JP6678777B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、回転速度推定機能を備えた同期電動機の制御装置に関する。

以下、図１を参照して説明する。負荷転流型インバータ（ＬＣＩ）で同期電動機をセンサレスで駆動する場合、同期電動機の誘起電圧を検出し、当該検出した誘起電圧の位相を位相同期回路すなわちＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期）を用いて同期させ、当該同期電動機の位相および誘起電圧の周波数を演算する方法（以下モータＰＬＬと称する）がある。この周波数が検出できれば同期電動機の回転速度も一義的に定まる。

よって、モータＰＬＬにより演算した周波数に基づき整流器側の点弧位相制御を行い、モータＰＬＬにより演算した位相に基づき、インバータ側の点弧位相制御を行うことにより、同期電動機の回転速度が制御できる。

モータＰＬＬでは、３相の同期電動機の誘起電圧をＤ軸とＱ軸の２軸に変換（以下ＤＱ変換と呼ぶ。）し、Ｑ軸の出力がゼロに追従するように比例積分制御（以下ＰＩ制御と呼ぶ）を行う。Ｑ軸出力がゼロであるとき、ＰＩ制御の積分項が誘起電圧の周波数に相当する。周波数と同期電動機の関係は一義的に定まるため、この周波数の値は同期電動機の回転速度に相当することになる。低速時からＰＩ制御が演算可能な場合は、積分項がゼロ付近から演算することになるため、低速から高速領域に至るまで連続的に周波数の追従が可能である。

（例えば、特許文献１参照。）。

特開２０１５−１４９８７５号公報

しかしながら、界磁電流が流れておらず、同期電動機の誘起電圧が小さい状態あるいは、高速で空転している同期電動機に対して再起動をかける場合、積分項がゼロの状態から同期電動機の誘起電圧の周波数に追従させなければならない。この場合、回転するＱ軸に対してＰＩ制御の積分項が追従できず、モータＰＬＬを静定させることが困難であり、同期電動機の再起動が困難となる場合があった。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、負荷転流型インバータで同期電動機を駆動する際、低速から高速領域に至るまで、任意の速度での回転速度推定が可能で、再起動も可能な同期電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１記載の同期電動機の制御装置は、負荷転流型インバータを備えた、同期電動機の制御装置であって、
前記同期電動機の３相交流入力のそれぞれの相の誘起電圧の正負を判別する正負判別手段と、
前記正負判別手段による判別結果に基づいて前記誘起電圧の推定位相を演算し設定する推定位相設定手段と、推定位相の変化を所定の回数積算し、前記所定の回数と演算周期の積で割ることにより、前記同期電動機の速度を推定する速度推定手段と、
を有することを特徴とする。

この発明によれば、低速から高速領域に至るまで、任意の速度で速度推定が可能で、再起動が可能な同期電動機の制御装置を提供することができる。

実施例１に係る速度推定機能を備えた同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図。 図１に示すモータＰＬＬ部の構成を示すブロック図。 実施例１に係る同期電動機の誘起電圧の正負判別に基づき位相を推定する方法を示す図。 実施例１に係る同期電動機の誘起電圧のゼロクロス付近の挙動を示す図。 実施例１に係る席分岐４３３ｂの動作を説明するフローチャート。（表１）同期電動機の各相の誘起電圧から推定位相を求めるテーブル（表２）推定位相の変化と変化数ΔＰＯＳの関係を表すテーブル

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

図１は、実施例１に係る速度推定機能を備えた同期電動機（以下、モータと称する。）５０の制御装置１の構成を示すブロック図である。

制御装置１は、整流器２１、直流リアクトル３０及びインバータ４１及び制御回路部７０などを有して構成される。

整流器２１は交流電源１０とから出力された交流電力を直流電力に変換する。

図示した交流電源１０は、３相交流電源で構成されており、３相交流電力を出力する。 整流器２１は、例えば、３相サイリスタブリッジなどで構成される。

インバータ４１は、整流器２１から出力された直流電力を、直流リアクトル３０を介して入力し、３相交流電力に変換して出力する。出力された３相交流電力は、モータ５０に入力され、当該モータ５０を駆動する。

モータ５０は、その回転軸に接続された負荷６０を駆動する。

直流リアクトル３０は、直流電流のリプルを平滑化する。

インバータ４１は、負荷転流型インバータであり、例えば３相サイリスタブリッジなどで構成される。

制御回路部７０は電流検出部２２、ＡＢＳ回路部２３、加減算器２４、電圧検出部２５、電源同期ＰＬＬ部２６、整流器点弧角制御部２７、整流器ゲート制御部２８、電圧検出部４２、モータＰＬＬ４３、インバータ点弧角制御部４４、インバータゲート制御部４５、速度制御部４６及び比較器４７などを有して構成される。

電流検出器２２は、交流電源１０から整流器２１に入力される電流を検出し、検出した電流値を、当該電流検出器２２の出力に接続されたＡＢＳ部２３に入力する。

ＡＢＳ部２３は、電流検出部２２から入力した電流値の絶対値を演算し電流フィードバック値ＩＲとして出力する。この出力された電流フィードバック値ＩＲは、当該ＡＢＳ部２３に接続された加減算器２４に入力される。

加減算器２４は、速度制御部４６から入力した電流基準値ＩＲＳと、ＡＢＳ部２３から入力した電流フィードバック値ＩＲの偏差電流値を演算し、この演算した偏差電流値を、当該加減算器２４の出力に接続された整流器点弧角制御部２７に入力する。

整流器点弧角制御部２７は、加減算器２４から入力した偏差電流値に基づき整流器２１の点弧角α（以下、整流器点弧角αと称する。）を算出し、この算出した整流器点弧角αを、当該整流器点弧角制御部２７の出力に接続された整流器ゲート制御部２８に入力する。

電圧検出部２５は、交流電源１０と接続され、整流器２１に入力される交流電源電圧を検出し、検出した電圧値を電源同期ＰＬＬ部２６に入力する。

整流器ゲート制御部２８は、電圧検出部２５から出力された交流電源１０の位相に基づき電源同期ＰＬＬ部２６から出力された交流電源電圧位相θＲと、整流器点弧角制御部２７から出力された整流器点弧角αが入力される。整流器ゲート制御部２８は、入力した交流電源電圧位相θＲに同期した整流器点弧角αに基づき、整流器２１を構成する半導体素子（図示されない）をスイッチングする整流器ゲートパルスＲＧを生成し、整流器２１に出力する。

整流器２１は、整流器ゲート制御部２８から入力した整流器ゲートパルスＲＧで当該整流器２１のスイッチングを行う。

インバータ点弧角制御部４４は、電圧検出部４２からの電圧検出信号（図示しない）やモータＰＬＬ部４３からの周波数信号（図示しない）及びＡＢＳ部２３からの電流フィードバック値ＩＲ（図示しない）又は図示されていないインバータ４１の出力電流などにより、例えばインバータ４１を定余裕角制御（γ一定制御）を行うようなインバータ点弧角βを演算する。演算されたインバータ点弧角βは、インバータゲート制御部４５に入力される。

電圧検出部４２は、インバータ４１と接続されたモータ５０の誘起電圧（以下単にモータ電圧と称する。）を検出し、この検出したモータ電圧をモータＰＬＬ部４３に入力する。

モータＰＬＬ部４３は、モータ電圧の位相に同期したモータ位相θＩ及びモータ電圧の周波数ｆを出力する。尚、モータ電圧の周波数ｆは、モータの回転速度を示しており、一義的に定まるので、以後、モータ電圧の周波数ｆを、モータ速度ｆと称する場合もある。モータ位相θＩは、当該モータＰＬＬ部４３の出力に接続されたインバータゲート制御部４５に入力され、モータ速度ｆは、当該モータＰＬＬ部４３の出力に接続された加減算器４７に入力される。

加減算器４７は、上位装置（図示しない）から入力された速度基準値ｆＲＳと、モータＰＬＬ部４３から入力されたモータ速度ｆの偏差速度を演算し、この演算した偏差速度値を、当該加減算器４７の出力に接続された速度制御部４６に入力する。

インバータゲート制御部４５には、インバータ点弧角制御部４４からインバータ点弧角βとモータＰＬＬ部４３からモータ位相θＩが入力される。インバータゲート制御部４４は入力されたモータ位相θＩに同期したインバータ点弧角βに基づきインバータ４１を構成する半導体素子（図示しない）をスイッチングするインバータゲートパルスＩＧを、インバータ４１に出力する。インバータ４１は、インバータゲート制御部４５から入力されたインバータゲートパルスＩＧで当該インバータ４１のスイッチングを行う。

インバータ４１は、インバータゲート制御部４５から入力したインバータゲートパルスＩＧに基づき制御され、３相交流電力を出力する。

図２は、図１に示すモータＰＬＬ部４３の構成を示すブロック図である。モータＰＬＬ部４３は、座標変換部４３０、位相比較部４３１、正負判別部４３７（４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗの総称）、モータポジション設定部４３８及び速度推定部４３９などを有して構成される。

モータ５０のモータ電圧は電圧検出部４２で検出され座標変換部４３０に入力される。

座標変換部４３０は、３相交流電圧（Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧）からなる３軸座標を２軸座標（Ｄ軸、Ｑ軸 いわゆるＤＱ変換）に変換し出力する。このような変換を行うことにより、当該モータＰＬＬ部４３でのＰＬＬ制御の要件であるモータ電圧の周波数への追従は、Ｑ軸電圧を監視することで確認できるため、制御が容易になる。

位相比較部４３１は、比例器４３２、比例器４３３ａ、積分器４３３ｂ及び加算器４３４などを有して構成され、座標変換部４３０のＱ軸電圧出力がゼロになる様にＰＩ制御を行う。なお、ＫｐおよびＫｉはそれぞれ比例係数である。以下、腰部を説明する。

座標変換部４３０は、上記ＤＱ変換を行い、Ｑ軸電圧を出力する。この出力されたＱ軸電圧は、当該座標変換部４３０の出力に接続された位相比較部４３１の比例器４３２及び比例器４３３ａに入力される。

比例器４３２は、座標変換部４３０から出力されたＱ軸電圧に比例係数Ｋｐを乗じて生成した値を加算器４３４に入力する。

同様に、比例器４３３ａは、座標変換部４３０から出力されたＱ軸電圧に比例係数Ｋｉを乗じて生成した値Ｂを、積分器４３３ｂに入力する。

積分器４３３ｂは、代入指令Ｄが入力されていない通常の場合は、比例器４３３ａから出力された値Ｂを積分し、その出力信号Ｃを加算器４３４に入力する。

加算器４３４は、比例器４３２の出力と積分器４３３ｂの出力Ｃを加算する。加算の結果得られた値（この値はモータ電圧の周波数に相当するがモータの回転速度と一義的に対応するので、これをモータ速度ｆと称する。）を比例器４３５に入力する。

比例器４３５は、加算器４３４から出力されたモータ速度ｆに比例係数Ｇを乗じて生成した電圧を積分器４３６に入力する。

積分器４３６は、比例器４３５から出力された電圧を積分し、その積分値を積分器４３６の出力に接続された座標変換部４３０に入力する。積分器４３６は、上述したモータ速度ｆをモータ位相θＩに変換して座標変換器４３０にフィードバックしており、フィードバックループを形成する。

また、上記積分器４３６の出力は３６０°になるタイミングで当該積分値を０にリセットするように構成されている。上記一連の動作を経てＰＬＬ動作が行われ、当該積分器４３６の出力は、モータ位相θＩを示す（図１のモータＰＬＬ部４３参照）。

なお、上述した比例係数Ｇの値を変えることによりフィードバックゲインが変わり、取扱う周波数やモータの極数により、モータ速度ｆとモータ位相θＩとの関係性が合致するように設定される。また、上記比例係数Ｋｐ又は比例係数Ｋｉは、モータ速度ｆの追従性を設定するための係数で、当該係数を変えることによりモータ速度ｆの応答時間が変わる。

上述した構成において、モータＰＬＬ部４３では、３相分のモータ電圧をＤＱ変換し、Ｑ軸がゼロに追従するようにＰＩ制御を行う。Ｑ軸出力がゼロになったとき、ＰＩ制御の積分器４３３ｂの出力Ｃはモータ速度ｆと等しい（図１のモータＰＬＬ部４３参照）。

低速時からＰＩ制御が可能な場合は、積分器４３３ｂの内部の積分項はゼロ付近から演算することになるため、低速から高速領域に至るまで連続的に速度推定が可能である。

次に、本願発明の趣旨である速度推定手段を説明する。モータ５０のモータ電圧は、電圧検出部４２で検出され、座標変換部４３０に入力されるとともにＵ相電圧は正負判別部４３７Ｕへ、Ｖ相電圧は正負判別部４３７Ｖへ、Ｗ相電圧は正負判別部４３７Ｗへ各々入力される。

正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗは、インバータ４１から入力したＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の正負を判別する。

正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗは、入力電圧が正のときに符号「１」を出力し、検出電圧が負のときに符号「０」を出力する。

判別された正負判別結果は、正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗの出力に接続されたモータポジション設定部４３８に入力される。

モータポジション設定部４３８は、正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗから入力した正負判別結果に基づき、モータポジションを設定する。設定されたモータポジションは、モータポジション設定部４３８に接続された速度推定部４３９に入力される。

上記モータポジションとは、モータ電圧の１周期を６分割し、この６分割して表現した推定位相のことであり、６分割した１つの区間は同一の値として表現した推定位相であり、推定位相とモータポジションの関係を下記に示す。

推定位相 ０〜６０° はモータポジション＝１
推定位相 ６０〜１２０°はモータポジション＝２
推定位相１２０〜１８０°はモータポジション＝３
推定位相１８０〜２４０°はモータポジション＝４
推定位相２４０〜３００°はモータポジション＝５
推定位相３００〜３６０°はモータポジション＝６
次に、モータポジションの設定手段を説明する。図３は、実施例１に係るモータ電圧の正負判別に基づきモータポジションを推定する方法を示す図である。

図３（１）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧波形である。図３（２）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗの出力である正負判別結果を示す図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧は正弦波であるため、正電圧の期間と負電圧の期間が交互に現れる。従って、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧の正電圧及び負電圧を判別（以下、正負判別と称する場合がある。）する。この判別の際、横軸は、Ｕ相のモータ電圧を基準とした時間軸（位相軸）ｔで、縦軸は、上記時間軸ｔに対する正電圧を示す期間は「１」とし、負電圧を示す期間は「０」とすることにより、図３（２）〜（４）に示すＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正負判別信号が生成される。

図３（５）は、モータポジション１〜６を示す図である。モータポジション１〜６は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧がそれぞれ０[Ｖ]と交差する点を、Ｕ相のモータ電圧を基準にプロットすることにより設定される。なお、このモータポジション１〜６は、Ｕ相のモータ電圧を基準とし、図３（１）に示す周期Ｔを６０°ずつ位相をずらした位置に相当する。以下、具体的に説明する。

図３（２）は、図２（１）に示すＵ相モータ電圧の正負判別部４３７Ｕの出力を示す。正電圧を示す期間は「１」を出力し、負電圧を示す期間は「０」を出力する。

図３（３）は、図２（１）に示すＶ相モータ電圧の正負判別部４３７Ｖの出力を示す。正電圧を示す期間は「１」を出力し、負電圧を示す期間は「０」を出力する。

図３（４）は、図２（１）に示すＷ相モータ電圧の正負判別部４３７Ｗの出力を示す。正電圧を示す期間は「１」を出力し、負電圧を示す期間は「０」を出力する。

上述したＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ電圧の正負判別部４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗの出力はモータポジション設定部４３８に入力される。モータポジション設定部４３８は表１に示すテーブルに従ってモータポジションを設定する。（モータポジション設定手段）。

設定されたモータポジションはモータポジション設定部４３８の出力であるモータポジションは速度推定部４３９へ入力される。

次に、速度推定部４３９の動作を説明する。

速度推定部４３９は入力されたモータポジション（すなわち推定位相）に対して時間当たりの変化を演算する。まずモータポジションの変化数ΔＰＯＳの変化を、演算周期単位に、所定の加算回数Ｎ回（ここでは、Ｎ回として説明する。）積算する。演算周期Δｔは、速度推定部４３９の演算上のサンプリングタイムであり、モータ電圧の１／６の周期（６０°）より十分短い任意の値である。

また、変化数ΔＰＯＳは、図３（５）に示すモータポジションの変化量である。演算のサンプリング間でモータポジションに変化が無ければ変化数ΔＰＯＳ＝０である。

モータポジション１からモータポジション２への変化は、変化数ΔＰＯＳ＝＋１であり、モータポジション２からモータポジション３への変化は、変化数ΔＰＯＳ＝＋１となる。このように、モータポジションが順次増加する変化は、変化数ΔＰＯＳを正とする。

また、逆にモータポジション３からモータポジション２への変化は、変化数ΔＰＯＳ＝−１であり、モータポジション２から１への変化は、変化数ΔＰＯＳ＝−１である。このように、モータポジションが順次減少する変化は、変化数ΔＰＯＳを負とする。

ただし、モータポジション１と６とをまたぐようなポジションの変化は、連続的な変化として計算する。例えば、モータポジション６から１への変化は変化数ΔＰＯＳ＝+１、モータポジション１から６への変化は変化数ΔＰＯＳ＝−１となる。以下、その他の場合を含めモータポジションの変化と変化数ΔＰＯＳの関係を表２に示す。

ｎ回目の演算周期をΔｔｎ、モータポジションを変化数ΔＰＯＳｎとして、Ｎ回分積算を行ったときの推定速度を数式（１）で示される（速度推定手段）。

なお、演算周期Δｔと積算回数Ｎの積は、モータの電気的１周期より十分長いものとする。また、演算周期Δｔが常に一定の場合は数式（２）で示される。

数式（１）又は数式（２）で示される値が速度推定部４３９の出力（すなわち推定速度Ａ）として積分器４３３ｂに入力される。

演算周期毎に i=ｎのときのΔｔｎ及びΔＰＯＳｎを、新たに演算した結果に逐次更新することにより、連続的に速度推定を行うことが可能である。所謂、算出された移動平均により、速度推定が可能になる。

図４は、実施例１に係るモータ電圧のゼロクロス付近の挙動を示す図である。図４（１）は、Ｕ相モータ電圧のゼロクロス付近の挙動を示す図である。図示した例では、Ｕ相モータ電圧は、モータポジション６から１に変化するときにゼロクロス（負電圧から正電圧に０[Ｖ]を通過）する。

図４（２）は、図４（１）に示すＵ相モータ電圧に対する正負判別部４３７Ｕの出力を示す。図示した例では、検出したＵ相モータ電圧にノイズが重畳されている場合には、正負判別部４３７Ｕの出力がゼロクロス付近で符号「１」、符号「０」を繰り返すことになる。所謂チャタリングが多くなる可能性がある。この結果、図示した例では、Ｕ相モータ電圧が正のときの信号が「１」、符号「０」を繰り返すため、モータポジション１〜６が安定しない場合がある。

このような場合、上記式（１）に示す加算回数Ｎを十分大きく取ることにより、モータポジションの変化量ΔＰＯＳの積算値を大きくすることができる。この効果として、上述したチャタリングによる影響を低減することができ、結果としてチャタリングを相殺する効果がある。

以上、Ｕ相モータ電圧のチャタリング相殺について説明したが、Ｖ相モータ電圧及びＷ相モータ電圧のチャタリング相殺も同様である。

上述で演算された推定速度Ａは図２の速度推定部４３９から出力され、積分器４３３ｂに入力される。図示しない再起動信号等により、再起動時に代入指令Ｄが積分器４３３ｂに入力されると、積分器４３３ｂの積分項に当該推定速度が１回の再起動に対して１度だけ代入され、そのときのみ推定速度Ａが積分器４３３ｂの出力Ｃと等しくなる。それ以降は通常通り比例器４３３ａ出力Ｂを積分器４３３ｂに積分入力とすることにより積分器４３３ｂの演算を行う。以上の処理によりＰＩ制御の積分項が推定速度Ａの値から計算を開始することができるため、より早く積分器４３３ｂの出力Ｃを実際モータ速度と等しくさせることが可能となり、モータＰＬＬ部４３におけるＱ軸電圧をゼロに追従させることができＰＩ制御の応答を向上させることができる。

次に、再起動時の処理フローを説明する。

（１）モータ５０に界磁電流を流す。なお、永久磁石モータの場合、初めから磁極が確立しているため、界磁電流を流す必要はないので、この手続きは省略できる。

（２）モータ５０に電圧が誘起される（モータ電圧が発生する）。

（３）各相のモータ電圧の正電圧及び負電圧からモータポジションが演算される。

（４）Ｎ回分モータポジション１〜６の変化数ΔＰＯＳを演算し、総積算時間で割ることにより推定速度Ａを推定する（図２速度推定部４３９のモータ推定速度Ａ参照）。

（５）外部からのタイミング信号等により起動時に１回の再起動に対して１度だけ代入指令Ｄが積分器４３３ｂに入力される（代入指令手段）。

（６）積分器４３３ｂの内部の積分項に推定速度Ａが代入される。

（７）以降は通常通り比例器４３３ａの出力Ｂを積分器４３３ｂの積分入力として積分器４３３ｂの演算を行う。

（６）モータＰＬＬ部４３の動作が静定したら演算したモータ位相θIを用いて同期電動機の制御を開始する。

以下、図５を参照して、実施例１に係る積分器４３３ｂの動作を説明する。図５は、実施例として積分器４３３ｂが台形積分器を構成した場合の本発明の積分器４３３ｂの動作を示すフローチャートである。ここでは、数値積分として台形積分を例としたが、積分方法は台形積分に限る必要はなく、他の手法で実行してもよい。以下、図５のフローチャートを参照にて、積分器４３３ｂの動作を説明する。

ステップＳ００１では、初期設定として各値Ｂ０、Ｃ０、及びフラグＦに初期値を設定する。フラグＦは積分値Ｃに推定速度Ａの代入を実施したか否かを示すフラグである。F＝０で代入未実施、F=1で代入済みを意味する。値Ｂ０、Ｃ０は台形積分時に使用する積分器４３３ｂで演算を開始する際の１周期前の値に相当する。

最初に、通常のインバータ運転中について説明する。

ステップＳ００２では、インバータ４１の運転状態、速度推定部４３９の出力である推定速度Ａ、比例器４３３ａの出力値Ｂ及び代入指令Ｄを取り込む。

ステップＳ００３では、インバータ４１が運転中であるか判断し、運転中である場合は（ステップＳ００３のＹｅｓ）、ステップＳ００４に進む。

ステップＳ００４では、まだ、積分値Cに推定速度Ａの代入を実施していないため、フラグＦを０とする。

ステップＳ００５では、値Ｂ、値Ｂ０、値Ｃ０及び積分器４３３ｂの演算周期Δｔ２を使用して台形積分演算を実施し、積分値Ｃを演算する。

ステップＳ００６では、積分値Ｃを出力し、加算器４３４に入力する。

ステップＳ００７では、前回値を示す値Ｂ０及び値Ｃ０を現時点の比例器４３３ａの出力Ｂ及び積分値Ｃに更新する。次にステップＳ００２に戻る。

上述した様に、インバータ４１が運転中は、積分器４３３ｂはステップＳ００２からステップＳ００７までを繰り返すことにより、比例器４３３ａの出力Ｂの積分を実施し積分値Ｃを出力することになる。

次にインバータ４１が停止し、モータ５０が空転している場合を説明する。

インバータ４１運転中と同様ステップＳ００２では、インバータ４１の運転状態、速度推定部４３９の出力である推定速度Ａ、比例器４３３ａの出力値Ｂ及び代入指令Ｄを取り込む。

ステップＳ００３では、インバータ４１が運転中であるか判断し、運転中ではないので（ステップＳ００３のＮｏ）、ステップＳ００８に進む。

ステップＳ００８でフラグＦの判定をおこなう。ここでは前回のステップループＳ００２からＳ００７のステップＳ００４でフラグＦを０に設定しているので（ステップＳ００８のＹｅｓ）、ステップＳ００９に進む。

ステップＳ００９では、代入指令Ｄの有無を判断する。ステップＳ００９にて代入指令Ｄがなければ（ステップＳ００９のＮｏ）、ステップＳ００５に進み、通常運転のステップと同一の動きとなる。ステップＳ００９にて代入指令Ｄの信号がある判断されると（ステップＳ００９のＹｅｓ）、ステップＳ０１０進む。

ステップＳ０１０では、積分値Ｃを推定速度Ａの値とする。すなわち積分項に推定速度Ａを代入する。

ステップＳ０１１では、フラグＦを１と設定し、ステップＳ００６に進む。

ステップＳ００６では、積分値Ｃを積分器４３３ｂの出力として加算器４３４に出力する。

ステップＳ００７では、各々Ｂ０、Ｃ０を現在のＢ、Ｃに置き換える。次にステップＳ００２に戻る。

ステップＳ００２では、インバータ４１が停止で、代入指令Ｄが着信している２回目のループではステップ００３からステップ００８に進む。しかしステップ００８でフラグＦの判断をおこなうが、フラグＦが０ではないので、ステップ００９へは進まない。ステップ００８からステップ００５に進むことになる。

このようにして再起動時に1回のみ推定速度Ａが積分器４３３ｂに1回のみ代入されることになる。

以上説明したように本発明によれば、低速から高速領域に至るまで、任意の速度で速度推定が可能で、再起動が可能な同期電動機の制御装置を提供することができる。

１ 制御装置
１０ 交流電源
２１ 整流器
２２ 電流検出部
２３ ＡＢＳ部
２４ 加減算器
２５ 電圧検出部
２６ 電源同期ＰＬＬ部
２７ 整流器点弧角制御部
２８ 整流器ゲート制御部
３０ 直流リアクトル
４１ インバータ
４２ 電圧検出部
４３ モータＰＬＬ部
４３０ 座標変換部
４３１ 位相比較部
４３２、４３３ａ、４３５ 比例器
４３３ｂ 積分器
４３４ 加算器
４３６ 積分器
４３７Ｕ、４３７Ｖ、４３７Ｗ 正負判別部
４３８ モータポジション設定部
４３９ 速度推定部
４４ インバータ点弧角制御部
４５ インバータゲート制御部
４６ 速度制御部
５０ 同期電動機（モータ）
６０ 負荷

Claims (4)

1. 負荷転流型インバータを備えた、同期電動機の制御装置であって、
   前記同期電動機の３相交流入力のそれぞれの相の誘起電圧の正負を判別する正負判別手段と、
   前記正負判別手段による判別結果に基づいて前記誘起電圧の推定位相を演算し設定する推定位相設定手段と、推定位相の変化を所定の回数積算し、前記所定の回数と演算周期の積で割ることにより、前記同期電動機の速度を推定する速度推定手段と、
   を有することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 前記速度推定手段は、
   前記正負判別手段による判別結果に基づいて前記誘起電圧の１周期を６分割し、６分割した１つの区間は同一の値として推定位相を演算し設定する推定位相設定手段を備え、
   前記６分割した推定位相の変化を所定の回数積算し、前記所定の回数と演算周期の積で割ることにより、前記同期電動機の速度を推定することを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
3. 前期速度推定手段は、
   前記誘起電圧をＤ軸とＱ軸の２軸に変換する座標変換部と、
   比例積分回路を含むフィードバック回路と、
   前記座標変換部及び前記フィードバック回路により前記誘起電圧の位相と周波数を検出する位相同期回路と、
   同期電動機が空転時から再起動する際に、前記速度推定手段の出力を、前記比例積分回路の内部で演算する積分値として代入して比例積分演算を実施する代入指令手段と、
   を備えた請求項１または請求項２記載の同期電動機の制御装置。
4. 前記代入指令手段は、
   前記同期電動機が空転時から再起動する際に１回のみ、前記速度推定手段の出力を、前記比例積分回路の内部で演算する積分値として代入して比例積分演算を実施する請求項３記載の同期電動機の制御装置。

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