JP6714834B2 - ３レベル電力変換回路 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子の動作により３つのレベルの電圧を出力する３レベル電力変換回路に関するものである。

図５は、従来の３レベル電力変換回路の構成図であり、特許文献１に記載されているものである。
図５において、１は直流電源（電圧をＥとする），２，３はコンデンサ（各電圧をＥ／２とする）、４，５は半導体スイッチング素子、６は上下アーム部、７は、コンデンサ２，３同士の接続点（中点）Ｍとスイッチング素子４，５同士の接続点（交流出力端子）Ｕとの間に接続された双方向スイッチとしての中間アーム部、８，１０は半導体スイッチング素子、９，１１はダイオード、１２はリアクトル、１３はコンデンサ、１４，１５は出力端子、Ｐ，Ｎはそれぞれ直流電源１（コンデンサ２，３の直列回路）の正極，負極である。
上記構成において、コンデンサ２，３の直列回路、上下アーム部６及び中間アーム部７からなる回路１６は、一般にＴ型３レベルインバータと呼ばれている。

ここで、直流電源１の電圧Ｅが例えば１０００［Ｖ］である場合、出力電圧Ｖ_ｏは２００〜４８０［Ｖ］に設定される。また、中間アーム部７のスイッチング素子８，１０には、耐圧が６００［Ｖ］程度のＳｉ（ケイ素）からなるＩＧＢＴが使用され、ダイオード９，１１には、耐圧が６００［Ｖ］程度のＳｉＣ（炭化ケイ素）からなるＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）、または、これと同等に逆回復損失が少なく高速動作可能なダイオードが使用される。更に、上下アーム部６のスイッチング素子４，５には、直流電源１から印加される電圧Ｅの大きさを考慮して、耐圧が１２００［Ｖ］程度のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＩＧＢＴが使用されている。

この従来技術において、交流出力端子Ｕは、スイッチング素子４のオンにより正極Ｐと、スイッチング素子５のオンにより負極Ｎと、スイッチング素子８，１０のオンにより中点Ｍと、それぞれ同電位になる。すなわち、この回路によれば、スイッチング素子４，５，８，１０のオン状態に応じて３つの電圧レベルを出力することが可能である。
なお、上下アーム部６のスイッチング素子４，５には、直流電源１の電圧Ｅが印加されるモードがそれぞれ存在するが、中間アーム部７のスイッチング素子８，１０にはそのようなモードが存在せず、印加電圧の最大値はＥ／２であるため、スイッチング素子４，５よりも低耐圧の素子を使用することができる。

次に、図６は、特許文献２に記載された３レベル電力変換回路の構成図であり、図５と同様にＴ型３レベルインバータによって構成されている。
図６において、６１，６２は直流電源、６３，６４はコンデンサ、６５〜６８はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子、７０はスイッチング素子６８の両端と正極Ｐとの間に接続された電圧クランプ型のスナバ回路、７１は抵抗、７２はコンデンサ、７３はダイオード、８０は配線インダクタンスである。ここで、スナバ回路７０はＲＣＤスナバ回路と呼ばれている。

この従来技術において、スイッチング素子６５，６８が交互にオンする場合、スイッチング素子６８のオフによって遮断された中間アーム部の電流はスナバ回路７０のダイオード７３、コンデンサ７２、スイッチング素子６７の還流ダイオードを介して中点Ｍに流れ続ける。これにより、配線インダクタンス８０の電流変化率（いわゆるｄｉ／ｄｔ）はスナバ回路７０がない場合に比べて小さくなるため、過電圧によるスイッチング素子６７の破壊を防止することができる。

国際公開第２０１５／０４９７４３号（図１，図３（ｂ）） 特開２０１３−５９２４８号公報（段落［０００９］〜［００１１］、図１２等）

図５に示した従来技術において、上下アーム部６のスイッチング素子４，５は高速でスイッチングするので、例えばスイッチング素子４をオフした際の電流変化率と回路の配線インダクタンスとによって発生するサージ電圧は、図７（ａ）に示すように大きい値となる。しかし、スイッチング素子４の耐圧を、前述したごとく電源電圧Ｅより大きめの値に選定しておけば、スイッチング素子４の破壊等の問題を生じることはない。
また、中間アーム部７のスイッチング素子８については、スイッチング速度が比較的遅いため、図７（ｂ）に示すようにサージ電圧が耐圧を超える恐れは少ない。

一方、中間アーム部７のダイオード９には、スイッチング素子４のオンによって電圧（Ｅ／２）が逆方向に印加され、回路の配線インダクタンスとダイオード９の寄生キャパシタンスとの共振作用により、図７（ｃ）に示すように耐圧の２倍近いサージ電圧が印加される。
従って、ダイオード９が過電圧破壊される恐れがあり、この現象はスイッチング素子５のオン時におけるダイオード１１でも同様に起こり得る。

これらのダイオード９，１１の過電圧破壊を防ぐには、通常、高耐圧の素子を使用することが考えられる。しかしながら、ダイオード９，１１の本来の印加電圧が６００［Ｖ］程度であるにも関わらず、例えば耐圧が１２００［Ｖ］の素子を使用することはコストの増加を招くと共に、高耐圧のダイオードは順電圧降下が大きいため、損失も増加するという問題がある。

また、図６に示した従来技術では、上下アーム部のスイッチング素子６６がオンする場合に、スイッチング素子６７，６８同士の接続点Ｓの電位が負極Ｎの電位となるので、スナバ回路７０のコンデンサ７２が抵抗７１を介して充電され、その両端電圧は直流電源６１，６２の電圧の和であるＥとなる。その後、スイッチング素子６６がオフすると、接続点Ｓの電位は中点Ｍの電位に戻り、コンデンサ７２が抵抗７１を介して放電し、コンデンサ７２の両端電圧は直流電源６１の電圧（Ｅ／２）まで低下する。

このように、図６の従来技術では、スイッチング素子６６の動作に伴ってスナバ回路７０のコンデンサ７２が充放電動作を繰り返し、コンデンサ７２の電圧は（Ｅ／２）の範囲で変化するため、大きな損失が発生する。
図６における接続点Ｓのように大きな電位変動を起こす部分には、抵抗及びコンデンサからなるスナバ回路（ＲＣスナバ回路）を用いることが有効であるが、一般に、ＲＣスナバ回路のサージ電圧抑制機能は図６のＲＣＤスナバ回路７０より劣るものである。また、ＲＣスナバ回路は充放電損失が大きく、このＲＣスナバ回路を使用する場合には中間アーム部のスイッチング素子６８等に高耐圧のものが必要になり、低耐圧のスイッチング素子を使用可能であるという前述した特徴が損なわれてしまう。また、ＲＣスナバ回路は充放電損失が大きく、損失や発熱が増大するという欠点もある。

そこで、本発明の解決課題は、中間アーム部のダイオードの過電圧破壊を防止すると共に、ＲＣＤスナバ回路における損失を低減させた３レベル電力変換回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電圧が印加され、かつ、互いに直列に接続された第１，第２のコンデンサと、前記第１，第２のコンデンサの直列回路に並列に接続された第１，第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１，第２のコンデンサ同士の接続点である中点と前記第１，第２のスイッチング素子同士の接続点である交流出力端子との間に接続された双方向スイッチとしての中間アーム部と、を有し、
前記中間アーム部が、前記中点と前記交流出力端子との間に接続された第１のダイオードと第３のスイッチング素子との直列回路と、前記中点と前記交流出力端子との間に接続された第２のダイオードと第４のスイッチング素子との直列回路と、を備え、
前記第１〜第４のスイッチング素子の動作により、前記交流出力端子から３つのレベルの電圧を出力させる３レベル電力変換回路において、
互いに順方向に直列接続された前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点が前記中点に接続され、
前記第１のダイオードの両端と前記第１，第２のコンデンサ同士の直列回路の正極との間に、前記第１のスイッチング素子のオン時に前記第１のダイオードの両端電圧を前記正極と前記中点との間の電圧にクランプする第１のスナバ回路が接続されると共に、前記第２のダイオードの両端と前記第１，第２のコンデンサ同士の直列回路の負極との間に、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記第２のダイオードの両端電圧を前記中点と前記負極との間の電圧にクランプする第２のスナバ回路が接続されることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した３レベル電力変換回路において、
前記第１のスナバ回路が、
前記第１のダイオードに並列に接続され、かつ、前記第１のダイオードに対して順方向に接続された第３のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路と、前記第３のダイオードと前記第３のコンデンサとの直列接続点と前記正極との間に接続された第１の抵抗と、によって構成され、
前記第２のスナバ回路が、
前記第２のダイオードに並列に接続され、かつ、前記第２のダイオードに対して順方向に接続された第４のダイオードと第４のコンデンサとの直列回路と、前記第４のダイオードと前記第４のコンデンサとの直列接続点と前記負極との間に接続された第２の抵抗と、によって構成されているものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した３レベル電力変換回路において、
前記中間アーム部を内蔵したモジュールが、前記第１のダイオードと前記第３のスイッチング素子との接続点に接続された第１の補助端子と、前記第２のダイオードと前記第４のスイッチング素子との接続点に接続された第２の補助端子と、を有し、
前記第１の補助端子が前記第３のダイオードに接続され、前記第２の補助端子が前記第４のダイオードに接続されるものである。

請求項４に係る発明は、請求項２に記載した３レベル電力変換回路において、
前記中間アーム部を内蔵したモジュールが、前記第１のダイオードと前記第３のスイッチング素子との接続点に前記第３のダイオードを介して接続された第１の補助端子と、前記第２のダイオードと前記第４のスイッチング素子との接続点に前記第４のダイオードを介して接続された第２の補助端子と、を有し、
前記第１の補助端子が前記第３のコンデンサと前記第１の抵抗との接続点に接続され、前記第２の補助端子が前記第４のコンデンサと前記第２の抵抗との接続点に接続されるものである。

本発明によれば、上下アーム部を構成するスイッチング素子のオン時に、中間アーム部のダイオードの寄生キャパシタンスと配線インダクタンとの共振現象によって発生するサージ電圧の放電先を直流回路の正極または負極にすることで、中間アーム部のダイオードの両端電圧を、固定電位点である中点と正極または負極との間の電圧によってクランプする。これにより、中間アーム部のダイオードの過電圧破壊を防止することができると共に、スナバ回路における損失を低減させることが可能である。

本発明の実施形態を示す構成図である。 本発明の実施形態の動作説明図である。 図１，図２におけるダイオード９の両端電圧を示す波形図である。 本発明の実施形態における中間アーム部の変形例を示す構成図である。 特許文献１に記載された３レベル電力変換回路の構成図である。 特許文献２に記載された３レベル電力変換回路の構成図である。 図５の回路の問題点を説明するための波形図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態を示す構成図であり、図５と同一の機能を有する部分については同一の参照符号を付してある。

図１において、中間アーム部７Ａは、前記同様にスイッチング素子８とダイオード９との直列回路、及び、スイッチング素子１０とダイオード１１との直列回路を並列に接続して構成されており、双方向スイッチとして機能する。ただし、この実施形態では、ダイオード９のアノードとダイオード１１のカソードとが安定電位点である中点Ｍに接続され、スイッチング素子８のエミッタとスイッチング素子１０のコレクタとが交流出力端子Ｕに接続されている。

直流電源１の電圧Ｅが、例えば１０００［Ｖ］である場合、スイッチング素子８，１０には、耐圧が６００［Ｖ］程度のＳｉ−ＩＧＢＴを使用することができ、ダイオード９，１１には、耐圧が６００［Ｖ］程度のＳｉＣ−ＳＢＤ、または、これと同等に逆回復損失が少なく高速動作可能なダイオードを使用することができる。これに対し、上下アーム部６のスイッチング素子４，５には、耐圧が１２００［Ｖ］程度のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣ−ＩＧＢＴが用いられる。

ダイオード９の両端と直流電源１の正極（コンデンサ２，３の直列回路の正極）Ｐとの間には、抵抗２１、コンデンサ２２及びダイオード２３からなる電圧クランプ型のＲＣＤスナバ回路２０が接続され、ダイオード１１の両端と直流電源１の負極（コンデンサ２，３の直列回路の負極）Ｎとの間にも、抵抗３１、コンデンサ３２及びダイオード３３からなる電圧クランプ型のＲＣＤスナバ回路３０が接続されている。

図１に示した構成において、コンデンサ２，３は請求項における第１，第２のコンデンサにそれぞれ相当し、スイッチング素子４，５，８，１０は同じく第１，第２，第３，第４のスイッチング素子にそれぞれ相当し、ダイオード９，１１は同じく第１，第２のダイオードにそれぞれ相当する。
また、ＲＣＤスナバ回路２０，３０は請求項における第１，第２のスナバ回路にそれぞれ相当する。更に、コンデンサ２２，３２は第３，第４のコンデンサにそれぞれ相当し、ダイオード２３，３３は第３，第４のダイオードにそれぞれ相当し、抵抗２１，３１は第１，第２の抵抗にそれぞれ相当する。

次に、この実施形態の動作を、図２，図３を参照しつつ説明する。
まず、図２は、上アームのスイッチング素子４がオンした時の動作説明図であり、５１は中間アーム部６のスイッチング素子８，１０の寄生キャパシタンス、５２はダイオード９，１１の寄生キャパシタンス、４０は回路の配線インダクタンスである。

いま、スイッチング素子４がオンするとダイオード９に逆電圧が印加され、ダイオード９の寄生キャパシタンス５２に経路ａの電流が流れて寄生キャパシタンス５２が充電される。
この時、スイッチング素子８の寄生キャパシタンス５１はダイオード９の寄生キャパシタンス５２に比べて大きいため、スイッチング素子８とダイオード９との直列回路に印加された電圧（Ｅ／２）の大部分はダイオード９に加わり、その寄生キャパシタンス５２と配線インダクタンス４０とによって共振現象が発生する。これにより、仮にスナバ回路２０がない場合、図３に破線で示すように、ダイオード９の両端電圧は印加電圧（Ｅ／２）の２倍、つまりＥ近くまで上昇しようとする。

一方、スナバ回路２０のコンデンサ２２は、平常時に（Ｅ／２）まで充電されている。このため、ダイオード９の両端電圧が（Ｅ／２）を超えると、電流は経路ｂによってダイオード９側からコンデンサ２２側に転流する。これにより、図３に実線で示すごとく、ダイオード９の両端電圧は（Ｅ／２）を僅かに超えた値に抑制され、その後に経路ｃによる放電によって電圧（Ｅ／２）に戻る。
なお、下アームのスイッチング素子５がオンした場合には、ダイオード１１側のスナバ回路３０の作用により、ダイオード１１の電圧は図３と同様に変化することとなる。

上記のように、本実施形態では、上下アーム部６のスイッチング素子４，５のオン時に寄生キャパシタンス５２と配線インダクタンス４０との共振現象によって発生するサージ電圧の放電先を正極Ｐまたは負極Ｎにすることで、ダイオード９，１１の両端電圧を、正極Ｐまたは負極Ｎと中点Ｍとの間の電圧（Ｅ／２）によってクランプすることができる。
このため、ダイオード９，１１が過電圧破壊される恐れがない。
また、スナバ回路２０，３０のコンデンサ２２，３２の電圧変化幅は小さいため、コンデンサ２２，３２の充放電に伴う損失も低減される。

次に、図４は、図１における中間アーム部の変形例を示している。
この変形例は、中間アーム部７Ｂを一体型のモジュールとして構成したものであり、中間アーム部７Ｂは、図１のスナバ回路２０のダイオード２３のアノードに接続される第１の補助端子Ａと、スナバ回路３０のダイオード３３のカソードに接続される第２の補助端子Ｂとを備えている。なお、図１におけるコンデンサ２２，３２の各一端（非ダイオード２３,３３側）は、中点Ｍに予め接続しておけば良い。
この場合、ダイオード２３，３３を流れる電流の実効値は小さいため、補助端子Ａ，Ｂを小型にして抵抗値が比較的大きくても補助端子Ａ，Ｂの温度上昇が大きくなる恐れはない。

また、図４に破線で示すように、図１におけるダイオード２３，３３を中間アーム部７Ｂ側に移しても良い。この場合、第１の補助端子Ａはスナバ回路２０の抵抗２１とコンデンサ２２との接続点に接続され、第２の補助端子Ｂはスナバ回路３０の抵抗３１とコンデンサ３２との接続点に接続されることになる。
上記のように、モジュール化された中間アーム部７Ｂにダイオード２３，３３を内蔵することにより、配線の短縮によるスナバ効果の強化が可能である。また、スイッチング素子８，１０の冷却手段をダイオード２３，３３の冷却に兼用することもできる。

本発明は、直流入力電圧が高いパワーコンディショナーシステム等、各種の電力変換システムに利用することができる。

１：直流電源
２，３：コンデンサ
４，５，８，１０：半導体スイッチング素子
６：上下アーム部
７Ａ，７Ｂ：中間アーム部
９，１１：ダイオード
１２：リアクトル
１３：コンデンサ
１４，１５：出力端子
２０，３０：ＲＣＤスナバ回路
２１，３１：抵抗
２２，３２：コンデンサ
２３，３３：ダイオード
４０：配線インダクタンス
５１，５２：寄生キャパシタンス
Ｐ：正極
Ｎ：負極
Ｍ：中点（接続点）
Ｕ：交流出力端子
Ａ，Ｂ：補助端子

Claims (4)

1. 直流電圧が印加され、かつ、互いに直列に接続された第１，第２のコンデンサと、前記第１，第２のコンデンサの直列回路に並列に接続された第１，第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１，第２のコンデンサ同士の接続点である中点と前記第１，第２のスイッチング素子同士の接続点である交流出力端子との間に接続された双方向スイッチとしての中間アーム部と、を有し、
   前記中間アーム部が、前記中点と前記交流出力端子との間に接続された第１のダイオードと第３のスイッチング素子との直列回路と、前記中点と前記交流出力端子との間に接続された第２のダイオードと第４のスイッチング素子との直列回路と、を備え、
   前記第１〜第４のスイッチング素子の動作により、前記交流出力端子から３つのレベルの電圧を出力させる３レベル電力変換回路において、
   互いに順方向に直列接続された前記第１のダイオードと前記第２のダイオードとの接続点が前記中点に接続され、
   前記第１のダイオードの両端と前記第１，第２のコンデンサ同士の直列回路の正極との間に、前記第１のスイッチング素子のオン時に前記第１のダイオードの両端電圧を前記正極と前記中点との間の電圧にクランプする第１のスナバ回路が接続されると共に、前記第２のダイオードの両端と前記第１，第２のコンデンサ同士の直列回路の負極との間に、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記第２のダイオードの両端電圧を前記中点と前記負極との間の電圧にクランプする第２のスナバ回路が接続されることを特徴とする３レベル電力変換回路。
2. 請求項１に記載した３レベル電力変換回路において、
   前記第１のスナバ回路が、
   前記第１のダイオードに並列に接続され、かつ、前記第１のダイオードに対して順方向に接続された第３のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路と、前記第３のダイオードと前記第３のコンデンサとの直列接続点と前記正極との間に接続された第１の抵抗と、によって構成され、
   前記第２のスナバ回路が、
   前記第２のダイオードに並列に接続され、かつ、前記第２のダイオードに対して順方向に接続された第４のダイオードと第４のコンデンサとの直列回路と、前記第４のダイオードと前記第４のコンデンサとの直列接続点と前記負極との間に接続された第２の抵抗と、によって構成されていることを特徴とする３レベル電力変換回路。
3. 請求項２に記載した３レベル電力変換回路において、
   前記中間アーム部を内蔵したモジュールが、前記第１のダイオードと前記第３のスイッチング素子との接続点に接続された第１の補助端子と、前記第２のダイオードと前記第４のスイッチング素子との接続点に接続された第２の補助端子と、を有し、
   前記第１の補助端子が前記第３のダイオードに接続され、前記第２の補助端子が前記第４のダイオードに接続されることを特徴とする３レベル電力変換回路。
4. 請求項２に記載した３レベル電力変換回路において、
   前記中間アーム部を内蔵したモジュールが、前記第１のダイオードと前記第３のスイッチング素子との接続点に前記第３のダイオードを介して接続された第１の補助端子と、前記第２のダイオードと前記第４のスイッチング素子との接続点に前記第４のダイオードを介して接続された第２の補助端子と、を有し、
   前記第１の補助端子が前記第３のコンデンサと前記第１の抵抗との接続点に接続され、前記第２の補助端子が前記第４のコンデンサと前記第２の抵抗との接続点に接続されることを特徴とする３レベル電力変換回路。

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