JP4854556B2

JP4854556B2 - 電源装置

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Publication number: JP4854556B2
Application number: JP2007077409A
Authority: JP
Inventors: 栄治竹上
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2007-03-23
Filing date: 2007-03-23
Publication date: 2012-01-18
Anticipated expiration: 2027-03-23
Also published as: JP2008236999A

Description

本発明は、電流検出部で得られた検出信号を基に、過電流保護や並列運転時におけるカレントシェアリングのような電源部への制御を、制御部が行なう電源装置に関する。

従来のこの種の電源装置として、例えば特許文献１には、負荷に流れる電流を検出する電流検出部を備え、この電流検出部で検出された信号を入力として、過電流状態であるか否かを判断する過電流保護機能を備えたものが知られている。また、これとは別に、複数の電源装置から共通する負荷に出力電圧を供給する並列運転時に、各電源装置から負荷に供給する出力電流を電流検出部で検出し、電源装置間の出力電流のアンバランスを補償する制御が行なわれている。

図３は、こうした電流検出部を備えたスイッチング電源装置の一例を示す回路構成図である。同図において、１は電源装置の入力端子２Ａ，２Ｂ間に直流入力電圧Ｖｉを供給する直流電源、３はこの入力電圧Ｖｉを出力電圧Ｖｏに変換して、入力端子４Ａ，４Ｂ間から負荷５に供給する電源部である。なお、ここでの負荷５は、一定の出力電流Ｉｏを発生する電流源として等価的に示されている。

電源部３は、一次側と二次側とを絶縁するトランス７と、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子８と、トランス７の二次側の整流回路を構成するダイオード１０，１１と、トランス７の二次側の平滑回路を構成するチョークコイル１２および平滑コンデンサ１３とを備えたフォワード型の回路構成を有する。具体的には、トランス７の一次巻線７Ａとスイッチング素子８との直列回路が入力端子２Ａ，２Ｂ間に接続され、スイッチング素子８をスイッチングさせることにより、前記直流電源１からの入力電圧Ｖｉを一次巻線７Ａに断続的に印加する。これに伴い、スイッチング素子８のオン期間には、トランス７の二次巻線７Ｂのドット側端子に正極性の電圧が誘起され、二次巻線７Ｂのドット側端子にアノードを接続したダイオード１０が導通して、二次巻線７Ｂからのエネルギーがチョークコイル１２を通して平滑コンデンサ１３および負荷５に送り出される。また、スイッチング素子８のオフ期間には、二次巻線７Ｂの非ドット側端子にアノードを接続した別なダイオード１１が導通し、それまでチョークコイル１２に蓄えられていたエネルギーが、平滑コンデンサ１３および負荷５に送り出されるようになっている。

２１は、トランス７の二次側を流れる電流から、前記負荷５を流れる出力電流Ｉｏを検出する電流検出部である。この電流検出部２１は、トランス７の二次側において、二次巻線７Ｂの非ドット側端子から出力端子４Ｂの出力電圧ライン間に挿入接続される電流検出器としての抵抗２２と、抵抗２２の両端間に発生する出力電流Ｉｏに比例した電圧Ｖisを増幅して、検出信号として出力する増幅器２３と、増幅に伴い前記検出信号に含まれるノイズ成分を除去するローパスフィルタ（ＬＦＰ）２４と、を備えて構成される。

３１は、電源部３の動作を制御する制御部としてのディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）である。このＤＳＰ３１はトランス７の二次側に設けられており、Ａ／Ｄ変換器３２と、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御器３３と、ＰＷＭ信号発生器３４と、キャリア波生成手段３５とを内蔵している。Ａ／Ｄ変換器３２は、何れもアナログ信号である入力端子２Ａ，２Ｂ間に発生する入力電圧Ｖｉと、ＬＦＰ２４からの電流検出部２１の検出信号と、入力端子４Ａ，４Ｂ間に発生する出力電圧Ｖｏを、それぞれＤＳＰ３１の内部で処理可能なディジタル信号に変換するものである。ＰＷＭ制御器３３は、出力電圧Ｖｏに応じたＡ／Ｄ変換器３２からのディジタル信号と基準電圧Ｖrefとの偏差に基づき、入力電圧Ｖｉや電流検出部２１の検出信号の変動を加味しながら、電源部３が所望の出力電圧Ｖｏを生成するための操作量ｕを算出するものである。ＰＷＭ信号発生器３４は、前記ＰＷＭ制御器３３からの操作量ｕと、キャリア波生成手段３５で生成される固定周期の鋸波との比較により、操作量ｕに応じたパルス導通幅の駆動信号を生成して、これをスイッチング素子８のゲートに供給するものである。

なお、前記ＤＳＰ３１がトランス７の二次側に設けられている関係で、トランス７の一次側にある入力電圧ラインおよびスイッチング素子８のゲートと、ＤＳＰ３１との間を繋ぐ各線路には、信号を電気的に絶縁するアイソレータ４１，４２がそれぞれ挿入接続される。

そして、上記構成のＤＳＰ３１では、電源部３に与えられる入力電圧Ｖｉと、負荷５を流れる出力電流Ｉｏに応じた検出信号と、電源部３からの出力電圧Ｖｏとを、それぞれＡ／Ｄ変換器３２に取り込んでディジタル信号に変換し、これをＤＳＰ３１の信号処理部であるＰＷＭ制御器３３に出力する。ＰＷＭ制御器３３は、入力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏがさほど変化しない定常時には、出力電圧Ｖｏに応じたディジタル信号の検出レベルと、基準電圧Ｖrefとの偏差に見合う操作量ｕを算出し、これをＰＷＭ信号発生器３４に出力する。一方、電源部３の起動または停止時などにおいて、入力電圧Ｖｉが急変したり、負荷５の変動などに伴い、電流検出部２１で検出される出力電流Ｉｏが急変したりすると、前記出力電圧Ｖｏの検出レベルに優先して、これらの急変を考慮した操作量ｕを決定する。こうして決定された操作量ｕに基づき、ＰＷＭ信号発生器３４が所望のパルス導通幅の駆動信号を、アイソレータ４２を介してスイッチング素子８に供給することで、定常時には安定した出力電圧Ｖｏを負荷５に供給しつつ、入力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏの急変時には、電源部３を安全に制御することが可能になる。
特開２００６−１２９５６６号公報

図３に示す従来の電源装置は、次のような問題点がある。

入力電圧Ｖｉよりも低い出力電圧Ｖｏに変換する電源部３では、トランス７の二次側に接続した抵抗２２に比較的大きな電流値が流れるので、電源部３としての損失を極力小さくするために、小さな抵抗値の抵抗２２が電流検出器として用いられる。そのため、抵抗２２の両端間に発生する電圧Ｖisが小さく、大きな増幅度の増幅器２３を用いざるを得なくなり、ＬＰＦ２４によるノイズ成分の除去が必須のものとなる。しかし、このＬＰＦ２４自体は検出信号の遅れをもたらし、ＤＳＰ３１による制御の高速化を妨げる要因となっていた。

本発明は上記の各問題点に着目してなされたもので、電源部としての損失の増加を防止しつつ、制御部による制御の高速化を実現できる電源装置を提供することを、その目的とする。

本発明は、上記目的を達成するために、スイッチング素子のスイッチングにより、トランスの一次巻線に入力電圧を断続的に印加し、前記トランスの二次巻線に誘起した電圧を整流してチョークコイルを含む平滑回路で平滑することで、負荷に出力電圧を供給する電源部と、前記電源部を流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部からの検出信号と前記出力電圧とを監視して、前記スイッチング素子に供給する駆動信号のパルス導通幅を決定し、前記電源部を制御する制御部と、を備えた電源装置において、前記電流検出部は、前記トランスの一次巻線を流れる一次電流を検出する電流検出器と、この電流検出器で得られた信号ピーク値を保持し、これを前記検出信号として出力するサンプルホールド部とを備え、前記制御部は、前記出力電圧と前記スイッチング素子への駆動信号に基づき、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定する平均電流推定器を備え、この平均電流推定器で得られた平均値から、前記負荷を流れる出力電流を推定する構成としている。

この場合、前記電源部がフォワード型コンバータ，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータで構成されれば、前記平均電流推定器は、前記出力電圧と、前記スイッチング素子への駆動信号により決定される当該スイッチング素子のオフ時間とにより、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定するものであることが好ましい。

代わりに、前記電源部がフォワード型，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータコンバータで構成される場合、前記平均電流推定器は、前記出力電圧と、前記スイッチング素子への駆動信号により決定される当該スイッチング素子のオン時間と、さらに前記入力電圧とにより、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定するものであってもよい。

前記サンプルホールド部は、前記駆動信号によりオン，オフするスイッチ素子と、このスイッチ素子のオン期間中に前記一次電流に比例した電圧に充電され、スイッチ素子のオフ期間中に、その充電電圧のピーク値が前記信号ピーク値として保持される容量性素子と、を備えている。

また、前記電流検出器がカレントトランスであることが好ましい。

請求項１の発明によれば、トランスの一次巻線を流れる一次電流を電流検出器で検出し、この電流検出器で得られた信号ピーク値をサンプルホールド部で保持する一方で、平均電流推定器が、電源部からの出力電圧とスイッチング素子への駆動信号に基づいて、チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定することで、既存の増幅器やフィルタなどを一切用いることなく、負荷を流れる出力電流を推定することができる。したがって、この負荷の出力電流の変動を監視することで、過電流保護やカレントシェアリングなどの電源部に対する制御を、遅れなく高速に行なうことが可能になる。また、入力電圧よりも出力電圧が低ければ、トランスの一次側を流れる電流は二次側を流れる電流よりも小さく、電流検出器としての損失を低減できる。

請求項２の発明によれば、フォワード型コンバータ，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータを有する電源部の場合、出力電圧とスイッチング素子のオフ時間が判れば、入力電圧などを監視しなくても、平均電流推定器がチョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定できる。したがって、制御部の構成を簡単にできる。

請求項３の発明によれば、フォワード型コンバータ，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータを有する電源部の場合、スイッチング素子への駆動信号によりスイッチング素子のオン時間が判れば、入力電圧と出力電圧の各情報を取り込んで、平均電流推定器がチョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定できる。

請求項４の発明によれば、電流検出器で得られた信号のピーク値を保持するために、スイッチング素子への駆動信号を利用してオン，オフ動作するスイッチ素子と、このスイッチ素子のオン，オフ動作に伴い、一次電流に比例した電圧を充電し保持するコンデンサがあれば、電流検出器で得られた信号のピーク値を簡単に保持できる。したがって、この場合は電流検出部としての構成を簡単にできる。

請求項５の発明によれば、抵抗などの他の電流検出器に比べて、損失を少なくできる。また、制御部がトランスの二次側に設けられている構成では、トランスの一次側に配置されたカレントトランス自体がアイソレータとしても機能し、電流検出部としての構成を簡単にできる。

以下、本発明における電源装置の好ましい一実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、従来例で示した図３と共通する部分には共通する符号を付し、その共通する箇所の説明は重複を避けるため極力省略する。

図１は、本実施例で提案する電源装置の回路構成を示したものである。先ず、電源部３について、従来例との違いを説明すると、ここでは前記電流検出部２２に代わって、電流検出器としてのカレントトランス５２と、逆流防止用のダイオード５３と、抵抗５４，コンデンサ５５およびＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子５６と、により構成される新たな電流検出部５１が設けられる。カレントトランス５２の一次巻線５２Ａは、従来のようにトランス７の二次側ではなく、トランス７の一次側において、トランス７の一次巻線７Ａと直列に接続される。なお、電流検出器としては例えば抵抗などを用いてもよいが、損失が小さく、またＤＳＰ３１への信号供給に際しアイソレータを必要としないという点で、カレントトランス５２が最も好ましい。また、入力電圧Ｖｉよりも出力電圧Ｖｏが低い場合には、トランス７の一次側を流れる電流が二次側よりも小さく、電流検出器としての損失を小さくできる。

電流検出部５１は、カレントトランス５２の二次巻線５２Ｂの両端間に、ダイオード５３と抵抗５４との直列回路を接続し、抵抗５４の両端間に、サンプルホールド回路をなすコンデンサ５５とスイッチ素子５６との直列回路を接続し、コンデンサ５５の両端間に発生する電圧Ｖesが、電流検出部５１の検出信号としてＡ／Ｄ変換器３２に出力されるようになっている。また、スイッチ素子５６のゲートには、ＰＷＭ発生器３４からのパルス駆動信号が与えられ、スイッチング素子８と同じタイミングでオン，オフ動作するようになっている。これにより、コンデンサ５５の両端間には、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのピーク値に比例した電圧Ｖesが、スイッチング素子８のオフ期間中に保持されることとなる。

なお、電源部３の変形例として、ここではフォワード型の回路構成を示しているが、例えばフライバック型，プッシュ・プル型，ハーフブリッジ型，フルブリッジ型など、別な回路構成の電源部３を採用してもよい。その場合、カレントトランス５２の一次巻線５２Ａは、トランス７の一次側において、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfひいてはトランス７の一次巻線７Ａを流れる電流を、電流検出部５１が間接的にでも検出できるように接続されていればよい。また、バックアップ電源（図示せず）を含めた無停電電源装置の電源部３をも、含めることができる。その他の電源部３の構成は、図３で示したものと共通している。

次に、ＤＳＰ３１に関し、従来例に対する変更点を説明する。本実施例におけるＤＳＰ３１は、従来例でも示したＡ／Ｄ変換器３２、ＰＷＭ制御器３３と、ＰＷＭ信号発生器３４と、キャリア波生成手段３５の他に、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル成分をキャンセルした平均電流値ｉLaveを推定する平均電流推定器６１を備えている。

Ａ／Ｄ変換器３２は、電源部３に与えられる入力電圧Ｖｉと、電流検出部５１からの出力電流Ｉｏに応じた検出信号と、電源部３からの出力電圧Ｖｏとを、それぞれディジタル信号に変換するが、これらの各ディジタル信号はＰＷＭ制御器３３に出力されると共に、特に出力電圧Ｖｏに応じたディジタル信号と、場合によっては入力電圧Ｖｉに応じたディジタル信号が、後述する平均電流推定器６１にも出力される。また、平均電流推定器６１は、スイッチング素子８のオン時間またはオフ時間を内部の時間算出部６２で算出するために、ＰＷＭ制御器３３で算出された操作量ｕと、キャリア波生成手段３５から発生する鋸波の振幅の各情報が入力される。なお、この時間算出部６２は、平均電流推定器６１に内蔵させず、平均電流推定器６１の外部に独立した機能として設けてもよい。

平均電流推定器６１は、Ａ／Ｄ変換器３２から与えられるディジタル信号と、時間算出部６２で算出されるスイッチング素子８のオン時間Ｔonまたはオフ時間Ｔoffによって、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル成分の平均値ｉLaveを推定する。ＰＷＭ制御器３３は、Ａ／Ｄ変換器３１によりディジタル信号に変換された電流検出部５１の検出信号が、一定の電圧レベル値に保持されたと判断すると、このときの値と平均電流推定値６１から取り込んだ推定平均値ｉLaveとにより、負荷５の出力電流Ｉｏを推定する。ＰＷＭ制御器３３は、出力電圧Ｖｏに応じたＡ／Ｄ変換器３２からのディジタル信号と基準電圧Ｖrefとの偏差に基づき、入力電圧Ｖｉや推定した負荷５の出力電流Ｉｏ’の変動を加味しながら、電源部３が所望の出力電圧Ｖｏを生成するための操作量ｕを算出するようになっている。

次に、上記構成における各部の動作を、図２の波形図を参照して説明する。同図において、最上段の波形はＰＷＭ信号発生器３４から出力される駆動信号の電圧波形であり、以下、トランス７の一次巻線７Ａを流れる電流波形と、コンデンサ５５の両端間電圧Ｖesの波形とを、それぞれ示している。

ＰＷＭ信号発生器３４からの駆動信号がＨ（高）レベルの時には、スイッチング素子８およびスイッチ素子５６が何れもオンする。このとき電源部３は、トランス７の一次巻線７Ａに直流電源１からの入力電圧Ｖｉが印加され、トランス７の二次巻線７Ｂのドット側端子に正極性の電圧が誘起される。これによりダイオード１０が導通する一方で、別なダイオード１１は非導通となり、二次巻線７Ｂからのエネルギーがチョークコイル１２を通して平滑コンデンサ１３および負荷５に送り出される。また、このときにはカレントトランス５２の一次巻線５２Ａに、チョークコイル１２のインダクタンスＬに依存して増加する一次巻線７Ａからの電流が流れ、この一次巻線７Ａを流れる電流が、カレントトランス５２の二次巻線５２Ｂで検出される。これにより、ダイオード５３が導通して、スイッチ素子５６がオンしている関係で、二次巻線５２Ｂを流れる電流によってコンデンサ５５が充電され、当該コンデンサ５５の両端間電圧Ｖesが、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfひいては一次巻線７Ａを流れる電流と同様に上昇する。

ここで、電源部３が図１に示すようなフォワード型コンバータの構成を有する場合、スイッチング素子８のオン期間Ｔonにおいて、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfに含まれるリップル電流ΔｉLの値は、次の数１で表わされる。

但し、Ｎｐはトランス７の一次巻線７Ａの巻数であり、Ｎｓはトランス７の二次巻線７Ｂの巻数である。

やがて、ＰＷＭ信号発生器３４からの駆動信号がＬ（低）レベルに転じると、スイッチング素子８およびスイッチ素子５６は何れもオフ状態になる。そのため、トランス７の一次巻線７Ａへの入力電圧Ｖｉの印加は遮断され、トランス７の二次側におけるダイオード１０は非導通となる一方、ダイオード１１は導通する。そのため、電源部３はトランス７の一次側と二次側がいわば切り離された状態となり、それまでチョークコイル１２に蓄えられていたエネルギーが、平滑コンデンサ１３および負荷５に送り出される。

また、このときにスイッチ素子５６がオフしている関係で、コンデンサ５５の両端間電圧Ｖesが、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのピーク値に対応した値でそのまま保持され、これが電流検出器５１の検出信号として、Ａ／Ｄ変換器３２に出力される。Ａ／Ｄ変換器３２は、電流検出部５１の検出信号の他に、電源部３への入力電圧Ｖｉと、電源部３からの出力電圧Ｖｏを取り込んで、これらのディジタル信号をＰＷＭ制御器３３に出力する。

ここで、電源部３が図１に示すようなフォワード型コンバータの構成を有する場合、スイッチング素子８のオン期間Ｔoffにおいて、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfに含まれるリップル電流ΔｉLの値は、次の数２で表わされる。

平均電流推定器６１に内蔵する時間算出部６２は、ＰＷＭ制御器３３で算出された操作量ｕと、キャリア波生成手段３５から発生する鋸波の振幅の各情報を入力として、前記スイッチング素子８のオン時間Ｔonまたはオフ時間Ｔoffの何れも算出することができる。時間算出部６２がスイッチング素子８のオン時間Ｔonを算出する場合、平均電流推定器６１は、入力電圧Ｖｉのディジタル信号と、出力電圧Ｖｏのディジタル信号とをＡ／Ｄ変換器３２からそれぞれ取り込み、上記数１に基づいてリップル電流ΔｉLの値を算出する。なお、チョークコイル１２のインダクタンスＬや、各巻数Ｎｐ，Ｎｓは、予め判っている値なので、平均電流推定器６１に記憶させることができる。また、時間算出部６２がスイッチング素子８のオン時間Ｔoffを算出する場合、平均電流推定器６１は、出力電圧Ｖｏのディジタル信号をＡ／Ｄ変換器３２から取り込めば、上記数２に基づいてリップル電流ΔｉLの値を算出できる。そして、このリップル電流ΔｉLの値を半分にすれば、平均電流推定器６１によって、リップル電流ΔｉLの平均電流値ｉLaveを算出することができる（ｉLave＝ΔｉL／２）。

一方、ＰＷＭ制御器３３は、Ａ／Ｄ変換器３１によりディジタル信号に変換された電流検出部５１の検出信号が、一定の電圧レベル値に保持されたと判断すると、このときの値と平均電流推定値６１から取り込んだ推定平均値ｉLaveとにより、前記チョークコイル１２を流れる電流ｉLfを出力フィルタ回路（チョークコイル１２および平滑コンデンサ１３）で平均化した負荷５の出力電流Ｉｏを推定する。推定する負荷５の出力電流Ｉｏ’は、コンデンサ５５の両端間電圧Ｖesのピーク値に見合う電流ピーク値ｉpから、推定平均値ｉLaveを減算することで簡単に算出できる（Ｉｏ’＝ｉp−ｉLave）。

ＰＷＭ制御器３３は、従来例でも説明したように、入力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏがさほど変化しない定常時には、出力電圧Ｖｏに応じたディジタル信号の検出レベルと、基準電圧Ｖrefとの偏差に見合う操作量ｕを算出し、これをＰＷＭ信号発生器３４に出力する。一方、電源部３の起動または停止時などにおいて、入力電圧Ｖｉが急変したり、負荷５の変動などに伴い、電流検出部２１で検出される出力電流Ｉｏが急変したりすると、前記出力電圧Ｖｏの検出レベルに優先して、入力電圧Ｖｉに応じたディジタル信号の検出レベルや、推定した負荷５の出力電流Ｉｏ’を考慮し、操作量ｕを決定する。こうして決定された操作量ｕに基づき、ＰＷＭ信号発生器３４が所望のパルス導通幅の駆動信号を、アイソレータ４２を介してスイッチング素子８に供給することで、定常時には安定した出力電圧Ｖｏを負荷５に供給しつつ、入力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏの急変時には、電源部３を安全に制御することが可能になる。

以上のように本実施例では、スイッチング素子８のスイッチングにより、トランス７の一次巻線７Ａに入力電圧Ｖｉを断続的に印加し、トランス７の二次巻線７Ｂに誘起した電圧を整流してチョークコイル１２を含む平滑回路で平滑することで、負荷５に出力電圧Ｖｏを供給する電源部３と、この電源部３を流れる電流を検出する電流検出部５１と、電流検出部５１からの検出信号と出力電圧Ｖｏとを監視して、スイッチング素子８に供給する駆動信号のパルス導通幅を決定し、前記電源部３を制御する制御部としてのＤＳＰ３１とを備えた電源装置において、電流検出部５１が、トランス７の一次巻線７Ａを流れる一次電流を検出する電流検出器（カレントトランス５２）と、この電流検出器で得られた信号のピーク値を保持し、これを電流検出部５１の検出信号として出力するサンプルホールド部としてのコンデンサ５５とスイッチ素子５６を備えており、またＤＳＰ３１が、出力電圧Ｖｏとスイッチング素子８への駆動信号に基づき、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを推定する平均電流推定器６１を備え、この平均電流推定器６１で得られた平均値ｉLaveから、負荷５を流れる推定の出力電流Ｉｏ’の値を算出する推定する構成としている。

このような構成を採用すると、トランス７の一次巻線７Ａを流れる一次電流を電流検出器で検出し、この電流検出器で得られた信号のピーク値をコンデンサ５５とスイッチ素子５６で構成されるサンプルホールド部で保持する一方で、平均電流推定器６１が、電源部３からの出力電圧Ｖｏとスイッチング素子８への駆動信号に基づいて、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを算出し推定することで、既存の増幅器２３やフィルタ（ＬＦＰ２４）などを一切用いることなく、負荷５を流れる出力電流Ｉｏ’を推定することができる。したがって、この推定した負荷５の出力電流Ｉｏ’の変動を監視することで、例えば過電流保護やカレントシェアリングなどの電源部３に対する制御を、遅れなく高速に行なうことが可能になる。また、電源部３が入力電圧Ｖｉよりも出力電圧Ｖｏが低い降圧型のコンバータであれば、トランス７の一次側を流れる電流は二次側を流れる電流よりも小さく、電流検出器としての損失を低減できる。

また、スイッチング素子８のオン時に、トランス７を介して負荷５に電力を供給し、スイッチング素子８のオフ時に、トランス７の二次側で負荷５に電力を供給するフォワード型コンバータで電源部３が構成される場合、平均電流推定器６１は、出力電圧Ｖｏと、スイッチング素子８への駆動信号により決定されるスイッチング素子８のオフ時間Ｔoffとにより、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを推定する構成とするのが好ましい。

こうすると、フォワード型コンバータを有する電源部３の場合、出力電圧Ｖｏとスイッチング素子８のオフ時間が判れば、数１の式からも明らかなように、入力電圧Ｖｉなどを監視しなくても、平均電流推定器６１がチョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを自ずと推定できる。したがって、制御部であるＤＳＰ３１の制御構成を簡単にできる。

これとは別に、電源部３が同じくフォワード型コンバータで構成される場合、平均電流推定器６１は、出力電圧Ｖｏと、スイッチング素子８への駆動信号により決定される当該スイッチング素子８のオン時間Ｔonと、さらに入力電圧Ｖｏとにより、チョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを推定してもよい。つまり、スイッチング素子８への駆動信号によりスイッチング素子８のオン時間Ｔonが判れば、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの各情報を取り込んで、平均電流推定器６１がチョークコイル１２を流れる電流ｉLfのリップル分の平均値ｉLaveを推定できる。なお、こうした平均値ｉLaveの推定は、他のハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータにも、同様に適用できる。

ここで、前記サンプルホールド部は、スイッチング素子８への駆動信号によりオン，オフするスイッチ素子５６と、このスイッチ素子５６のオン期間中にトランス７の一次電流に比例した電圧Ｖesに充電され、スイッチ素子５６のオフ期間中に、その充電電圧Ｖesのピーク値が前記電流検出部５１からの信号のピーク値として保持される容量性素子としてのコンデンサ５５と、を備えている。

そのため、カレントトランス５２で得られた信号のピーク値を保持するために、スイッチング素子８への駆動信号を利用してオン，オフ動作するスイッチ素子５６と、このスイッチ素子５６のオン，オフ動作に伴い、トランス７の一次電流に比例した電圧Ｖesを充電し保持するコンデンサ５５があれば、カレントトランス５２で得られた信号のピーク値を簡単に保持できる。したがって、この場合は電流検出部５１としての構成を簡単にできる。

また、電流検出部５１を構成する電流検出器をカレントトランス５２とすることが好ましいことは、前述した通りであり、抵抗などの他の電流検出器に比べて、損失を少なくできる。また、ＤＳＰ３１がトランス７の二次側に設けられている構成では、トランスの一次側に配置されたカレントトランス５２自体がアイソレータとしても機能し、電流検出部５１としての構成を簡単にできる。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。図１に示す電源装置の回路構成はあくまでも一例に過ぎず、同等の機能を実現する別な回路構成を採用してもよいことは勿論である。例えば、ＤＳＰ３１に代わって、アナログ信号をそのまま演算処理する制御部を用いてもよい。

本発明の一実施形態における電源装置の回路構成図である。図１の回路構成における各部の動作波形図である。従来例における電源装置の回路構成図である。

３電源部
７トランス
７Ａ一次巻線
７Ｂ二次巻線
８スイッチング素子
１２チョークコイル（平滑回路）
３１ＤＳＰ（制御部）
５１電流検出部
５２カレントトランス（電流検出器）
５５コンデンサ（サンプルホールド部，容量性素子）
５６スイッチ素子（サンプルホールド部）
６１平均電流推定器

Claims

スイッチング素子のスイッチングにより、トランスの一次巻線に入力電圧を断続的に印加し、前記トランスの二次巻線に誘起した電圧を整流してチョークコイルを含む平滑回路で平滑することで、負荷に出力電圧を供給する電源部と、
前記電源部を流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部からの検出信号と前記出力電圧とを監視して、前記スイッチング素子に供給する駆動信号のパルス導通幅を決定し、前記電源部を制御する制御部を備えた電源装置において、
前記電流検出部は、前記トランスの一次巻線を流れる一次電流を検出する電流検出器と、この電流検出器で得られた信号ピーク値を保持し、これを前記検出信号として出力するサンプルホールド部とを備え、
前記制御部は、前記出力電圧と前記スイッチング素子への駆動信号に基づき、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定する平均電流推定器を備え、この平均電流推定器で得られた平均値から、前記負荷を流れる出力電流を推定する構成としたことを特徴とする電源装置。
前記電源部はフォワード型，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータで構成され、
前記平均電流推定器は、前記出力電圧と、前記スイッチング素子への駆動信号により決定される当該スイッチング素子のオフ時間とにより、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定するものであることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記電源部はフォワード型，ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型コンバータで構成され、
前記平均電流推定器は、前記出力電圧と、前記スイッチング素子への駆動信号により決定される当該スイッチング素子のオン時間と、さらに前記入力電圧とにより、前記チョークコイルを流れる電流のリップル分の平均値を推定するものであることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記サンプルホールド部は、前記駆動信号によりオン，オフするスイッチ素子と、このスイッチ素子のオン期間中に前記一次電流に比例した電圧に充電され、スイッチ素子のオフ期間中に、その充電電圧のピーク値が前記信号ピーク値として保持される容量性素子と、を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の電源装置。
前記電流検出器がカレントトランスであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電源装置。