JP7246459B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品を追加すること無く、電流検出誤差を抑制することのできる電力変換装置を提供する。【解決手段】入力電流を検出するために入力電源１００とスイッチング素子１８ａ～１８ｄとの間に１次巻線が直列に接続されるカレントトランス１０と、カレントトランス１０の２次巻線に流れる電流値を出力電圧値に変換する電流電圧変換回路１１と、スイッチング素子１８ａ～１８ｄをオン又はオフ駆動するための駆動信号を出力する制御回路２００を備え、制御回路２００は、出力電圧値に基づいて演算式により入力電流を算出するとともに、制御回路２００はスイッチング素子１８ａ～１８ｄを駆動するための駆動信号のＤｕｔｙ比に対応し、演算式を切り替える。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

近年、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、あるいはＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎ Ｈｙｂｒｉｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。
これらの自動車には、電力変換装置として、例えば、走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池から、制御回路を動作させるための補機用電池の充電を行うために必要な直流変換装置として、絶縁型降圧ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。

このような電力変換装置では、電流を検出するために、カレントトランス（以下、ＣＴと記載）を用いることが主流となっている。しかし、ＣＴを用いた電流検出においては、主回路のトランジスタのＯＦＦ時にＣＴの２次側に流れるリセット電流のため、検出される電流値が実際の電流値と乖離する場合がある。
そこで、ＣＴを使用した電流検出回路において、ＣＴの２次側に誤差改善用のトランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を追加し、主回路のトランジスタに対して反転したゲート信号で駆動することで、リセット電流による乖離を無くし、検出電流による誤差を改善する技術が開示されている（特許文献１参照）。

特開２０１４－１１９３５４号公報

上記特許文献１に開示された方法では、トランジスタおよびトランジスタを駆動するための絶縁ドライバ、あるいは電源を追加することが必要となるため、コストが増加し、更には電力変換装置が大型化してしまう。
また、誤差改善用のトランジスタに、主回路のトランジスタに入力されるゲート信号を反転したゲート信号を入力し、同時にスイッチングすることで誤差を改善している。しかし実際は主回路のトランジスタと誤差改善用のトランジスタのスイッチング速度のばらつき、更にはそれぞれのトランジスタを駆動するための絶縁ドライバの遅延のばらつきが存在する。従って、主回路のトランジスタと誤差改善用のトランジスタのスイッチングを同時に行うことは難しく、これらのばらつきを考慮すると、電流検出誤差の改善は困難であるという問題がある。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、ＣＴを用いて電流検出を行う電力変換装置に関し、特別な回路を設けることなく、電流検出誤差を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、入力電源と外部負荷との間に配置される複数のスイッチング素子を有する電力変換回路と、
前記電力変換回路の入力電流を検出するために前記入力電源と前記スイッチング素子との間に１次巻線が直列に接続されるカレントトランスと、
前記カレントトランスの２次巻線に流れる電流値を出力電圧値に変換する電流電圧変換回路と、
前記スイッチング素子をオン又はオフ駆動するための駆動信号を出力する制御回路を備えたものであって、
前記制御回路は、前記出力電圧値に基づいて演算式により前記入力電流を算出するとともに、前記制御回路は予め定められた１以上の整数であるＮ個の前記スイッチング素子を駆動するための前記駆動信号のＤｕｔｙ比閾値に対応し、前記演算式を切り替えるものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、部品を追加すること無く、電流検出誤差を抑制することのできる電力変換装置を提供することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の一例を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子の動作モードを説明する回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子の動作モードを説明する回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子の動作モードを説明する回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子の動作モードを説明する回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における各部の信号、電圧の変化及び電流の変化を示すタイムチャートである。 実施の形態１に係る電力変換装置に設けられたＣＴ、電流電圧変換回路、フィルタ回路部分を示す回路図である。 オンＤｕｔｙ比が小さい場合のＣＴの１次側電流と２次側電圧の波形図である。 オンＤｕｔｙ比が大きい場合のＣＴの１次側電流と２次側電圧の波形図である。 ターンオン区間のＣＴの２次側に流れる電流を示すブロック図である。 ターンオフ区間のＣＴの２次側に流れる電流を示すブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子のＤｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における所定電圧条件におけるＡＤ値と入力電流の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング素子のＤｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における各入出力電圧条件におけるＡＤ値と入力電流の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤｕｔｙ比閾値を設けない時のＤｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤｕｔｙ比閾値を１個設けた時のＤｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置におけるＤｕｔｙ比閾値を２個設けた時のＤｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の回路構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における制御回路のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。

実施の形態１．
以下、実施の形態１を図に基づいて説明する。図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の一例を示すブロック図である。図１において、電力変換装置であるＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流電圧を生成する入力電源となる高圧バッテリ１００から出力側の外部負荷５００の間に、センサ回路３００と、ＣＴ１０と、電流電圧変換回路１１と、制御回路２００を有している。電流電圧変換回路１１は、リセット抵抗１２と、分圧抵抗１３と、ダイオード１４によって構成されており、ＣＴ１０の２次巻線に流れる電流値を電圧値（ＡＤ値）に変換する。
更にＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＣＴ１０の後段に接続されたスイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄと、トランス１９と、整流用ダイオード２０ａ、２０ｂと、平滑リアクトル２１と、平滑コンデンサ２２と、センサ回路４００を備えている。センサ回路３００およびセンサ回路４００はいずれも分圧回路であり、入力電圧および出力電圧を降圧させ、制御回路２００へ電圧を印加している。又スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ、トランス１９等により電力変換回路を構成している。

スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄとしては、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）あるいはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型半導体、あるいはワイドバンドギャップ半導体が用いられている。制御回路２００は、駆動信号２３ａ～２３ｄにより、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄをオン又はオフ駆動する。
また、制御回路２００は、センサ回路３００およびセンサ回路４００により、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔをモニタする。

ＣＴ１０の１次巻線に流れた主回路の電流が、ＣＴ１０の巻数比Ｎ１に応じて２次巻線に流れ、その２次巻線に流れる電流は、分圧抵抗１３を介して電圧に変換され、フィルタ抵抗１６及びフィルタコンデンサ１７のフィルタ素子で構成されたフィルタ回路１５（ローパスフィルタ）を介して、制御回路２００に入力される。制御回路２００は、入力された電圧を後述するようにＣＴ１０の１次巻線の電流値へ変換するために、後述の演算式（数式６）を用いる。

次に、このような回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ１の基本的な動作について、図２～図６に基づいて説明する。なお、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、各スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの状態に応じて、図２～図５に示す４つの動作モードが存在する。
図２に示すモード１においては、スイッチング素子１８ａ、１８ｄがオン、スイッチング素子１８ｂ、１８ｃがオフの状態である。このとき、トランス１９の１次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１００、スイッチング素子１８ａ、トランス１９（１次巻線側）及びスイッチング素子１８ｄの経路で流れる。ここで、トランス１９は１次側から２次側に電力を伝達し、トランス１９の２次側巻線側に流れる電流は、トランス１９（２次巻線側）、整流用ダイオード２０ａ、平滑リアクトル２１及び外部負荷５００の経路で流れる。

また、図３に示すモード２においては、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄが全てオフの状態である。このとき、トランス１９の１次側には電流が流れず、２次側へ電力は伝達されない。ただし、２次側では平滑リアクトル２１の自己誘導により、平滑リアクトル２１、外部負荷５００、トランス１９（２次巻線側）、整流用ダイオード２０ａ又は整流用ダイオード２０ｂ、平滑リアクトル２１の経路で電流が流れる。このとき、トランス１９の２次側には電圧が発生しないため、平滑リアクトル２１に流れる電流ＩＬｆは減少する。

図４に示すモード３においては、スイッチング素子１８ａ、１８ｄがオフ、スイッチング素子１８ｂ、１８ｃがオンの状態である。このとき、トランス１９の１次巻線側に流れる電流は、高圧バッテリ１００、スイッチング素子１８ｃ、トランス１９（１次巻線側）、スイッチング素子１８ｂの経路で流れる。ここで、トランス１９は１次側から２次側に電力を伝達し、トランス１９の２次巻線側に流れる電流は、トランス１９（２次巻線側）、整流用ダイオード２０ｂ、平滑リアクトル２１、外部負荷５００の経路で流れる。

また、図５に示すモード４においては、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄが全てオフの状態である。このとき、トランス１９の１次側には電流が流れず、２次側へ電力は伝達されない。ただし、２次側では平滑リアクトル２１の自己誘導により、平滑リアクトル２１、外部負荷５００、トランス１９（２次巻線側）、整流用ダイオード２０ａ又は整流用ダイオード２０ｂ、平滑リアクトル２１の経路で電流が流れる。このとき、トランス１９の２次側には電圧が発生しないため、平滑リアクトル２１に流れる電流ＩＬｆは減少する。

図５に示すモード４が終了した後、図２に示すモード１に戻り、再びモード１～４を繰り返す。なお、各モードにおいて、平滑リアクトル２１に流れる電流のうち、交流成分は平滑コンデンサ２２を流れている。図６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１における各部の信号、電圧の変化及び電流の変化を示すタイムチャートである。図６において、Ａはスイッチング素子１８ａのゲート波形を示している。Ｂはスイッチング素子１８ｂのゲート波形を示している。Ｃはスイッチング素子１８ｃのゲート波形を示している。Ｄはスイッチング素子１８ｄのゲート波形を示している。Ｅはトランス１９の１次側の電圧を示している。Ｆは入力電流（ＣＴ１０の１次巻線）の波形を示している。Ｇは平滑リアクトル電流の波形を示している。

図７はＣＴ１０、電流電圧変換回路１１、フィルタ回路１５部分を示す回路図である。ＣＴ１０は、１次巻線（主回路側）に流れる入力電流Ｉｉｎを、ＣＴ１０の巻数比Ｎ１にあわせて電流電圧変換回路１１に流す。
以下、電流電圧変換回路１１の動作について図８～図１１に基づいて説明する。図８はオンＤｕｔｙ比が小さい場合のＣＴ１０の１次側電流と２次側電圧の波形図である。図９はオンＤｕｔｙ比が大きい場合のＣＴ１０の１次側電流と２次側電圧の波形図である。図８、図９において、ターンオン区間（図２のモード１、図４のモード３）をＰ、ターンオフ区間（図３のモード２、図５のモード４）をＱと定義している。

図１０はターンオン区間ＰのＣＴ１０の２次側に流れる電流を示している。又図１１はターンオフ区間ＱのＣＴ１０の２次側の電流を示している。図１０、図１１において、実線矢印で示している電流はＣＴ２次側電力伝送電流を示している。破線矢印で示している電流はＣＴ２次側のリセット電流を示している。
ターンオン区間Ｐにおいて、図１０の実線矢印で示すように、ＣＴ１０の１次側の主回路に電流が流れると、ＣＴ１０の２次側には巻数比に比例した電流が流れる。このときＣＴの２次巻線に流れる電流をＣＴ２次側の電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒと定義する。
電流電圧変換回路１１では、リセット抵抗１２と分圧抵抗１３の関係が、リセット抵抗１２＞＞分圧抵抗１３とされており、電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒの大半は、ダイオード１４を介して分圧抵抗１３に流れる。

次に、ターンオフ区間Ｑにおいて、図１１の破線矢印で示すように、ＣＴ１０には電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒとは逆向きに電流が流れる。これは、分圧抵抗１３で発生した電圧降下によりＣＴ１０が励磁されているため、ＣＴ１０を消磁させるために電流が流れるためである。この電流をリセット電流Ｉｒｅｓと定義する。即ち分圧抵抗１３に流れていた電流が急に零になるため、ＣＴ１０の２次側の磁束が減少し、この磁束の変化を打ち消す為にリセット電流Ｉｒｅｓが流れる。このとき、リセット電流Ｉｒｅｓはダイオード１４で止められているため、分圧抵抗１３には流れない。

このリセット電流Ｉｒｅｓは、図１０の破線矢印で示すように、ターンオン区間Ｐにおいても流れているため、図１０および図１１におけるＣＴに印加される電圧Ｖｏｎ、Ｖｏｆｆは、下記の式（１）、（２）で表される。

制御回路２００は、ターンオン区間Ｐの分圧抵抗１３で発生した電圧をフィルタ回路１５によりフィルタリングし、フィルタ後の電圧をＡＤ変換値（以下、ＡＤ値という）として使用し、入力電流Ｉｉｎを演算する。
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のスイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの駆動周波数をｆｓｗと置くと、トランスの基本原理より下記の式（３）が求まる。

上記式（１）～（３）より、以下の式（４）が導出される。

上記式（４）より、電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒとリセット電流Ｉｒｅｓの関係は、以下の式（５）により表される。

制御回路２００は、ターンオン区間Ｐの電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒによって発生する電圧値をＡＤ変換し、入力電流Ｉｉｎを推定することが可能であるが、実際はリセット電流Ｉｒｅｓによって、電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒとは逆方向に発生する電流により、分圧抵抗１３で発生する電圧値が変化してしまう。
式（５）で表される電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒに対するリセット電流Ｉｒｅｓの割合を入力電流誤差率（％）とすると、例えば、リセット抵抗１２と分圧抵抗１３の割合を、Ｒ１２：Ｒ１３＝１００：１としたとき、入力電流誤差率とスイッチングのオンＤｕｔｙ比との関係は図１２に示すようになる。
即ち、オンＤｕｔｙ比が増加するに伴い、リセット電流Ｉｒｅｓの割合が増加する。

ここで、所定の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔにおける入力電流誤差率とオンＤｕｔｙ比との関係を図１２のＲ領域で示す。
Ｒ領域において、オンＤｕｔｙ比が所定の範囲をもっているのは、主回路側の電流量が増加すると、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ又はトランス１９等の主回路における電圧降下量も大きくなるため、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄのオンＤｕｔｙ比が増加するからである。即ち主回路における電流が増加することにより、主回路での電圧降下が大きくなり、Ｖｏｕｔが低下する。低下した電圧を上げるためには、オンＤｕｔｙ比を増加させることになる。

このＲ領域における、ＡＤ変換したＡＤ値と、実際に主回路側に流れている入力電流Ｉｉｎとの関係を図１３に示す。上記で説明したように、電流値が増加するとオンＤｕｔｙ比が増加するため、リセット電流Ｉｒｅｓが増加し、ターンオン区間Ｐにおいて、分圧抵抗１３に発生する電圧降下が低下する（式（１））。電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒがリセット電流Ｉｒｅｓによる影響を受けない場合のＡＤ値を図１３の破線で示す。
本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、計算負荷の軽い１次関数の演算により入力電流Ｉｉｎを演算する。演算式を下記の式（６）に示す。なお、α，βは係数としての演算パラメータである。

図１３で説明した入力電流ＩｉｎとＡＤ値の関係において、入出力電圧の関係（オンＤｕｔｙ範囲）が変わったときの関係を図１４、図１５に示している。図１４に示すように、上記Ｒ領域に対し、入力電圧Ｖｉｎが大きく、出力電圧Ｖｏｕｔが低い場合をＳ領域、入力電圧Ｖｉｎが小さく、出力電圧Ｖｏｕｔが大きい場合をＴ領域とすると、Ｒ領域、Ｓ領域、Ｔ領域のそれぞれにおける入力電流ＩｉｎとＡＤ値との関係は図１５に示すようになる。図１５に示すように、入出力電圧の条件によって、同じ入力電流の値ＩｉｎであってもＡＤ値が変化する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御回路２００は、α、βの各係数を以下の式（７）により導出する。式（７）に示す通り、演算パラメータα、βは入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変化する。また、式（７）では、演算パラメータα、βをＶｉｎ、Ｖｏｕｔの両方の関数としたが、どちらか一方の関数としても良い。

ここでα、βはＶｉｎおよびＶｏｕｔを関数とするパラメータである。
具体的には、例えばα＝Ｖｉｎ×ゲイン＋オフセット、β＝Ｖｉｎ×ゲイン＋オフセットというような式で表す。なお、α、βは、α＝Ｖｏｕｔ×ゲイン＋オフセット、β＝Ｖｏｕｔ×ゲイン＋オフセット、または、α＝Ｖｉｎ×ゲイン＋オフセット、β＝Ｖｏｕｔ×ゲイン＋オフセット、または、α＝Ｖｏｕｔ×ゲイン＋オフセット、β＝Ｖｉｎ×ゲイン＋オフセット等でも良い。

以下では、式（６）に示した演算式の切り替え方法について説明する。制御回路２００は、予め定められたスイッチング素子を駆動するための駆動信号の１つのＤｕｔｙ比を閾値として、検出されたＤｕｔｙ比が閾値に達するとＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））を切り替える。即ち演算パラメータα、βを変更する。図１６～図１８は演算式（式（６））による入力電流誤差率の補正量の概念図を示すものである。実線はリセット電流Ｉｒｅｓによる入力電流誤差率を示し、破線は演算式（式（６））により補正量を求めた場合の入力電流誤差率とＤｕｔｙ比との関係を示すイメージ図である。ここで破線自体は演算式（式（６））そのものとは相違する。式（６）により演算値Ｉｉｎを求めることにより、図１６～図１８の破線で示されるように、入力電流誤差率とＤｕｔｙ比との関係において、実際の入力電流誤差率との乖離を補正することが出来るようになる。

演算式（式（６））による切り替えの無い、図１６では、Ｄｕｔｙ比が大きい領域で入力電流誤差率が急激に大きくなるので、入力電流誤差率を補正できていない。また、入力電流誤差率は二次関数的に増加しているのに対して、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））が一次関数であるため、補正が困難である。
図１７はＤｕｔｙ比閾値を１つ設け、その閾値で演算式（式（６））を切り替えた場合の概念図である。図１７に示すように、Ｄｕｔｙ比閾値を設け、演算式（式（６））を切り替えることにより、Ｄｕｔｙ比と入力電流誤差率の関係を大幅に実際の関係に近づけることが出来る。
このように予め決定したＤｕｔｙ比閾値で入力電流を求める演算式（式（６））を切り替えることにより、入力電流の誤差を大幅に低減することが可能となる。即ち図１６ではＤｕｔｙ比＝０．９あたりで７％ほど乖離が生じているのに対して、図１７においては、Ｉｉｎを求める演算式をＤｕｔｙ比閾値に応じて切り替えることにより、Ｄｕｔｙ比＝０～１の間で最も大きくても１％の乖離に収まっていることがわかる。

さらに、図１８は、Ｄｕｔｙ比閾値を２つ設け、その閾値で演算式（式（６））を切り替えた場合の概念図である。図１８に示すように、Ｄｕｔｙ比閾値を増やし、演算式（式（６））をＤｕｔｙ比閾値に基づいて細かく切り替えることにより、Ｄｕｔｙ比が大きい領域で、入力電流の誤差が小さいことから、入力電流誤差を正確に補正することができる。上記より、Ｄｕｔｙ比閾値を設け、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））を切り替えることにより、入力電流の誤差を大幅に低減することができる。このように本実施の形態においては、予め定められた１以上の整数であるＮ個のＤｕｔｙ比閾値に対応して演算式を切り替えるようにしたものである。

以下では、演算式（式（６））の切り替え前後での演算式の変化について説明する。図１０に示すように、リセット電流Ｉｒｅｓが電力伝送電流Ｉｐｏｗｅｒに対して逆方向に流れ、Ｄｕｔｙ比の増加に伴いリセット電流Ｉｒｅｓの影響が大きくなるため、入力電流Ｉｉｎの増加に対してＡＤ値の増加が鈍くなる。即ち、Ｄｕｔｙ比に関わらず、ＡＤ値を用いて入力電流Ｉｉｎを求める演算式として、入力電流Ｉｉｎが大きくなる演算式とする必要がある。

図１２に示すように、Ｄｕｔｙ比が増加するとともに、入力電流誤差率が大きくなる。従って制御回路２００において、演算式（式（６））で導出した入力電流において、ＣＴ１０の１次巻線の電流値に対する減少率が大きくなる。よって制御回路２００で検出されたＤｕｔｙ比において、予め定められたＤｕｔｙ比閾値よりも小さいときから、Ｄｕｔｙ比が増加してＤｕｔｙ比閾値に到達したとき、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））は、切り替え前後で導出される入力電流値が増加するように設定されている。
この際、予め使用電力の範囲内で、条件を多数設け、測定を行い、入力電流の検出誤差が大きくなるＤｕｔｙ比を閾値として設定する。

また、図１２に示すように、Ｄｕｔｙ比の減少とともに入力電流誤差率が小さくなる。従って制御回路２００において、演算式（式（６））で導出した入力電流において、ＣＴ１０の１次巻線の電流値に対する減少率が小さくなる。よって制御回路２００で検出されたＤｕｔｙ比において、予め定められたＤｕｔｙ比閾値よりも大きいときから、Ｄｕｔｙ比が減少してＤｕｔｙ比閾値に到達したとき、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））は、切り替え前後で導出される入力電流値が減少するように設定されている。
このように設定することで、図１７、図１８に示すように、入力電流の誤差を大幅に低減することができる。

以下に電力変換装置におけるＤｕｔｙ比を算出する方法の一例を述べる。制御回路２００は検出された入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔを基に、下記の式（８）により駆動信号のＤｕｔｙ比を算出する。ここで、トランス１９の巻数比Ｎ_２は、トランス１９の１次巻線の巻数Ｎ_ｐ２と２次巻線の巻数Ｎ_ｓ２の比率であり、Ｎ_２＝Ｎ_ｐ２／Ｎ_ｓ２である。

一般的な電力変換装置には、入出力部に電圧センサが設けられているため、上記のようにＤｕｔｙ比を算出することで、Ｄｕｔｙ比を算出するための部品を追加する必要が無く、既存の検出用の回路を流用することにより、Ｄｕｔｙ比を算出できる。
以上より、予め定めた１個以上のＤｕｔｙ比閾値により、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））の係数である演算パラメータα、βを切り替えることにより、部品を追加すること無く、センサ精度を大幅に向上させた電力変換装置を提供することができる。

実施の形態２．
以下、実施の形態２を図に基づいて説明する。図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置の一例を示すブロック図である。図１９において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、実施の形態１と同様に、直流電圧を生成する入力電源となる高圧バッテリ１００から出力側の外部負荷５００の間に、センサ回路３００、ＣＴ１０、電流電圧変換回路１１、制御回路２００を有する。電流電圧変換回路１１は、リセット抵抗１２、分圧抵抗１３、ダイオード１４によって構成されている。更にＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＣＴ１０の後段に接続されたスイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄと、トランス１９と、整流用ダイオード２０ａ、２０ｂと、平滑リアクトル２１と、平滑コンデンサ２２と、センサ回路４００を備えている。

図１９において、制御回路２００は実施の形態１とは異なり、第１の制御回路２００ａと記憶部２００ｃを具備する第２の制御回路２００ｂにより構成される。第１の制御回路２００ａは、駆動信号２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄにより、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄをオン又はオフ駆動する。
第１の制御回路２００ａでは、例えば出力側のセンサ回路４００により得た出力電圧Ｖｏｕｔを、第２の制御回路２００ｂからの出力電圧指令値Ｖ^＊に近づけるように、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの駆動信号のＤｕｔｙ比を演算し、制御する。

また、第２の制御回路２００ｂは、センサ回路３００およびセンサ回路４００により、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔをモニタする。
ＣＴ１０の１次巻線に電流が流れ、巻数比に基づき２次巻線に電流が流れ、その２次巻線に流れる電流は、分圧抵抗１３を介して電圧に変換され、フィルタ抵抗１６及びフィルタコンデンサ１７のフィルタ素子で構成されたフィルタ回路１５を介して、第２の制御回路２００ｂに入力される。第２の制御回路２００ｂは、その電圧を電流値に変換し、電力変換装置１の外部へ出力する。

第２の制御回路２００ｂは、入力された電圧を、ＣＴ１０の１次巻線の電流値へ変換するための演算式（式（６））を記憶する記憶部２００ｃを具備している。
演算式の切り替え方法、効果に関しては実施の形態１と同様である。更に実施の形態１と同様、予め定めた１個以上のＤｕｔｙ比閾値でＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））の係数である演算パラメータα、βを切り替えることにより、部品を追加すること無く、センサ精度を大幅に向上させることができる。

以下に第２の制御回路２００ｂにおけるＤｕｔｙ比を算出する方法を述べる。第２の制御回路２００ｂは、検出された入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔを基に、式（８）により駆動信号のＤｕｔｙ比を算出する。
第２の制御回路２００ｂにおいて、上記のようにＤｕｔｙ比を算出することにより、既存の検出用の回路を用いることが出来る。従ってＤｕｔｙ比を算出するための部品を追加する必要が無く、Ｄｕｔｙ比を算出できる。

実施の形態１における制御回路２００は、スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄの駆動制御を含む電力変換装置の制御に必要なすべての機能を有するため、高価なマイクロコンピュータが使用される。実施の形態２では、第１の制御回路２００ａと第２の制御回路２００ｂに分離することにより、第１の制御回路２００ａは、非常に安価な汎用ＩＣを用いる。又第２の制御回路２００ｂも低機能で安価なマイクロコンピュータを用いることが出来、コストを低減することが出来る。
なお、実施の形態１、２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１として、フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの例を示したが、この回路構成に限定するものではなく、ＡＤ変換に平滑回路（ローパスフィルタ）を用いている構成であれば、ＬＬＣ方式又はハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータ等でもよい。

また、実施の形態１、２では、ＡＤ値から入力電流Ｉｉｎを求める演算式（式（６））を１次関数としたが、これに限るものではなく、高次の関数を用いて入力電流Ｉｉｎを求めても良い。
例えば高次の関数として、３次の関数を用いると、以下の式（９）となる。
Ｉｉｎ＝α×ＡＤ値^３＋β×ＡＤ値^２＋γ×ＡＤ値＋δ・・・・・・・（９）
更に演算式の次数の増加およびＤｕｔｙ比閾値の個数の増加に伴い、演算パラメータの個数も増加する。即ち演算式は、１以上の整数であるＭ個の演算パラメータを備え、制御回路２００は、Ｄｕｔｙ比に応じて演算パラメータを切り替えることになる。

図２０は制御回路のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２０において、制御回路２００は、プロセッサ２０１と記憶装置２０２から構成される。記憶装置２０２は、例えば、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ２０１は、記憶装置２０２から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ２０１にプログラムが入力される。また、プロセッサ２０１は、演算結果等のデータを記憶装置２０２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 電力変換装置、１０ カレントトランス、１１ 電流電圧変換回路、
１２ リセット抵抗、１３ 分圧抵抗、１８ａ～１８ｄ スイッチング素子、
１００ 入力電源、２００ 制御回路、２００ａ 第１の制御回路、
２００ｂ 第２の制御回路、３００，４００ センサ回路、５００ 外部負荷。

Claims (7)

1. 入力電源と外部負荷との間に配置される複数のスイッチング素子を有する電力変換回路と、
   前記電力変換回路の入力電流を検出するために前記入力電源と前記スイッチング素子との間に１次巻線が直列に接続されるカレントトランスと、
   前記カレントトランスの２次巻線に流れる電流値を出力電圧値に変換する電流電圧変換回路と、
   前記スイッチング素子をオン又はオフ駆動するための駆動信号を出力する制御回路を備えた電力変換装置において、
   前記制御回路は、前記出力電圧値に基づいて演算式により前記入力電流を算出するとともに、前記制御回路は予め定められた１以上の整数であるＮ個の前記スイッチング素子を駆動するための前記駆動信号のＤｕｔｙ比閾値に対応し、前記演算式を切り替える電力変換装置。
2. Ｄｕｔｙ比が増加して前記Ｄｕｔｙ比閾値に到達し、前記制御回路が前記演算式を切り替える際に、前記演算式は切り替え前後で前記入力電流の値が増加するように設定されている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記演算式は、１以上の整数であるＭ個の演算パラメータを備え、前記制御回路は、Ｄｕｔｙ比に応じて前記演算パラメータを切り替える請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記演算式は、前記演算パラメータを係数とした一次関数である請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路の入力電圧及び出力電圧を検出するセンサ回路を設け、前記演算パラメータは前記センサ回路により検出した前記入力電圧又は前記出力電圧のうちの少なくともいずれか一方の関数である請求項３又は請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記センサ回路により検出した前記入力電圧及び前記出力電圧を用いてＤｕｔｙ比を算出する請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、前記スイッチング素子の前記駆動信号のＤｕｔｙ比を演算して前記駆動信号を生成する第１の制御回路と、前記入力電流を算出する第２の制御回路を有する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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