、第二スイッチング素子がともにオフであるオフ期間を検出し、且つ前記制御信号を前記エネルギー放出手段に送出して前記オフ期間のみ前記第三スイッチング素子をオン状態に維持することにより、前記インダクタンスに蓄積されたエネルギーを前記エネルギー放出手段で放出させることを特徴とする。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによると、起動時に出力端からの直流電圧の電圧値を零から上昇させることができるため、起動時に第一、第二スイッチング素子にそれぞれ過大な電流が流れることなく、効率が低下する問題が解消される。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動後において、第一、第二スイッチング素子のいずれか一方がオンの状態から、第一、第二スイッチング素子がともにオフになった際に、インダクタンス素子に蓄積されたエネルギーを放出させることができるため、第一、第二スイッチング素子を破損させることがなく、また高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。

まず、本発明ＤＣ−ＤＣコンバータの前提となるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例（以下「第１実施例」という）を、図１及び図２を用いて説明する。

本発明の前提となるＤＣ−ＤＣコンバータは、系統連系システムに使用され、直流電源１と、一次巻線２１及び二次巻線２２を備え且つ一次巻線２１側に中間タップ２３を有するトランス２と、直流電源１の正極側と一次巻線２１の中間タップ２３との間に接続された巻線Ｌ１からなるインダクタンス素子Ｌと、一次巻線２１の両端と直流電源１の負極側との間にそれぞれ接続された第一スイッチング素子Ｑ１、及び第二スイッチング素子Ｑ２と、トランス２の二次巻線２２に接続した整流平滑回路３と、整流平滑回路３に設けた一対の出力端４、４と、出力端４、４間に接続した、巻線Ｌ１と磁気結合された副巻線Ｌ２、及びダイオードＤからなる直列回路５と、で構成される。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータの各構成要素について説明する。直流電源１は燃料電池で構成され、ＤＣ約３７Ｖを出力する。第一スイッチング素子Ｑ１、及び第二スイッチング素子Ｑ２は、ともにトランジスタからなり、直流電源１、インダクタンス素子Ｌ、及びトランス２の一次巻線２１とともにそれぞれ閉ループを構成している。第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ、制御回路８によりオン・オフ制御される。ここで、制御回路８は、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれのベースにオン信号またはオフ信号を送出し、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のデューティ（オンデューティ）を制御できるように構成してある。

インダクタンス素子Ｌは、巻線Ｌ１及び副巻線Ｌ２からなるチョークコイルで構成され、この巻線Ｌ１と副巻線Ｌ２とが、鉄心を介して磁気的に結合されている。整流平滑回路３は、４個の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるダイオードブリッジ３１と、平滑用の電解コンデンサＣとから構成され、トランス２からの交流電圧を直流に整流するとともに平滑し、出力端４、４へ直流電圧を出力する。

直列回路５は、出力端４、４間に接続され、インダクタンス素子Ｌの副巻線Ｌ２と、ダイオードＤとを直列接続して構成される。このとき、ダイオードＤのカソード側が出力端４、４の正極側に接続されるようにする。

次に、上記のようにして構成したＤＣ−ＤＣコンバータの動作について図１及び図２を用いて説明する。直流電源１から出力されるＤＣ３７Ｖは、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をそれぞれオン・オフさせることにより交流に変換され、トランス２を介してこの交流を整流平滑回路３へ出力し、さらにこの整流平滑回路３内のダイオードブリッジ３１にて直流に変換したのち、平滑コンデンサＣにて平滑し、出力端４、４に直流電圧を出力している。そしてこの直流電圧（最大でＤＣ約３５０Ｖ）を、出力端４、４に接続されたインバータ（図示せず）に出力して商用交流電圧に変換し、商用電力系統（図示せず）と連系（接続）する。

ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング波形をそれぞれ、オンデューティを０％から徐々に増大させていく（図２（ａ）参照）。この時、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のいずれか一方がオンの状態において、インダクタンス素子Ｌの巻線Ｌ１にエネルギーが蓄積される。そして、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオフになった際に、巻線Ｌ１に蓄積されたエネルギーは、直列回路５の副巻線Ｌ２及びダイオードＤを介して、出力端４、４からインバータ（図示しない）へと放出される。

そして、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティがそれぞれ５０％となるよう交互にオン・オフ動作し（図２（ｂ）参照）、さらにオンデューティを５０％よりも大きくして両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオンとなるオン期間Ｔｏｎを設けるべく（図２（ｃ）参照）、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ動作を制御する。両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオンの時にインダクタンス素子Ｌにエネルギーを蓄積し、第一スイッチング素子Ｑ１がオン、第二スイッチング素子Ｑ２がオフの時（あるいは第一スイッチング素子Ｑ１がオフ、第二スイッチング素子Ｑ２がオンの時）にインダクタンス素子Ｌに蓄積されたエネルギーと直流電源１からのエネルギーとを重畳させて出力端４、４に接続したインバータへ放出する。

この時、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオンとなるオン期間Ｔｏｎが長くなるほど、出力端４、４に発生する直流電圧の大きさは増大していく。すなわち、このオン期間Ｔｏｎを制御回路８により可変することにより、出力端４、４に発生する直流電圧の大きさを制御することができる。

以上のような構成とすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のいずれか一方がオンの状態から、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオフする際に、インダクタンス素子Ｌに蓄積されたエネルギーを、直列回路５を介してインバータへ放出させることができるため、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にそれぞれ過大な電圧が印加されることなく、効率の低下を防止することができ、高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。

次に、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施例（以下「第２実施例」という）について、図３及び図４を用いて説明する。図３において、図１に示した構成要素と同一または相当する部分には同一符号を付して説明を省略する。

本発明の第２実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータでは、インダクタンス素子Ｌは巻線Ｌ１のみからなり（すなわち副巻線は存在せず）、インダクタンス素子Ｌの両端にダイオードＤ’と、抵抗Ｒと、及びトランジスタからなる第三スイッチング素子Ｑ３とを直列接続してなるエネルギー放出手段６と、エネルギー放出手段６に制御信号を送出する制御手段７と、を備えている。第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオン・オフ制御して出力端４、４に発生する直流電圧を制御するという動作は第１実施例と同様である。ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時においては、第１実施例と同様に両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティをそれぞれ０％から徐々に増大させていく。この時、制御手段７は、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオフとなるオフ期間Ｔｏｆｆを検出し、このオフ期間Ｔｏｆｆをハイレベルとし、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のいずれか一方がオンとなる期間をローレベルとする制御信号を第三スイッチング素子Ｑ３のベースへ送出する（図４参照）。

制御手段７は、制御信号がハイレベルの時には第三スイッチング素子Ｑ３をオンさせ、ローレベルの時にはオフさせる。これにより、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の一方がオンの状態では第三スイッチング素子Ｑ３はオフしており、第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の一方がオンの状態から第一、第二スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がともにオフとなる際には、第三スイッチング素子Ｑ３がオフからオンに切り替わることにより、インダクタンス素子Ｌに蓄積されたエネルギーは、エネルギー放出手段６で放出される。このとき、放出されるエネルギーの流れは、図３中の実線の矢印Ａのようになる。これにより、第１実施例と同様の効果が得られる。

上記各実施例は本発明の単に一例に過ぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形や修正を加えても、本願の特許請求の範囲に包含されることは明らかである。例えば、本実施例では第一乃至第三スイッチング素子をトランジスタで構成したが、ＭＯＳＦＥＴにより構成してもよい。

本発明の前提となるＤＣ−ＤＣコンバータ（第１実施例）の説明用回路図。第１実施例による第一、第二スイッチング素子のスイッチング波形を示す図。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ（第２実施例）の説明用回路図。本発明の実施例による第三スイッチング素子のスイッチング波形、及び制御信号波形を示す図。従来の電圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す説明用回路図。従来の電流型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す説明用回路図。図６の電流型ＤＣ−ＤＣコンバータによるスイッチング波形を示す図

符号の説明

１直流電源
２トランス
２１一次巻線
２２二次巻線
２３中間タップ
３整流平滑回路
３１ダイオードブリッジ
４出力端
５直列回路
６エネルギー放出手段
７制御手段
８制御回路
Ｑ１第一スイッチング素子
Ｑ２第二スイッチング素子
Ｑ３第三スイッチング素子
Ｃ、Ｃ１、Ｃ２電解コンデンサ
Ｄ、Ｄ’ ダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４整流ダイオード
Ｌインダクタンス素子
Ｌ１巻線
Ｌ２副巻線
Ｒ抵抗

Claims

直流電源と、一次巻線及び二次巻線を備え且つ該一次巻線側に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の正極側と前記一次巻線の中間タップとの間に接続されたインダクタンス素子と、前記一次巻線の両端と前記直流電源の負極側との間にそれぞれ接続された第一、第二スイッチング素子と、前記トランスの二次巻線に接続した整流平滑回路と、該整流平滑回路に設けた一対の出力端と、を備え、前記第一、第二スイッチング素子をオン・オフ制御して前記直流電源の電圧より高い直流電圧を前記出力端に出力し、この直流電圧をインバータを介して商用交流電圧に変換するようにした系統連系システムに利用するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インダクタンス素子の両端にダイオード及び第三スイッチング素子を直列接続してなるエネルギー放出手段と、該エネルギー放出手段に制御信号を送出する制御手段と、を備え、前記第一、第二スイッチング素子のいずれか一方がオンの状態から前記第一、第二スイッチング素子がともにオフになった際に、前記制御手段により前記第一、第二スイッチング素子がともにオフであるオフ期間を検出し、且つ前記制御信号を前記エネルギー放出手段に送出して前記オフ期間のみ前記第三スイッチング素子をオン状態に維持することにより、前記インダクタンスに蓄積されたエネルギーを前記エネルギー放出手段で放出させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。